JPH08336235A - 力率補正回路 - Google Patents
力率補正回路Info
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- JPH08336235A JPH08336235A JP8019531A JP1953196A JPH08336235A JP H08336235 A JPH08336235 A JP H08336235A JP 8019531 A JP8019531 A JP 8019531A JP 1953196 A JP1953196 A JP 1953196A JP H08336235 A JPH08336235 A JP H08336235A
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- factor correction
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- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
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- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力電流の高調波含有量が低く、最少数の回
路部品で高い力率で動作し、更に蛍光放電ランプ安定器
のランプ電流波高因子仕様を満足するような多重共振昇
圧力率補正回路を提供する。 【解決手段】 全波整流器１０の入力端子間の高周波濾
波コンデンサＣ5 と、直列接続のスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 を含む直列半ブリッジ変換器と、整流器の出
力と直流母線電圧との間に接続されたダイオードＤ
5 と、整流器の出力と直列接続のスイッチング素子間の
接続点との間に結合されたコンデンサＣ4 と、スイッチ
ング素子間の接続点に接続された共振負荷回路（Ｌ1 ，
Ｃ2 ，Ｃ3 ，１６）と、スイッチング素子を交互に切り
替える駆動回路２０であって、スイッチング素子の一方
がオフに切り替わった後で他方がオンに切り替わる前に
両スイッチング素子がオフである所定のデッドタイムを
設ける駆動回路とを有する。
路部品で高い力率で動作し、更に蛍光放電ランプ安定器
のランプ電流波高因子仕様を満足するような多重共振昇
圧力率補正回路を提供する。 【解決手段】 全波整流器１０の入力端子間の高周波濾
波コンデンサＣ5 と、直列接続のスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 を含む直列半ブリッジ変換器と、整流器の出
力と直流母線電圧との間に接続されたダイオードＤ
5 と、整流器の出力と直列接続のスイッチング素子間の
接続点との間に結合されたコンデンサＣ4 と、スイッチ
ング素子間の接続点に接続された共振負荷回路（Ｌ1 ，
Ｃ2 ，Ｃ3 ，１６）と、スイッチング素子を交互に切り
替える駆動回路２０であって、スイッチング素子の一方
がオフに切り替わった後で他方がオンに切り替わる前に
両スイッチング素子がオフである所定のデッドタイムを
設ける駆動回路とを有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般に力率補正回路に
関し、更に詳しくは、欧州の線路電圧に適合し且つ入力
電流の高調波歪に対する欧州の要求条件を満足する放電
ランプ用安定器に適した高力率回路に関する。
関し、更に詳しくは、欧州の線路電圧に適合し且つ入力
電流の高調波歪に対する欧州の要求条件を満足する放電
ランプ用安定器に適した高力率回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】国際電気技術委員会基準（ＩＥＣ５５５
−２）は、電力系統にフィードバックすることができる
許容可能な高調波含有量について記述している。このた
め、欧州では、ＩＥＣ５５５−２仕様書は２５Ｗより大
きな電力を使う安定器に対して非常に厳しい入力電流高
調波歪基準を満足するように要求している。また、入力
電流の高調波含有量は回路の力率、すなわち入力電力を
実効（ｒｍｓ）電圧と実効（ｒｍｓ）電流との積で割っ
たものを決定する。更に、ランプの効率および寿命の長
さに対する工業要求条件を満足するために、ランプ電流
の波高因子すなわちランプ電流の実効（ｒｍｓ）値に対
する最高ランプ電流値の比は１．７未満でなければなら
ない。不幸なことに、力率と波高因子の要求条件は、特
に低価格の回路において互いに相反する傾向がある。
−２）は、電力系統にフィードバックすることができる
許容可能な高調波含有量について記述している。このた
め、欧州では、ＩＥＣ５５５−２仕様書は２５Ｗより大
きな電力を使う安定器に対して非常に厳しい入力電流高
調波歪基準を満足するように要求している。また、入力
電流の高調波含有量は回路の力率、すなわち入力電力を
実効（ｒｍｓ）電圧と実効（ｒｍｓ）電流との積で割っ
たものを決定する。更に、ランプの効率および寿命の長
さに対する工業要求条件を満足するために、ランプ電流
の波高因子すなわちランプ電流の実効（ｒｍｓ）値に対
する最高ランプ電流値の比は１．７未満でなければなら
ない。不幸なことに、力率と波高因子の要求条件は、特
に低価格の回路において互いに相反する傾向がある。
【０００３】ＩＥＣ５５５−２仕様書を満足するような
集積化昇圧回路が、１９９２年８月２５日出願の米国特
許出願第０７／９３４，８４３号（米国特許第５４０８
４０３号）に記載されている。その集積化昇圧回路は負
荷に両方向電流を供給するために使用されるものであ
り、全波整流器、直列半ブリッジ変換器および昇圧変換
器を有する。直列半ブリッジ変換器は、母線導体と負荷
回路のブリッジ・スイッチ端部との間に設けられた第１
のスイッチ、アース導体と負荷回路のブリッジ・スイッ
チ端部との間に設けられた第２のスイッチ、並びに第１
および第２のスイッチを交互にオンに切り替えるための
スイッチング制御回路を含む。昇圧変換器は、母線導体
とアース導体との間に接続された昇圧コンデンサであっ
て、該コンデンサ上の電荷のレベルが母線導体上の母線
電圧を決定する昇圧コンデンサ、一方向導電素子を介し
て昇圧コンデンサに接続されて、エネルギを昇圧コンデ
ンサに放電する昇圧インダクタ、および昇圧インダクタ
の負荷端部をアース導体に周期的に接続して、昇圧イン
ダクタを充電する低インピーダンス路を有する。
集積化昇圧回路が、１９９２年８月２５日出願の米国特
許出願第０７／９３４，８４３号（米国特許第５４０８
４０３号）に記載されている。その集積化昇圧回路は負
荷に両方向電流を供給するために使用されるものであ
り、全波整流器、直列半ブリッジ変換器および昇圧変換
器を有する。直列半ブリッジ変換器は、母線導体と負荷
回路のブリッジ・スイッチ端部との間に設けられた第１
のスイッチ、アース導体と負荷回路のブリッジ・スイッ
チ端部との間に設けられた第２のスイッチ、並びに第１
および第２のスイッチを交互にオンに切り替えるための
スイッチング制御回路を含む。昇圧変換器は、母線導体
とアース導体との間に接続された昇圧コンデンサであっ
て、該コンデンサ上の電荷のレベルが母線導体上の母線
電圧を決定する昇圧コンデンサ、一方向導電素子を介し
て昇圧コンデンサに接続されて、エネルギを昇圧コンデ
ンサに放電する昇圧インダクタ、および昇圧インダクタ
の負荷端部をアース導体に周期的に接続して、昇圧イン
ダクタを充電する低インピーダンス路を有する。
【０００４】有利なことに、上記集積化昇圧回路は、蛍
光放電ランプ用安定器に対するＩＥＣおよび波高因子要
求条件を満足する。しかしながら、この昇圧回路はピー
ク線路電圧の約２倍の母線電圧を必要とする。欧州の２
３０Ｖの線路電圧を整流すると３２５Ｖになるので、電
圧を２倍にすると、装置に加わるストレスは６５０Ｖに
なり、８００Ｖの電力用ＭＯＳＦＥＴが必要になる。
光放電ランプ用安定器に対するＩＥＣおよび波高因子要
求条件を満足する。しかしながら、この昇圧回路はピー
ク線路電圧の約２倍の母線電圧を必要とする。欧州の２
３０Ｖの線路電圧を整流すると３２５Ｖになるので、電
圧を２倍にすると、装置に加わるストレスは６５０Ｖに
なり、８００Ｖの電力用ＭＯＳＦＥＴが必要になる。
【０００５】近年、米国特許第４，６４２，７４５号、
米国特許第４，７８２，２６８号、米国特許第４，８０
８，８８７号および米国特許第５，００８，５９７号に
記載されているような他の高力率回路が提案されてい
る。全般的に、これらの特許の力率補正回路は、高周波
回路と線路との間にいくつかのダイオードを介して多数
のコンデンサおよび／またはインダクタを接続すること
により、低電圧期間の間に線路から電流を引き込むよう
にするものである。電解コンデンサがこれらの構成部品
のポンピング作用により充電される。電解コンデンサに
蓄積されるエネルギ量は常に入力交流線路電圧の値に比
例する。また、線路から引き込まれる平均電流は上記電
圧に比例する。従って、入力力率は非常に高く、かつ電
流の高調波含有量は非常に低い。これらの殆どの回路は
比較的多数の構成部品を必要としている。
米国特許第４，７８２，２６８号、米国特許第４，８０
８，８８７号および米国特許第５，００８，５９７号に
記載されているような他の高力率回路が提案されてい
る。全般的に、これらの特許の力率補正回路は、高周波
回路と線路との間にいくつかのダイオードを介して多数
のコンデンサおよび／またはインダクタを接続すること
により、低電圧期間の間に線路から電流を引き込むよう
にするものである。電解コンデンサがこれらの構成部品
のポンピング作用により充電される。電解コンデンサに
蓄積されるエネルギ量は常に入力交流線路電圧の値に比
例する。また、線路から引き込まれる平均電流は上記電
圧に比例する。従って、入力力率は非常に高く、かつ電
流の高調波含有量は非常に低い。これらの殆どの回路は
比較的多数の構成部品を必要としている。
【０００６】従って、全世界における入力力率および入
力電流高調波仕様を満足する電力回路を提供することが
要望されている。更に、高電圧電力素子を必要とするこ
となく、最少数の部品でランプ電流波高因子仕様を満足
する蛍光放電ランプ安定器用の経済的な力率補正回路を
提供することが要望されている。
力電流高調波仕様を満足する電力回路を提供することが
要望されている。更に、高電圧電力素子を必要とするこ
となく、最少数の部品でランプ電流波高因子仕様を満足
する蛍光放電ランプ安定器用の経済的な力率補正回路を
提供することが要望されている。
【０００７】
【発明の概要】本発明では多重共振昇圧力率補正回路を
提供し、該回路は、交流線路電流を受け取って、交流線
路電圧から直流母線電圧を作成する全波整流器と、全波
整流器の入力端子間に結合された高周波フィルタを構成
する濾波キャパシタンスと、アース電位と直流母線電圧
との間で脈動する電圧を印加する直列半ブリッジ変換器
と、カソードが直流母線に接続されるように整流器の出
力と直流母線電圧との間に接続されたダイオードと、半
ブリッジ変換器の直列接続のスイッチング素子間の接続
点と整流器の出力との間に結合されたキャパシタンス
と、直列接続のスイッチング素子間の接続点に接続され
た共振負荷回路であって、直流阻止キャパシタンスと直
列の共振インダクタ、および共振キャパシタンスと蛍光
放電ランプのような負荷との並列組合せを含む共振負荷
回路と、スイッチング素子を交互に切り替える駆動回路
であって、スイッチング素子の一方がオフに切り替わっ
た後で他方がオンに切り替わるまでの両スイッチング素
子がオフである所定のデッドタイム（ｄｅａｄ ｔｉｍ
ｅ）を設ける駆動回路とを有する。
提供し、該回路は、交流線路電流を受け取って、交流線
路電圧から直流母線電圧を作成する全波整流器と、全波
整流器の入力端子間に結合された高周波フィルタを構成
する濾波キャパシタンスと、アース電位と直流母線電圧
との間で脈動する電圧を印加する直列半ブリッジ変換器
と、カソードが直流母線に接続されるように整流器の出
力と直流母線電圧との間に接続されたダイオードと、半
ブリッジ変換器の直列接続のスイッチング素子間の接続
点と整流器の出力との間に結合されたキャパシタンス
と、直列接続のスイッチング素子間の接続点に接続され
た共振負荷回路であって、直流阻止キャパシタンスと直
列の共振インダクタ、および共振キャパシタンスと蛍光
放電ランプのような負荷との並列組合せを含む共振負荷
回路と、スイッチング素子を交互に切り替える駆動回路
であって、スイッチング素子の一方がオフに切り替わっ
た後で他方がオンに切り替わるまでの両スイッチング素
子がオフである所定のデッドタイム（ｄｅａｄ ｔｉｍ
ｅ）を設ける駆動回路とを有する。
【０００８】有利なことに、本発明による多重共振昇圧
高力率回路は入力電流の高調波含有量が低いことを要求
するＩＥＣ基準を満足し、非常に高い力率で動作する。
更に、本発明の高力率回路は最少数の回路部品で動作す
る。その上、本発明の高力率回路は蛍光放電ランプ安定
器のランプ電流波高因子仕様を満足し、従来の蛍光放電
ランプ安定器よりも低い電圧の電力素子を必要とする。
高力率回路は入力電流の高調波含有量が低いことを要求
するＩＥＣ基準を満足し、非常に高い力率で動作する。
更に、本発明の高力率回路は最少数の回路部品で動作す
る。その上、本発明の高力率回路は蛍光放電ランプ安定
器のランプ電流波高因子仕様を満足し、従来の蛍光放電
ランプ安定器よりも低い電圧の電力素子を必要とする。
【０００９】本発明の特徴および利点は、添付図面を参
照した以下の詳細な説明から明らかになるであろう。
照した以下の詳細な説明から明らかになるであろう。
【００１０】
【詳しい説明】本発明の高力率回路を放電ランプ用安定
器に関して説明する。しかしながら、本発明の原理は放
電ランプの安定器に限定されるものでなく、例えば図１
１に示されているオフライン直流電源のような他の用途
にも使用することができる。図１は、蛍光放電ランプ用
の従来の半ブリッジ安定器の構成を示している。図１の
安定器は、電源１２から供給される交流電圧Ｖacを整流
するための、ダイオードＤ1 −Ｄ4 で構成された全波整
流器１０を含む。通常は電解コンデンサであるコンデン
サＣ1 が整流器の出力端子間に結合され、これにより整
流され濾波された電圧Ｖdcが半ブリッジ接続のスイッチ
ング素子Ｑ1 およびＱ2 に供給される。ゲート駆動回路
１４が素子Ｑ1 およびＱ2 を交互に切り替えて、共振負
荷回路に両方向電流を供給する。共振負荷回路は、直列
接続された共振インダクタＬ1、直流阻止コンデンサＣ
2 および共振コンデンサＣ3 を含む。蛍光放電ランプと
して例示した負荷１６が共振コンデンサＣ3 に並列に接
続されている。
器に関して説明する。しかしながら、本発明の原理は放
電ランプの安定器に限定されるものでなく、例えば図１
１に示されているオフライン直流電源のような他の用途
にも使用することができる。図１は、蛍光放電ランプ用
の従来の半ブリッジ安定器の構成を示している。図１の
安定器は、電源１２から供給される交流電圧Ｖacを整流
するための、ダイオードＤ1 −Ｄ4 で構成された全波整
流器１０を含む。通常は電解コンデンサであるコンデン
サＣ1 が整流器の出力端子間に結合され、これにより整
流され濾波された電圧Ｖdcが半ブリッジ接続のスイッチ
ング素子Ｑ1 およびＱ2 に供給される。ゲート駆動回路
１４が素子Ｑ1 およびＱ2 を交互に切り替えて、共振負
荷回路に両方向電流を供給する。共振負荷回路は、直列
接続された共振インダクタＬ1、直流阻止コンデンサＣ
2 および共振コンデンサＣ3 を含む。蛍光放電ランプと
して例示した負荷１６が共振コンデンサＣ3 に並列に接
続されている。
【００１１】図１の回路は、不都合なことに、入力電流
に比較的高い割合の入力周波数高調波を導入し、その結
果として力率が低く、ＩＥＣ基準を満足していない。本
発明によれば、低高調波含有量についてのＩＥＣ基準を
少数の回路部品で有利に満足する高力率回路が提供され
る。この高力率回路は更に、放電ランプ安定器のランプ
電流波高因子仕様を満足しながら、欧州および米国の電
圧に適合することができ、高いランプ効率および長いラ
ンプ寿命を達成することができる。
に比較的高い割合の入力周波数高調波を導入し、その結
果として力率が低く、ＩＥＣ基準を満足していない。本
発明によれば、低高調波含有量についてのＩＥＣ基準を
少数の回路部品で有利に満足する高力率回路が提供され
る。この高力率回路は更に、放電ランプ安定器のランプ
電流波高因子仕様を満足しながら、欧州および米国の電
圧に適合することができ、高いランプ効率および長いラ
ンプ寿命を達成することができる。
【００１２】本発明は、上述した米国特許第４，７８
２，２６８号、第４，８０８，８０７号および第５，０
０８，５９７号に記載の従来の回路を改良したものであ
り、上述した利点が一層少数の回路部品で達成されるの
で、蛍光放電ランプ用安定器に適した実用的な高力率回
路を提供する。更に、集積化昇圧回路に比較して、本発
明はより低い電圧の電力素子を使用している。本発明の
回路構成は適当なデッドタイムの選択と組み合わせるこ
とにより、回路部品が一層少なくなるばかりでなく、駆
動安定器の標準的なモードのどれでも、すなわち自励発
振、固定周波数、および電流または電圧フィードバック
制御による可変周波数のいずれをも行うことが可能であ
る。
２，２６８号、第４，８０８，８０７号および第５，０
０８，５９７号に記載の従来の回路を改良したものであ
り、上述した利点が一層少数の回路部品で達成されるの
で、蛍光放電ランプ用安定器に適した実用的な高力率回
路を提供する。更に、集積化昇圧回路に比較して、本発
明はより低い電圧の電力素子を使用している。本発明の
回路構成は適当なデッドタイムの選択と組み合わせるこ
とにより、回路部品が一層少なくなるばかりでなく、駆
動安定器の標準的なモードのどれでも、すなわち自励発
振、固定周波数、および電流または電圧フィードバック
制御による可変周波数のいずれをも行うことが可能であ
る。
【００１３】図２は、本発明による多重共振昇圧高力率
回路を示している。図２において、図１の同じ構成要素
に対応する符号は同じである。本発明によれば、高力率
およびランプ電流波高因子の仕様を満足させるため、ダ
イオードブリッジ全波整流器１０の入力端子間に高周波
フィルタ用の濾波コンデンサＣ5 を接続し、全波整流器
１０の出力ノードａとスイッチング素子Ｑ1 およびＱ2
を接続する接続点ｂとの間にコンデンサＣ4 を接続し、
ノードａと上側のスイッチング素子Ｑ1 のドレイン端子
との間に一方向導電素子、例えばダイオードＤ5 を接続
し、適切なデッドタイムの選択を行えるゲート駆動回路
２０を使用する。
回路を示している。図２において、図１の同じ構成要素
に対応する符号は同じである。本発明によれば、高力率
およびランプ電流波高因子の仕様を満足させるため、ダ
イオードブリッジ全波整流器１０の入力端子間に高周波
フィルタ用の濾波コンデンサＣ5 を接続し、全波整流器
１０の出力ノードａとスイッチング素子Ｑ1 およびＱ2
を接続する接続点ｂとの間にコンデンサＣ4 を接続し、
ノードａと上側のスイッチング素子Ｑ1 のドレイン端子
との間に一方向導電素子、例えばダイオードＤ5 を接続
し、適切なデッドタイムの選択を行えるゲート駆動回路
２０を使用する。
【００１４】図２の高力率回路の動作について、スイッ
チング素子（以下、単にスイッチとも呼ぶ）Ｑ1 および
Ｑ2 の１つのスイッチングサイクルの中の６つの期間に
おける等価回路を示す図３〜８を参照して説明する。図
３は、スイッチＱ2 がオフのままで、スイッチＱ1 がオ
ンに切り替わった時に開始する第１の期間の間における
回路の動作を示しており、電流が電解コンデンサＣ1 か
ら図示の方向にインダクタＬ1 、コンデンサＣ2 、次い
でコンデンサＣ3 およびランプの並列組合せを通って流
れる。エネルギはコンデンサＣ1 から引き出される。
（コンデンサＣ1の両端間の電圧が仮に線路電圧よりも
高い場合には、すべてのダイオードＤ1 −Ｄ5 は逆バイ
アスされて導通しない。） 図４は、スイッチＱ1 がオフに切り替わった直後のデッ
ドタイム期間の間における動作を示している（スイッチ
Ｑ2 はまだオフである）。負荷位相角（すなわちコンデ
ンサＣ3 、インダクタＬ1 およびコンデンサＣ1 の設計
値とランプ抵抗とによって決まる中点電圧の基本波成分
とインダクタ電流との間の角度）が特定の選択された角
度である場合、インダクタ電流は図３における方向と同
じ方向に流れ続ける。電流はほとんどすべてがコンデン
サＣ4 を通って流れ、僅かな電流がスイッチＱ1 および
Ｑ2 の出力キャパシタンス（図示せず）を通って流れ
る。コンデンサＣ5 がスイッチング周波数においてフィ
ルタ部品として機能するようにコンデンサＣ5 の値が選
択されている場合、スイッチング周波数の高調波の電流
がコンデンサＣ5 を通って流れる。コンデンサＣ4 は瞬
時整流線路電圧まで充電される。その時にデッドタイム
が終了していない場合には、ブリッジのダイオードおよ
びダイオードＤ5 は逆バイアスされる。
チング素子（以下、単にスイッチとも呼ぶ）Ｑ1 および
Ｑ2 の１つのスイッチングサイクルの中の６つの期間に
おける等価回路を示す図３〜８を参照して説明する。図
３は、スイッチＱ2 がオフのままで、スイッチＱ1 がオ
ンに切り替わった時に開始する第１の期間の間における
回路の動作を示しており、電流が電解コンデンサＣ1 か
ら図示の方向にインダクタＬ1 、コンデンサＣ2 、次い
でコンデンサＣ3 およびランプの並列組合せを通って流
れる。エネルギはコンデンサＣ1 から引き出される。
（コンデンサＣ1の両端間の電圧が仮に線路電圧よりも
高い場合には、すべてのダイオードＤ1 −Ｄ5 は逆バイ
アスされて導通しない。） 図４は、スイッチＱ1 がオフに切り替わった直後のデッ
ドタイム期間の間における動作を示している（スイッチ
Ｑ2 はまだオフである）。負荷位相角（すなわちコンデ
ンサＣ3 、インダクタＬ1 およびコンデンサＣ1 の設計
値とランプ抵抗とによって決まる中点電圧の基本波成分
とインダクタ電流との間の角度）が特定の選択された角
度である場合、インダクタ電流は図３における方向と同
じ方向に流れ続ける。電流はほとんどすべてがコンデン
サＣ4 を通って流れ、僅かな電流がスイッチＱ1 および
Ｑ2 の出力キャパシタンス（図示せず）を通って流れ
る。コンデンサＣ5 がスイッチング周波数においてフィ
ルタ部品として機能するようにコンデンサＣ5 の値が選
択されている場合、スイッチング周波数の高調波の電流
がコンデンサＣ5 を通って流れる。コンデンサＣ4 は瞬
時整流線路電圧まで充電される。その時にデッドタイム
が終了していない場合には、ブリッジのダイオードおよ
びダイオードＤ5 は逆バイアスされる。
【００１５】図５は、スイッチＱ2 の本体ダイオードが
導通しているデッドタイム期間の残りの時間の間におけ
る動作を示している。インダクタの電流は、電流が方向
を逆転するかまたはデッドタイムが終了するまで、スイ
ッチＱ2 の本体ダイオード（ＤＱ2 で表されている）を
通って流れる。インダクタＬ1 の電流が方向を逆転する
前にデッドタイムが終了する場合には、電流は次の期間
（図６）の始めではスイッチＱ2 のチャンネルを通って
同じ方向に流れ続ける。そこで、デッドタイムは、イン
ダクタＬ1 の電流が方向を逆転する前にデッドタイムが
終了するように、この動作モードに対して最適化すべき
であることに注意されたい。
導通しているデッドタイム期間の残りの時間の間におけ
る動作を示している。インダクタの電流は、電流が方向
を逆転するかまたはデッドタイムが終了するまで、スイ
ッチＱ2 の本体ダイオード（ＤＱ2 で表されている）を
通って流れる。インダクタＬ1 の電流が方向を逆転する
前にデッドタイムが終了する場合には、電流は次の期間
（図６）の始めではスイッチＱ2 のチャンネルを通って
同じ方向に流れ続ける。そこで、デッドタイムは、イン
ダクタＬ1 の電流が方向を逆転する前にデッドタイムが
終了するように、この動作モードに対して最適化すべき
であることに注意されたい。
【００１６】図６は、スイッチＱ2 がオンになり、スイ
ッチＱ1 がオフであるときに開始する期間の動作を示し
ている。スイッチＱ2 が一旦オンになると、共振インダ
クタＬ1 の電流はスイッチＱ2 のチャンネルおよひラン
プを通って流れる。この期間の間、エネルギはコンデン
サＣ1 から引き出されない。電流はスイッチＱ2 のドレ
インからソースに流れるように図示されているが、上述
したように、サイクルの始めでは電流は反対方向に流れ
る。
ッチＱ1 がオフであるときに開始する期間の動作を示し
ている。スイッチＱ2 が一旦オンになると、共振インダ
クタＬ1 の電流はスイッチＱ2 のチャンネルおよひラン
プを通って流れる。この期間の間、エネルギはコンデン
サＣ1 から引き出されない。電流はスイッチＱ2 のドレ
インからソースに流れるように図示されているが、上述
したように、サイクルの始めでは電流は反対方向に流れ
る。
【００１７】図７は、スイッチＱ2 がオフになった直後
（スイッチＱ1 はまだオフである）における第２のデッ
ドタイム期間の動作を示している。スイッチＱ1 および
Ｑ2の出力キャパシタンス（図示せず）を通って流れる
僅かな電流を除き、インダクタＬ1 の電流の大部分はコ
ンデンサＣ4 およびダイオードＤ5 を通り、更にコンデ
ンサＣ1 および負荷を通って流れ続ける。コンデンサＣ
4 に蓄積されたエネルギはコンデンサＣ1 に転送されて
Ｃ1 を充電する。コンデンサＣ4 が完全に放電したと
き、インダクタＬ2 の電流はスイッチＱ1 の逆方向の本
体ダイオードに流れ続けて、コンデンサＣ1 にいくらか
のエネルギを蓄積し続ける。デッドタイムが短か過ぎ
て、コンデンサＣ4 が完全に放電しない場合には、スパ
イク状の放電電流が次の期間の始めにおいてスイッチＱ
1 に流れる。この状態は回路の損失を増大するが、コン
デンサＣ4 、インダクタＬ2 およびデッドタイムを適切
に選択することにより避けることができる。
（スイッチＱ1 はまだオフである）における第２のデッ
ドタイム期間の動作を示している。スイッチＱ1 および
Ｑ2の出力キャパシタンス（図示せず）を通って流れる
僅かな電流を除き、インダクタＬ1 の電流の大部分はコ
ンデンサＣ4 およびダイオードＤ5 を通り、更にコンデ
ンサＣ1 および負荷を通って流れ続ける。コンデンサＣ
4 に蓄積されたエネルギはコンデンサＣ1 に転送されて
Ｃ1 を充電する。コンデンサＣ4 が完全に放電したと
き、インダクタＬ2 の電流はスイッチＱ1 の逆方向の本
体ダイオードに流れ続けて、コンデンサＣ1 にいくらか
のエネルギを蓄積し続ける。デッドタイムが短か過ぎ
て、コンデンサＣ4 が完全に放電しない場合には、スパ
イク状の放電電流が次の期間の始めにおいてスイッチＱ
1 に流れる。この状態は回路の損失を増大するが、コン
デンサＣ4 、インダクタＬ2 およびデッドタイムを適切
に選択することにより避けることができる。
【００１８】図８は、スイッチＱ1 の本体ダイオード
（ＤＱ1 ）が導通している第２のデッドタイム期間の残
りの時間の間における動作を示している。この動作でス
イッチングサイクルは完了し、次のモードは図３で示す
ものになる。スイッチングサイクルの各部分の間に交流
線路から回路によって引き出されて、１つの交流線路サ
イクル全体にわたって加算されたエネルギが、その線路
サイクル全体の間に回路で消費されたエネルギ、すなわ
ち負荷に送り出されたエネルギと損失として消失された
エネルギとの和に等しい場合には、力率補正が生じる。
この状態が維持されるとき、コンデンサＣ1 の両端間の
電圧は常に線路電圧よりも高く留まり、線路から引き出
されるピーク充電電流はない。この結果、線路電流（コ
ンデンサＣ5 による高周波濾波の後の電流）は、図９の
波形で示すように、入力電圧と類似し、入力電圧と同相
である。
（ＤＱ1 ）が導通している第２のデッドタイム期間の残
りの時間の間における動作を示している。この動作でス
イッチングサイクルは完了し、次のモードは図３で示す
ものになる。スイッチングサイクルの各部分の間に交流
線路から回路によって引き出されて、１つの交流線路サ
イクル全体にわたって加算されたエネルギが、その線路
サイクル全体の間に回路で消費されたエネルギ、すなわ
ち負荷に送り出されたエネルギと損失として消失された
エネルギとの和に等しい場合には、力率補正が生じる。
この状態が維持されるとき、コンデンサＣ1 の両端間の
電圧は常に線路電圧よりも高く留まり、線路から引き出
されるピーク充電電流はない。この結果、線路電流（コ
ンデンサＣ5 による高周波濾波の後の電流）は、図９の
波形で示すように、入力電圧と類似し、入力電圧と同相
である。
【００１９】図１０は、図３〜８について上述した６つ
の期間におけるコンデンサＣ4 の電圧波形および電流波
形を示す図である。図１０において、デッドタイムはｔ
d で示されている。部品の値を計算するために使用され
る設計式は、次のように導き出される。まず、高力率を
達成するために、１つの線路サイクル全体（５０または
６０ヘルツ）の間にコンデンサＣ4 に蓄積されるエネル
ギは、回路によって引き出されるエネルギの半分に等し
くなければならない。
の期間におけるコンデンサＣ4 の電圧波形および電流波
形を示す図である。図１０において、デッドタイムはｔ
d で示されている。部品の値を計算するために使用され
る設計式は、次のように導き出される。まず、高力率を
達成するために、１つの線路サイクル全体（５０または
６０ヘルツ）の間にコンデンサＣ4 に蓄積されるエネル
ギは、回路によって引き出されるエネルギの半分に等し
くなければならない。
【００２０】
【数１】
【００２１】この結果、次式のようになる。
【００２２】
【数２】
【００２３】ここで、Ｖacはｒｍｓ線路電圧、ｆs はス
イッチング周波数、ｆ1 は線路周波数およびＰtot は負
荷に出力される電力と回路の損失との和である。上述し
た式によって与えられる条件に加えて、コンデンサＣ1
の両端間の電圧Ｖdcは、線路電圧のピークにおけるコン
デンサ充電電流スパイクを避けるためにピーク線路電圧
（１／２）1/2 Ｖacよりも大きくなければならない。整
流されたピーク線路電圧を越えるＶdcの増大は、素子の
ストレスおよび負荷状態を考慮して選択される独立パラ
メータであり、例えばピーク線路電圧の１．０５倍に等
しいＶdcの値である。
イッチング周波数、ｆ1 は線路周波数およびＰtot は負
荷に出力される電力と回路の損失との和である。上述し
た式によって与えられる条件に加えて、コンデンサＣ1
の両端間の電圧Ｖdcは、線路電圧のピークにおけるコン
デンサ充電電流スパイクを避けるためにピーク線路電圧
（１／２）1/2 Ｖacよりも大きくなければならない。整
流されたピーク線路電圧を越えるＶdcの増大は、素子の
ストレスおよび負荷状態を考慮して選択される独立パラ
メータであり、例えばピーク線路電圧の１．０５倍に等
しいＶdcの値である。
【００２４】全電力は次式で与えられる。
【００２５】
【数３】
【００２６】ここで、ＩL はピーク負荷電流、Ｖf は点
ｂにおける電圧の基本波成分（基本波電圧の振幅を与え
るためにＶdcを掛けたもの）であり、ΦL は負荷位相角
である。最後に、回路を高効率で動作させるために、コ
ンデンサＣ4 に蓄積されたすべてのエネルギはデッドタ
イムの間に放電されなければならない。これは、次式を
意味する：
ｂにおける電圧の基本波成分（基本波電圧の振幅を与え
るためにＶdcを掛けたもの）であり、ΦL は負荷位相角
である。最後に、回路を高効率で動作させるために、コ
ンデンサＣ4 に蓄積されたすべてのエネルギはデッドタ
イムの間に放電されなければならない。これは、次式を
意味する：
【００２７】
【数４】
【００２８】ここで、Φd はデッドタイムの半分に対応
する角度に等しく（Φd ＝ｔdｆs１８０゜）、ωs は単
位がラジアン／秒のスイッチング周波数である。上式に
おける既知の値は入力電圧Ｖac、スイッチング周波数ｆ
s 、全電力、およびデッドタイムｔd である。未知の値
は負荷位相角、負荷電流、および昇圧コンデンサＣ4 で
ある。式を同時に解くと、ΦL の次式が得られる。
する角度に等しく（Φd ＝ｔdｆs１８０゜）、ωs は単
位がラジアン／秒のスイッチング周波数である。上式に
おける既知の値は入力電圧Ｖac、スイッチング周波数ｆ
s 、全電力、およびデッドタイムｔd である。未知の値
は負荷位相角、負荷電流、および昇圧コンデンサＣ4 で
ある。式を同時に解くと、ΦL の次式が得られる。
【００２９】
【数５】
【００３０】中点電圧が台形波形である共通の状況にお
いては、Ｖf は次式の通りであり、
いては、Ｖf は次式の通りであり、
【００３１】
【数６】
【００３２】ΦL の式は次式のように簡単化される。
【００３３】
【数７】
【００３４】ゼロ電圧スイッチングの結果、回路の損失
は電力素子および部品における導電損失である。これら
の損失は負荷電流が流れる抵抗Ｒeff によって表され
る。全電力は次式で与えられる。
は電力素子および部品における導電損失である。これら
の損失は負荷電流が流れる抵抗Ｒeff によって表され
る。全電力は次式で与えられる。
【００３５】
【数８】
【００３６】Ｐtot を上式で置き換えると、負荷電流Ｉ
L はΦL の関数として次式で表される。
L はΦL の関数として次式で表される。
【００３７】
【数９】
【００３８】最後に、高力率補正コンデンサＣ4 の値は
次のように求めることが出来る。
次のように求めることが出来る。
【００３９】
【数１０】
【００４０】点ｂから見た負荷のインピーダンスは電力
および負荷電流から計算することができる。動作電力に
おけるランプの抵抗は知られており、それを用いてイン
ダクタＬ1 および並列コンデンサＣ3 の値を求めること
ができる。１００ｋＨｚのスイッチング周波数、１．６
７μｓ（マイクロ秒）のデッドタイムおよび２６．５Ｗ
の電力において４１０Ωに等しい抵抗を有するランプの
場合、各構成要素の値はＬ1 ＝４９７μＨ，Ｃ4 ＝５．
６ｎＦ，Ｃ1 ＝１０μＦ，Ｃ3 ＝１１．８ｎＦ，Ｃ2 ＝
０．１μＦである。この結果、力率ｐｆ＞０．９９、全
高調波歪ＴＨＤ＜１０％、ランプ電流波高因子ｃｃｆ＜
１．５、効率８８％以上であった。
および負荷電流から計算することができる。動作電力に
おけるランプの抵抗は知られており、それを用いてイン
ダクタＬ1 および並列コンデンサＣ3 の値を求めること
ができる。１００ｋＨｚのスイッチング周波数、１．６
７μｓ（マイクロ秒）のデッドタイムおよび２６．５Ｗ
の電力において４１０Ωに等しい抵抗を有するランプの
場合、各構成要素の値はＬ1 ＝４９７μＨ，Ｃ4 ＝５．
６ｎＦ，Ｃ1 ＝１０μＦ，Ｃ3 ＝１１．８ｎＦ，Ｃ2 ＝
０．１μＦである。この結果、力率ｐｆ＞０．９９、全
高調波歪ＴＨＤ＜１０％、ランプ電流波高因子ｃｃｆ＜
１．５、効率８８％以上であった。
【００４１】本発明による高力率回路は、駆動安定器の
いずれの標準モードでも、すなわち自励発振、固定周波
数、および電流または電圧フィードバック制御による可
変周波数のいずれのモードでも駆動することができる。
ランプ電流はエネルギ蓄積コンデンサＣ1 上の二倍線路
周波数リップルで変調される。エネルギ蓄積コンデンサ
Ｃ1 が十分大きい場合には、ランプ電流波高因子要求条
件はどのようなフィードバック制御がなくても満足され
る。しかしながら、例えばコンパクトな蛍光放電ランプ
の用途において安定器の大きさの制限によりエネルギ蓄
積コンデンサＣ 1 の値が制限される用途では、電流また
は電圧フィードバック方式が必要である。他の周知のフ
ィードバック方式を使用することができるが、１つの適
当なフィードバック方式が１９９５年２月１０日出願の
米国特許出願第０８／３８６，５７０号に記載されてい
る。
いずれの標準モードでも、すなわち自励発振、固定周波
数、および電流または電圧フィードバック制御による可
変周波数のいずれのモードでも駆動することができる。
ランプ電流はエネルギ蓄積コンデンサＣ1 上の二倍線路
周波数リップルで変調される。エネルギ蓄積コンデンサ
Ｃ1 が十分大きい場合には、ランプ電流波高因子要求条
件はどのようなフィードバック制御がなくても満足され
る。しかしながら、例えばコンパクトな蛍光放電ランプ
の用途において安定器の大きさの制限によりエネルギ蓄
積コンデンサＣ 1 の値が制限される用途では、電流また
は電圧フィードバック方式が必要である。他の周知のフ
ィードバック方式を使用することができるが、１つの適
当なフィードバック方式が１９９５年２月１０日出願の
米国特許出願第０８／３８６，５７０号に記載されてい
る。
【００４２】この米国特許出願第０８／３８６，５７０
号に記載のフィードバック方式は、５５５タイマで実施
されるタイプのような、電源電圧端子とコンデンサとの
間に一対の抵抗が直列に接続された非安定マルチバイブ
レータ、およびコンデンサとアースとの間に接続された
ＪＦＥＴを有する固定デューティ比で可変周波数の矩形
波発生器を含む。電流制御型の場合には、ダイオードの
アノードがＪＦＥＴのゲートに接続され、ダイオードの
カソードが検知抵抗に接続されて、該抵抗に接続された
負荷の電流を検知している。代わりとして、負荷の両端
間の電圧を検知する電圧センサが電圧制御方式に使用さ
れている。マルチバイブレータがコンデンサの両端間
に、固定のデューティ比で供給電圧の所定の部分の間で
変化する傾斜（ｒａｍｐ）電圧を発生する。ＪＦＥＴは
入力電圧とともに変化するチャンネル抵抗を有する。マ
ルチバイブレータのコンデンサは直列接続された抵抗お
よびＪＦＥＴのチャンネル抵抗を介して充電および放電
され、充放電の回数はＪＦＥＴへの入力電圧とともに変
化する。別の実施例では、矩形波発生器の最大周波数を
制限するために、抵抗がＪＦＥＴのドレイン端子とソー
ス端子との間に結合されている。
号に記載のフィードバック方式は、５５５タイマで実施
されるタイプのような、電源電圧端子とコンデンサとの
間に一対の抵抗が直列に接続された非安定マルチバイブ
レータ、およびコンデンサとアースとの間に接続された
ＪＦＥＴを有する固定デューティ比で可変周波数の矩形
波発生器を含む。電流制御型の場合には、ダイオードの
アノードがＪＦＥＴのゲートに接続され、ダイオードの
カソードが検知抵抗に接続されて、該抵抗に接続された
負荷の電流を検知している。代わりとして、負荷の両端
間の電圧を検知する電圧センサが電圧制御方式に使用さ
れている。マルチバイブレータがコンデンサの両端間
に、固定のデューティ比で供給電圧の所定の部分の間で
変化する傾斜（ｒａｍｐ）電圧を発生する。ＪＦＥＴは
入力電圧とともに変化するチャンネル抵抗を有する。マ
ルチバイブレータのコンデンサは直列接続された抵抗お
よびＪＦＥＴのチャンネル抵抗を介して充電および放電
され、充放電の回数はＪＦＥＴへの入力電圧とともに変
化する。別の実施例では、矩形波発生器の最大周波数を
制限するために、抵抗がＪＦＥＴのドレイン端子とソー
ス端子との間に結合されている。
【００４３】上述したように、本発明の高力率回路を一
例として蛍光放電ランプの安定器に使用する場合につい
て説明した。本発明の原理は他の用途にも適用できる。
例えば、図１１は隔離変圧器を介して負荷に結合された
出力回路を含むオフライン直流電源回路における多重共
振昇圧力率補正回路を例示している。この出力回路は整
流ダイオードＤ6 およびＤ7 とローパスフィルタ
Ｌout ，Ｃout を有するものとして図示されている。
例として蛍光放電ランプの安定器に使用する場合につい
て説明した。本発明の原理は他の用途にも適用できる。
例えば、図１１は隔離変圧器を介して負荷に結合された
出力回路を含むオフライン直流電源回路における多重共
振昇圧力率補正回路を例示している。この出力回路は整
流ダイオードＤ6 およびＤ7 とローパスフィルタ
Ｌout ，Ｃout を有するものとして図示されている。
【００４４】本発明の好適実施例について以上図示し説
明したが、このような実施例は一例にすぎないものであ
ることは明らかであろう。本発明から逸脱することな
く、当業者には多くの変更、変形および置き換えが可能
であろう。従って、本発明は特許請求の範囲の精神およ
び範囲によって制限されるものである。
明したが、このような実施例は一例にすぎないものであ
ることは明らかであろう。本発明から逸脱することな
く、当業者には多くの変更、変形および置き換えが可能
であろう。従って、本発明は特許請求の範囲の精神およ
び範囲によって制限されるものである。
【図１】蛍光放電ランプ用の従来の安定器の回路図であ
る。
る。
【図２】本発明による高力率回路の回路図である。
【図３】図２の高力率回路のスイッチングサイクルの間
における等価回路を示す回路図である。
における等価回路を示す回路図である。
【図４】図２の高力率回路のスイッチングサイクルの間
における等価回路を示す回路図である。
における等価回路を示す回路図である。
【図５】図２の高力率回路のスイッチングサイクルの間
における等価回路を示す回路図である。
における等価回路を示す回路図である。
【図６】図２の高力率回路のスイッチングサイクルの間
における等価回路を示す回路図である。
における等価回路を示す回路図である。
【図７】図２の高力率回路のスイッチングサイクルの間
における等価回路を示す回路図である。
における等価回路を示す回路図である。
【図８】図２の高力率回路のスイッチングサイクルの間
における等価回路を示す回路図である。
における等価回路を示す回路図である。
【図９】図２の高力率回路の動作により生じる線路電圧
および線路電流を示す時間線図である。
および線路電流を示す時間線図である。
【図１０】図２のコンデンサＣ4の動作中の電流および
電圧波形図である。
電圧波形図である。
【図１１】 オフライン直流電源回路における本発明の
高力率回路の回路図である。
高力率回路の回路図である。
１０ 全波整流器 １６ 負荷 ２０ ゲート駆動回路 Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マスタンジール・フサイン・ケラルワラ アメリカ合衆国、ニューヨーク州、スケネ クタデイ、ヒルクレスト・ビレッジ・アパ ートメンツ、ナンバー・エー・４、135番 (72)発明者 デイビッド・ジョゼフ・カクマリク アメリカ合衆国、オハイオ州、ノース・オ ルムステッド、ウォーターベリ・サーク ル、26656番
Claims (12)
- 【請求項１】 交流線路電流を受け取って、交流線路電
圧から直流母線電圧を直流母線に供給する整流器と、 前記整流器の入力に結合されていて、濾波キャパシタン
スを含んでいる高周波フィルタと、 直列接続の一対のスイッチング素子を含んでいて、基準
電位と前記直流母線電圧との間で脈動する電圧を供給す
る半ブリッジ変換器と、 前記整流器から前記直流母線へ電流を流すことができる
ように前記整流器の出力と前記直流母線との間に接続さ
れている一方向導電素子と、 前記直流母線と前記基準電位との間に接続されたエネル
ギ蓄積キャパシタンスと、 前記整流器の出力と前記直列接続の一対のスイッチング
素子間の接続点との間に結合されているキャパシタンス
と、 前記一対のスイッチング素子間の前記接続点に接続され
ていて、共振インダクタンス、共振キャパシタンスおよ
び負荷を含む共振負荷回路と、 前記一対のスイッチング素子を交互に切り替える駆動回
路であって、前記一対のスイッチング素子の一方がオフ
に切り替わった後で他方がオンに切り替わるまでのデッ
ドタイムを選択するデッドタイム制御回路を含む駆動回
路とを有することを特徴とする力率補正回路。 - 【請求項２】 前記デッドタイムの値、前記整流器と前
記スイッチング素子との間に接続された前記キャパシタ
ンスの値および前記共振インダクタンスの値は、前記直
流母線電圧が前記交流線路電圧に等しいか又はそれより
大きくなるように選択されている請求項１記載の力率補
正回路。 - 【請求項３】 前記デッドタイムの値、前記整流器と前
記スイッチング素子との間に接続された前記キャパシタ
ンスの値および前記共振インダクタンスの値は、前記キ
ャパシタンスが前記デッドタイムの間にほぼゼロまで放
電してスイッチング損失を最小にするように選択されて
いる請求項１記載の力率補正回路。 - 【請求項４】 前記一方向導電素子は、アノードが前記
整流器の出力端子に接続され、カソードが前記直流母線
電圧に接続されたダイオードで構成されている請求項１
記載の力率補正回路。 - 【請求項５】 前記エネルギ蓄積キャパシタンスは電解
コンデンサで構成されている請求項１記載の力率補正回
路。 - 【請求項６】 前記共振キャパシタンスが前記負荷に並
列に接続され、この共振キャパシタンスと負荷との並列
組合せが前記共振インダクタンスに直列に接続されてい
る請求項１記載の力率補正回路。 - 【請求項７】 前記共振負荷回路は更に前記共振インダ
クタンスに直列に接続された直流阻止キャパシタンスを
含んでいる請求項１記載の力率補正回路。 - 【請求項８】 前記負荷は蛍光放電ランプである請求項
１記載の力率補正回路。 - 【請求項９】 前記ランプの電流の波高因子が約１．７
未満になるように選択されたランプ電流フィードバック
を更に有している請求項７記載の力率補正回路。 - 【請求項１０】 前記駆動回路は、固定周波数、可変周
波数または自励発振モードで前記スイッチング素子を切
り替える請求項１記載の力率補正回路。 - 【請求項１１】 前記負荷は、オフライン直流電源用の
整流器およびフィルタを含む電源出力回路を有している
請求項１記載の力率補正回路。 - 【請求項１２】 ランプ電流波高因子が約１．７未満に
なるように選択されたランプ電流フィードバックを有
し、前記デッドタイムの値、前記整流器と前記スイッチ
ング素子との間に接続された前記キャパシタンスの値お
よび前記共振インダクタンスの値は、前記直流母線電圧
が前記交流線路電圧に等しいか又はそれより大きくなる
ように選択されていると共に、前記キャパシタンスが前
記デッドタイムの間にほぼゼロまで放電してスイッチン
グ損失を最小にするように選択されている請求項１記載
の力率補正回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/386572 | 1995-02-10 | ||
| US08/386,572 US5488269A (en) | 1995-02-10 | 1995-02-10 | Multi-resonant boost high power factor circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08336235A true JPH08336235A (ja) | 1996-12-17 |
Family
ID=23526158
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8019531A Withdrawn JPH08336235A (ja) | 1995-02-10 | 1996-02-06 | 力率補正回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5488269A (ja) |
| EP (1) | EP0726696A3 (ja) |
| JP (1) | JPH08336235A (ja) |
| CN (1) | CN1135155A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010115104A (ja) * | 2008-10-27 | 2010-05-20 | O2 Micro Inc | 電力変換のための回路および方法 |
| WO2015146337A1 (ja) * | 2014-03-28 | 2015-10-01 | 株式会社 日立メディコ | Ｘ線高電圧装置及びそれを備えたｘ線画像診断装置 |
Families Citing this family (58)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US5856919A (en) * | 1995-12-29 | 1999-01-05 | Lucent Technologies Inc. | Quasiresonant boost power converter with bidirectional inductor current |
| EP0885550A1 (en) * | 1996-03-06 | 1998-12-23 | Tecninter Ireland Limited | An electronic ballast for a compact fluorescent lamp |
| US5912812A (en) * | 1996-12-19 | 1999-06-15 | Lucent Technologies Inc. | Boost power converter for powering a load from an AC source |
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