CN1135155A

CN1135155A - 多谐振高功率因数提升电路

Info

Publication number: CN1135155A
Application number: CN96103530A
Authority: CN
Inventors: S·-A·艾-哈马西; M·H·克拉卢瓦拉; D·J·卡马力克
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1995-02-10
Filing date: 1996-02-09
Publication date: 1996-11-06
Also published as: US5488269A; JPH08336235A; EP0726696A3; EP0726696A2

Abstract

多谐振提升功率因数校正电路包括：全波整流器；接于该整流器输入端的高频滤波电容；串联半桥变换器；接于整流器输出端和DC总线电压间的二极管；接于整流器输出端与半桥变换器开关的串联接点间的电容；接于开关器件间接点的谐振负载电路，包括电感、电容和负载，如荧光放电灯；和通过死时间控制电路交替转换开关器件的驱动电路。该电路满足IEC标准，功率因数高，电路元件少。满足灯镇流器波形因数要求，只要求低电压功率器件。

Description

多谐振高功率因数提升电路

本发明一般地涉及功率因数校正电路，具体地涉及放电灯镇流器的高功率因数电路，它与欧洲线路电压兼容，并满足欧洲输入电流谐波畸变的技术规范。

国际电工委员会标准(IEC555-2)规定了可以反馈入电力系统的所允许的谐波成分。例如在欧洲，IEC555-2技术规范规定，镇流器提出25瓦以上以满足非常严格的输入电流谐波畸变标准。输入电流谐波的成分还决定了电路的功率因数，即输入功率除以rms电压与rms电流的乘积。为了满足工业上对效率和灯的寿命的要求，灯的电流波形因数，即灯的峰值电流与其rms值的比，必须小于1.7。然而，功率因数和波形因数是相互矛盾的，特别低成本电路中。

满足IEC555-2技术规范的集成提升电路可见L.R.Nerone和D.J.Kachmarik的U.S.专利申请No.07/934,843，其申请日为1992年8月25日，并转让给本受让人。集成提升电路用于向负载提供双向电流，它包括：一全波整流器，一串联的半桥变换器，和一提升变换器。串联的半桥变换器包括置于总线和负载电路的桥开关端的第一开关；置于地线和负载电路的桥开关端的第二开关；和交替闭合第一开关和第二开关的开关控制电路。提升变换器包括：连接于总线和地线之间的提升电容，该提升电容上的电荷电平决定总线电压；经单向阀连接到提升电容的提升电感，用于将它的能量释放到提升电容上；及一低阻通路，用于把提升电感的负载端周期的连接到地线，从而对提升电感充电。

该集成的提升电路满足了IEC和荧光放电灯镇流器的波形因数要求，然而，它需要的总线电压约是线电压峰值的两倍。因为230伏欧洲线电压整流为325伏，加倍的电压导致器件负荷为650伏，需要800伏的MOSFET。

近年来，提出了其他一些高功率因数电路，包括Steigerwa1d等人的U.S.专利No.4,782,268；Fahnrich等人的U.S.专利No.4,808,887；和Zuchtriege1的U.S.专利No.5,008,597。一般的说，这些专利的功率因数校正电路在低压周期期间通过把高频电路和电线间的许多电容和/或电感经一些二极管连接起来从电线获取电流。电解电容因这些部件的泵浦作用而被充电。储存在电解电容中的能量在每个瞬刻正比于输入的线电压。从电线获取的平均电流也正比于线电压。因此，输入功率因数非常高，且电流的谐波成分很低。这些电路的大部分需要较多的元件。

因此，希望提供一种功率电路，它能满足全球功率因数输入电流谐波规范。而且，提供一种荧光灯镇流器的经济的功率因数校正电路，不但用最少量的元件满足灯电流的波形因数标准，而且不需要高压功率器件。

根据本发明的多谐振提升功率因数校正电路包括：一全波整流器用于接收AC线电流并从AC线电压供给DC总线电压；耦合于全波整流器的输入端的高频滤波电容；施加地电势和DC总线电压间的脉动电压的串联半桥变换器；连接于整流器的输出端和DC总线电压之间的二极管，其阴极连接到DC总线；连接于整流器的输出端和半桥变换器的串联连接的各开关器件的接点的电容；连接到各开关器件的接点的共振负载电路，它包括一与隔直流电容串联的共振电感和一共振电容与负载(例如荧光放电灯)的并联组合；和驱动电路，用于以预定的死时间交替转换所述各开关器件，在该预定的死时间内，在一个开关闭合，另一个开关断开之后，该两个开关器件都处于断开状态。

因为多谐振提升高功率因数电路满足IEC标准的输入电流的低谐波成分，因此具有非常高的功率因数。而且，根据本发明的高功率因数电路所使用的电路元件很少。此外，该高功率因数电路满足荧光放电灯镇流器的灯电流波形因数技术要求。

结合附图阅读本发明的如下详细说明，本发明的特征和优点将变得更明显。其中：

图1是传统的荧光放电灯镇流器的图示。

图2是本发明的高功率因数电路的图示。

图3a-3f图示出图2的高功率因数电路在转换周期中的等效配置。

图4图示出了图2的高功率因数电路工作所产生的线电压和线电流。

图5图示出图2的电容C4在工作期间的电压和电流波形。

图6图示出在一离线AC电源电路的本发明的高功率因数电路。

现结合放电灯镇流器描述本发明的高功率因数电路。然而，本发明的原理并不局限于放电灯镇流器，还可用于其他场合，例如，图6所示的离线AC电源。

图1是传统的荧光放电灯半桥镇流器的结构。图1的镇流器包括全波整流器10，由二极管D1-D4组成，用于对电源12的AC电压Vac整流。一般是电解电容的电容C1耦合于镇流器输出端，把整流滤波的电压Vdc提供给开关器件Q1和Q2的半桥接点。门驱动电路14交替开关Q1和Q2，为共振负载电路提供双向电流，负载电路包括串联连接的共振电感L1、隔直流电容C2和共振电容C3。示为荧光放电灯的负载16与共振电容C3并联。

图1的电路的缺点是进入输入电流的输入频率谐波的比例较高，导致功率因数较低，不能满足IEC标准。

根据本发明，提供一种高功率因数电路，它的优点是能以最少的电路元件满足低谐波成分的IEC标准。此外，该高功率因数电路与欧洲和美国电压兼容，同时满足放电灯电流的电灯电流波形因数技术规范，从而，提高了电灯效率，延长了电灯寿命。

本发明是对在此引用的现有技术电路U.S.专利No.4,782,268、No.4,808,807和No.5,008,597的改进，因为前述枚举的优点用较少的电路元件就能满足，是一种适合于荧光放电灯镇流器的高功率因数电路。此外，本发明使用较低电压功率元件实现了集成提升电路。该电路结构结合选择适当的死时间，不仅电路元件少，而且适合任何一种驱动镇流器的标准模式：自激振荡，固定频率，电流或电压反馈控制的变动频率。

图2示出了本发明的多谐掁提升高功率因数电路。图2中，与图1相同的编号表示相同的元件。根据本发明，高功率因数和灯电流波形因数规范以如下方式满足：在二极管桥式整流电路的输入端接一高频滤波电容C5；在全波整流器10的输出节点a与连接开关器件Q1、Q2的接点b之间连接一电容C4；在节点a与上开关器件Q1的漏端连接一单向电路阀，如二极管D5；及使用具有适当死时间选择的门驱动电路20。

图2的高功率因数电路的工作可参见图3a-3f的等效电路，它示出开关器件Q1、Q2的由6个时间间隔组成的单开关循环。图3a示出在开关Q1闭合、开关Q2断开时第一时间间隔中电路的工作，电流按所示方向从电解电容C1流出，流过电感L1、电容C2及电容C3和灯的并联电路。能量被从电容C1提出。(如电容C1的电压高于线电压，则所有的二极管D1-D5将反向偏置，不会导通。)

图3b示出了开关Q1转到断开(Q2也仍断开)后的死时间间隔期间的工作状态。由于特别选择了负载相角(即，电感电流和中点电压的基波分量间的夹角，它除了由电灯电阻决定以外，还由电容C3、电感L1和电容C2决定。)，电感电流按图3a相同的方向继续流动。由于只有很少电流流过开关Q1和Q2的输出电容，所以几乎所有的电流都流过电容C4。由于电容C5的值选为在开关频率工作的滤波元件，所以电流的开关频率谐波流过电容C5。电容C4充电到瞬时整流线电压，如果在这个瞬刻死时间还没有结束，则桥中的各二极管和二极管D5变为反向偏置。

图3c示出了死时间的剩余时间的工作，这期间，器件Q2的体二极管导通。电感电流流过Q2的体二极管(标为DQ2)，直到电流反向，或死时间结束。如果死时间在电感L1的电流反向之前结束，则电流将在下一个时间间隔开始时以相同的方向继续流过元件Q2的通路(图3d)。注意：对于该工作模式，死时间的选择应使其在电感L1的电流反向之前结束。

图3d示出在开关Q2闭合、开关Q1断开时的时间间隔中电路的工作。一旦开关Q2闭合，共振电感L1的电流流过开关Q2和灯的通路。在这个时间间隔，不从电容吸取能量。电流从器件Q2的漏极流到Q2的源极；然而，如上所述，在循环开始时，电流会在相反的方向流动。

图3e示出了开关Q2转到断开(Q1也仍断开)后的第二死时间间隔期间的工作状态。电感L1中的大部分(除小部分流过器件Q1、Q2的输出电容外)继续流过电容C4进入二极管D5、电容C1和负载。储存于电容C4中的能量转移到电容C1，对C1充电。当电容C4充分放电时，电感L2的电流继续在器件Q1的反体二极管中流动，继续把一些能量存入电容C1。如果死时间太短，电容C4没有充分放电，放电电流尖峰将在下一个时间间隔的开始流过器件Q1。这种情况增加了电路损耗，可通过适当选择电容C4、电感L2和死时间避免。

图3f示出了第二死时间的剩余时间的工作，这期间，器件Q1的体二极管导通。现在完成一个开关循环，下一个模式是图3a。

出现功率因数校正的情况是：在开关循环的每部分期间，电路从AC线获取的能量对整个AC线循环的求和等于电路在整个线循环期间消耗的能量，即供给负载的能量和损失耗费的能量之和。当维持这种条件时，电容C1上的电压保持始终高于线电压，不存在从外线获取的峰充电电流。结果，线电流(在电容C5高频滤波之后)是输入电压的象，并与之同相，如图4的波形所示。

图5示出图3a-3f的6个时间间隔期间电容C4的电压和电容波形。在图5中，td表示死时间。

计算各元件值的方程如下导出。首先，为获得高功率因数，在整个线循环(50或60赫)中存贮在电容C4中的能量必须等于电路获取能量的一半：

\frac{1}{2} V_{ac}^{2} C_{4} \frac{f_{s}}{f_{1}} = \frac{1}{2} \frac{P_{tot}}{f_{1}}

导出：

V_{ac}^{2} C_{4} f_{s} = P_{tot}

其中：Vac是rms线电压，fs是开关频率，f1是线频率，Ptot是负载和电路消耗的能量和。

除了上面方程给出的条件外，电容C1的电压Vdc必须大于峰值线电压，以防止线电压峰值时的电容充电电流尖峰。峰值整流线上的Vdc的百分增加是一个选取的独立参数，还要考虑器件的受力和负载条件，例如，Vdc的值等于1.05倍的峰值线电压。

总功率为：

P_{tot} = \frac{I_{L} V_{dc} V_{f}}{2} \cos (φ_{L})

其中：I_L是峰值负载电流，Vf是点b处等于的基波分量(乘以Vdc以给出基波幅值)，φ_L负载相角。最后，为使电路工作于高效率，储存于电容C4中的所有能量必须在死时间期间放掉，这意味着：

\sqrt{2} V_{ac} = \frac{I_{L}}{ω_{s} C_{4}} 2 \sin (φ_{d}) \sin (φ_{L})

其中：φ_d等于一半死时间的角度(φ_d＝Td fs 180°)，ω_s开关频率，弧度/秒。上述方程中的已知量是输入电压Vac，开关频率f_s，总功率和死时间td。未知量是负载相角、负载电流、提升电容C4。解方程立刻给出如下的φ_L的方程：

φ_{L} = \arctan (\frac{V_{dc} V_{f} π}{\sqrt{2} V_{ac} \sin (φ_{d})})

在通常的情况下，中点电压是梯形波，Vf是：

V_{f} = \frac{2 \sin (φ_{d})}{{πφ}_{d}}

φ_L的方程简化为：

φ_{L} = \arctan (\frac{\sqrt{2} V_{dc}}{V_{ac} φ_{d}})

零电压开关的结果，电路损耗是功率器件和元件的导通损耗。这些损耗可以用负载电流流过的电阻Reff表示，因此，总功率是：

P_{tot} = P_{out} + \frac{I_{L}^{2}}{2} R_{eff}

用上面的表示替代Ptot，负载电流I_L可以从如下方程表示为φ_L的函数：

I_{L} = \frac{V_{f} V_{dc} \cos (φ_{L})}{2 R_{eff}} [1 - \sqrt{1 - \frac{{8 R}_{eff} P_{out}}{{(V_{f} V_{dc} \cos (φ_{L}))}^{2}}}]

最后，高功率因数校正电容C4从如下数学式得到：

C_{4} = \frac{P_{out} + \frac{I_{L}^{2}}{2} R_{eff}}{V_{ac}^{2} f_{s}}

点b处的负载阻抗可从功率和负载电流计算出。电灯在工作功率时的电阻是已知的，从该电阻可得到电感L1和并联电容C3的值。对于一盏在26.5瓦、电阻为410欧的电灯，开关频率为100千赫，死时间为1.67微秒，各元件值如下：L₁＝497μH，C₄＝5.6nF，C₁＝10μF，C₃＝11.8nF，C₂＝0.1μF；结果是功率因数pf＞.99，总的谐波畸变THD＜10％，灯电流波形因数ccf＜1.5，效率大于88％。

根据本发明的高功率因数电路能按驱动镇流器的任何标准模式驱动：自激振荡，固定频率，电流或电压反馈控制的变动频率。灯电流被能量存储电容C1上的双线频率交流声所调制。如果能量存储电容器C1足够大，不用任何反馈控制就能满足灯电流波形因数技术要求。然而，在某些应用场合，例如，小型荧光灯的镇流器尺寸限制了能量存储电容C1的值，则需要使用电流或电压反馈方案。虽然，可以使用其他已知的反馈方案，但在S.-A.EI-Hamamsy和M.H.Kheraluwala的共同转让的U.S.专利申请No.(RD-23,825)中描述了一种适合的反馈方案。该申请在此作为参考。

U.S.专利申请No.(RD-23,825)涉及一种固定占空比、可变频率的方波发生器，它包括非稳态多谐振荡器，该非稳态多谐振荡器包含一对电阻串联耦合于一电源端与一电容之间，例如配有555定时器的那种类型，它还包括一连接于电容器和地之间的JFET。在以电流控制的方案中，二极管的阳极连接到JFET的门，二极管的阴极连接到检测电阻，用以检测负载中的电流。另一种方案是，在电压控制的系统中采用电压检测器检测负载两端的电压。多谐振荡器在电容器两端产生一ramp电压，按照固定占空比在电源电压的预定比例之间改变。JFET的通道电阻随着输入电压而变化。多谐振荡器的电容器通过各电阻与JFET通道电阻的串联接点进行充放电，充放电时间随JFET的输入电压而变化。在另一实施例中，一电阻耦合于JFET的漏极与源极之间，用于限制方波发生器的最大频率。

如上所述，已借助荧光灯镇流器的实例描述了本发明的高功率因数电路的应用，但本发明的原理可以应用到其他场合。例如，图6图示出了一种离线AC电源电路中的多谐振提升功率因数校正电路，它包括由隔离变压器耦合到负载的输出电路。该输出电路包括整流二极管D6、D7和低通滤波器L_out、C_out。

虽然描述了本发明的优选实施例，但显然，这些实施例都是举例性的。对于本领域的技术人员，在不脱离本发明的情况下，会有许多变形、改变和替换。因此，本发明将由所附权利要求的精神和范围所限定。

Claims

1.一种功率因数校正电路，其特征在于，包括：

接收AC线电流并从AC线电压向DC总线提供DC总线电压的整流器，该整流器具有一输入端和一输出端；

耦合在所示整流器输入端的高频滤波器，所示高频滤波器包括一滤波电容；

半桥变换器，用于提供在参考电势与所述DC总线电压之间脉动的电压，所述半桥变换器包括一对串联连接的开关器件；

连接于所述整流器的输出端与所述DC总线之间的单向电阀门，用于使电流从所述整流器流向所述DC总线；

耦合于所DC总线与所述参考电势之间的能量存储电容器；

耦合于所述整流器的输出端与所述开关器件间接点之间的电容器；

连接到所述开关器件间接点的谐振负载电路，它包括一谐振电感、一谐振电容和一负载；和

交替开关所述开关器件的驱动电路，它包括一死时间控制电路，用于在一个所述开关器件断开、且另一个开关器件闭合后进行选择死时间。

2.根据权利要求1的功率因数校正电路，其特征在于，所述死时间的值、耦合于所述整流器与所述开关器件之间的所述电容的值和所述谐振电感的值选择为，所述DC总线电压大于或等于所述AC线电压。

3.根据权利要求1的功率因数校正电路，其特征在于，所述死时间的值、耦合于所述整流器与所述开关器件之间的所述电容的值和所述谐振电感的值选择为，在所述开关器件的死时间内，所述电容基本放电到零，以减小开关损耗。

4.根据权利要求1的功率因数校正电路，其特征在于，所述单向电阀门包括一个二极管，其阳极接到所述整流器的输出端，其阴极接到所述DC总线电压。

5.根据权利要求1的功率因数校正电路，其特征在于，所述能量存储电容器包括电解电容器。

6.根据权利要求1的功率因数校正电路，其特征在于，所述谐振电容与所述负载并联连接，所述谐振电感与所述谐振电容和所述负载的并联连接相串联。

7.根据权利要求1的功率因数校正电路，其特征在于，所述谐振负载电路还包括一与所述谐振电感串联连接的隔直流电容。

8.根据权利要求1的功率因数校正电路，其特征在于，所述负载包括荧光放电灯。

9.根据权利要求7的功率因数校正电路，其特征在于，还包括一电灯电流反馈，其选取得使所述灯电流波形因数小于1.7。

10.根据权利要求1的功率因数校正电路，其特征在于，所述驱动电路以固定频率或可变频率或自激模式开关所述开关器件。

11.根据权利要求1的功率因数校正电路，其特征在于，所述负载包括用于离线DC电源的电源输出电路，该输出电路包括一整流器和一滤波器。

12.根据权利要求1的功率因数校正电路，其特征在于，包括：

一电灯电流反馈电路，选择为所述电灯电流波形因数小于1.7；和

其中，所述死时间的值、耦合于所述整流器与所述开关器件之间的所述电容的值和所述谐振电感的值选择为，所述DC总线电压大于或等于所述AC线电压，在所述开关器件的死时间期间，所述电容基本放电到零，以使开关损失最小。