JP2677406B2

JP2677406B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP2677406B2
Application number: JP1018954A
Authority: JP
Inventors: 稔前原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-01-26
Filing date: 1989-01-26
Publication date: 1997-11-17
Anticipated expiration: 2012-11-17
Also published as: JPH02202365A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、交流電源を整流平滑して直流電力を得るた
めの電源装置に関するものである。

［従来の技術］従来例１第21図は従来の電源装置の回路図である。交流電源Vs
の交流電圧は、ACフィルタ３を経て、ダイオードD₃〜D₆
よりなるダイオードブリッジ回路４により全波整流さ
れ、チョッパー回路２を介して平滑用のコンデンサC₂に
て平滑されて、直流電圧となる。コンデンサC₂の両端に
は、トランジスタQ₁,Q₂の直列回路が並列接続されてい
る。各トランジスタQ₁,Q₂には、それぞれダイオードD₁,
D₂が逆並列接続されている。トランジスタQ₁の両端に
は、直列成分カット用のコンデンサC₆を介して、共振用
のインダクタL₃とコンデンサC₅の直列回路が接続され、
コンデンサC₅の両端には放電灯ｌが並列接続されてい
る。トランジスタQ₁,Q₂は高速度で交互にオンオフ駆動
され、コンデンサC₅の両端には共振電圧が発生し、これ
が放電灯ｌに印加されて、放電灯ｌには高周波電力が供
給されるものである。

この電源装置にあっては、入力力率を改善するため
に、ダイオードD₃〜D₆よりなるダイオードブリッジ回路
４の直流出力端とインバータ回路１の間に、チョッパー
回路２を挿入してある。このチョッパー回路２は昇圧型
のチョッパー回路であり、ダイオードブリッジ回路４の
直流出力端にインダクタL₂とトランジスタQ₃の直列回路
を接続し、トランジスタQ₃の両端に逆流阻止用のダイオ
ードD₇を介して平滑用のコンデンサC₂を接続したもので
ある。トランジスタQ₃は高速度でスイッチングされる。
まず、トランジスタQ₃がオンされると、ダイオードブリ
ッジ回路４の直流出力端をインダクタL₂で短絡すること
になる。これにより、インダクタL₂に流れる電流I
_L2は、ダイオードブリッジ回路４の直流出力電圧の大き
さに比例した傾きで増加し、インダクタL₂にエネルギー
が蓄えられて行く。次に、トランジスタQ₃がオフされる
と、インダクタL₂のエネルギーは放出され、ダイオード
D₇を介してコンデンサC₂を充電する。このとき、コンデ
ンサC₂には、ダイオードブリッジ回路４の直流出力電圧
にインダクタL₂の両端に生じる電圧を加えた電圧が充電
されるので、コンデンサC₂には交流電源Vsのピーク値よ
りも高い直流電圧V_C2を得ることができる。また、ダイ
オードブリッジ回路４の直流出力端子にコンデンサC₂を
直接接続する場合に比べると、コンデンサC₂に充電電流
が流れている期間が長くなるので、コンデンサC₂の電圧
V_C2はより完全に平滑化される。

このように、チョッパー回路２のトランジスタQ₃を高
速度でオンオフさせることで、インダクタL₂を介して交
流電源Vsから常に入力電流Iinを流すことができ、イン
ダクタL₂の電流波形は、その包絡線が第23図に示すよう
に正弦波状となる。これをACフィルタ３で電流が連続的
になるようにフィルタリングすれば、入力電流Iinは入
力電圧Vinと同相の正弦波となり、入力力率はほぼ１と
なる。また、入力電流の歪率は小さくなり、高調波成分
が少なくなる。ここで、ACフィルタ３はインダクタL₁と
コンデンサC₁よりなるローパスフィルタにて構成され、
商用交流周波数に対しては低インピーダンスを呈し、ト
ランジスタQ₃のスイッチング周波数に対しては高インピ
ーダンスを呈するように回路定数を設定してある。な
お、コンデンサC₂に得られる電圧V_C2はほぼ完全に平滑
された直流電圧となるので、放電灯ｌに印加される高周
波電圧の包絡線もフラットになる。

従来例２第22図は他の従来例の回路図である。この回路にあっ
ては、従来例１において、チョッパー回路２のインダク
タL₂をダイオードD₃〜D₆よりなるダイオードブリッジ回
路の交流入力端側に配置し、トランジスタQ₃,Q₄をダイ
オードブリッジ回路の片側の直列接続ダイオードD₃,D₄
の各々の両端に接続してある。

以下、その動作について説明する。交流電源Vsが正の
半サイクルにあるときに、トランジスタQ₃がオンする
と、インダクタL₂、ダイオードD₅、トランジスタQ₃を通
る経路で交流電源VsからインダクタL₂に電流が流れ、イ
ンダクタL₂の電流は入力交流電圧Vinの瞬時値に比例し
た傾きで増加して行き、インダクタL₂にエネルギーが蓄
積される。そして、トランジスタQ₃がオフすると、イン
ダクタL₂のエネルギーはダイオードD₅、コンデンサC₂、
ダイオードD₄を通る経路で放出され、コンデンサC₂を充
電する。そして、交流電源Vsの正の半サイクルの間は、
上記過程を繰り返すことで、インダクタL₂に流れる電流
I_L2の包絡線を正の期間について正弦波状とすることが
できる。

次に、交流電源Vsの負の半サイクルでは、トランジス
タQ₄がオンすると、トランジスタQ₄、ダイオードD₆、イ
ンダクタL₂を通る経路で交流電源VsからインダクタL₂に
電流が流れる。インダクタL₂に流れる電流は、入力交流
電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで、正の半サイクルの
ときとは反対方向に増大して行き、インダクタL₂にエネ
ルギーが蓄積される。トランジスタQ₄がオフすると、イ
ンダクタL₂のエネルギーは交流電源VsもしくはACフィル
ター３のコンデンサC₁、ダイオードD₃、コンデンサC₂、
ダイオードD₆を通る経路で放出され、コンデンサC₂が充
電される。そして、交流電源Vsの負の半サイクルの間、
上記過程を繰り返すことで、インダクタL₂に流れる電流
I_L2の包絡線を負の期間についても正弦波状とすること
ができる。

以上のように、トランジスタQ₃,Q₄を高速で交互にオ
ンオフさせることで、交流電源Vsの正負の半サイクルに
同期して交流的に従来例１と同様なチョッパー動作を行
わせることができる。そして、前段にACフィルタ３を挿
入することで、入力電流を連続的にすることができ、入
力電流の歪率を小さくすることができる。また、このと
きの入力電流は、ほぼ入力電圧と同相の正弦波状にする
ことができ、入力力率はほぼ１となる。

従来例３第24図はさらに他の実施例（例えば特開昭60−134776
号公報参照）の回路図である。この回路にあっては、従
来例１（第21図）におけるチョッパー回路２のトランジ
スタQ₃を、インバータ回路１における片方のトランジス
タQ₂で兼用したものである。トランジスタQ₁,Q₂は交互
にオンオフして負荷回路に高周波電力を供給するが、ト
ランジスタQ₂はチョッパー回路２のスイッチング要素と
しても働く。すなわち、まず、トランジスタQ₂がオンさ
れると、ダイオードブリッジ回路４の直流出力端がイン
ダクタL₂にて短絡され、インダクタL₂にエネルギーが蓄
積される。次に、トランジスタQ₂がオフされると、ダイ
オードD₁を介してコンデンサC₂へインダクタL₂のエネル
ギーが放出される。つまり、トランジスタQ₂が第21図の
トランジスタQ₃の働きを兼ねると共に、ダイオードD₁が
第21図のダイオードD₇の働きを兼ねており、したがっ
て、トランジスタQ₃とダイオードD₇を省略できる分、使
用素子数が減るという利点がある。また、トランジスタ
Q₃のドライブ回路も不要となる。

ところで、従来例のチョッパー回路において、スイッ
チング素子に加わる電圧V_CEと、流れる電流Icは、第25
図に示すように変化する。同図から明らかなように、ス
イッチング素子のオフ時に電流Icがピークとなってお
り、スイッチング時の損失が大きい。チョッパー回路の
小型化を実現するために、スイッチング速度を高速化す
ると、インダクタL₂のインダクタンス値が小さくなるの
で、同じ電流容量を得るには、スイッチング素子のオフ
時における電流Icのピーク値は更に高くなる。このた
め、スイッチング損失は増大し、高周波化による回路の
小型化には限界がある。また、電流波形が三角波である
こと、特にスイッチング素子のオフ時における波形変化
が急峻であることによって、ノイズレベルが高くなると
いう問題がある。

このようなチョッパー回路の問題点は、スイッチング
素子に流れる電流Icの波形に原因がある。すなわち、電
流Icの波形が、スイッチング素子のオフ時にピークとな
る三角波であるために、スイッチング損失が大きくな
り、ノイズレベルも高くなるのである。したがって、こ
の問題点を克服するためには、スイッチング素子に流れ
る電流の波形を変える必要がある。そのような従来例を
以下に示す。

従来例４第26図は共振型コンバータ５を備える電源装置の従来
例の回路図である。この回路にあっては、第21図に示す
従来例において、インダクタL₂にコンデンサC₃を直列的
に接続し、インダクタL₂に流れる電流を共振電流波形と
したものである。インダクタL₂には双方向に電流が流れ
ることになるので、ダイオードブリッジ回路４の直流出
力端子間には、共振電流通電用のコンデンサC₉が並列接
続されており、トランジスタQ₃の両端には、共振電流通
電用のダイオードD₁₃が逆並列接続されている。

第27図は上記回路の動作波形図である。同図、V_CEは
チョッパー用のスイッチング素子として働くトランジス
タQ₃の両端電圧、Icは上記トランジスタQ₃又はダイオー
ドD₁₃に流れる電流、I_L2はインダクタL₂に流れる電流を
示す。トランジスタQ₃がオンする（V_CE＝０となる）
と、交流電流Vsからダイオードブリッジ回路４、インダ
クタL₂、コンデンサC₃、トランジスタQ₃を介して共振電
流が流れる。トランジスタQ₃がオフすると、同じ向きに
電流が流れて、ダイオードD₇、コンデンサC₂を通って、
コンデンサC₂を充電し、やがてインダクタL₂の電流はゼ
ロとなる。次に、共振作用により電流の方向が反転し、
コンデンサC₃からインダクタL₂、コンデンサC₉、ダイオ
ードD₁₃を介して電流が流れる。この電流も共振作用に
よって増加し、ピークを向かえた後、減少する。そし
て、再びトランジスタQ₃をオンさせて、上記の動作を繰
り返すことにより、コンデンサC₂が充電されるものであ
る。

この従来例にあっては、スイッチング素子に流れる電
流が共振電流であるため、正弦波状の丸みを帯びた波形
となり、第25図に示す三角波の場合に比べると、スイッ
チング素子がオフしたときの波形変化は少ない。したが
って、ノイズレベルは低くなる。また、スイッチング素
子のオフ時における電流値がピーク値よりも下がってい
るので、電流が小さくなったタイミングでスイッチング
素子をオフすれば、スイッチング損失は著しく低減され
る。

しかしながら、この従来例では、インダクタL₂に流れ
る電流I_L2の極性反転期間（第27図の期間t₁）において
は、インダクタL₂に流れる電流I_L2がコンデンサC₂の充
電に寄与せず、無駄の多い制御方式であると言える。ま
た、上記期間t₁では、コンデンサC₃とインダクタL₂、コ
ンデンサC₉及びダイオードD₁₃よりなる孤立した共振系
に共振電流が流れており、トランジスタQ₃の操作によっ
ては共振電流を制御できない。したがって、トランジス
タQ₃を次にオンさせるタイミングは、共振電流を検出し
て決定しなければならず、その駆動回路の構成が複雑に
なる。また、外乱ノイズや交流電源Vsの瞬時停電などの
異常発生時に共振電流が乱れても、適切に制御できない
ことになり、回路の信頼性が低下することになる。

［発明が解決しようとする課題］上述のように、従来の技術にあっては、電源装置の入
力力率を改善するために、チョッパー回路を用いている
が、そのスイッチング素子に流れる電流波形が通常は単
調増加型の三角波であるために、スイッチング素子のオ
フ時におけるスイッチング損失が大きくなるという問題
があり、また、オフ時の波形変化が大きいので、ノイズ
レベルも高いという問題があった。このため、スイッチ
ング素子のスイッチング速度を十分に高くすることがで
きないという問題があった。また、チョッパー回路に共
振要素を付加して、スイッチング素子に流れる電流を共
振電流とする従来例にあっては、スイッチング素子の順
方向とは逆方向に共振電流が流れている期間中は制御不
能となるという問題があり、また、同期間中は平滑用の
コンデンサを充電できないので、効率が悪いという問題
があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、スイッチング損失が少なく、
ノイズレベルも低く、高速度のスイッチング動作が可能
で、制御も容易で動作の安定した高効率の電源装置を提
供することにある。

［課題を解決するための手段］本発明に係るインバータ装置にあっては、上記の課題
を解決するために、第１図に示すように、順方向に交互
にオンオフされ、逆方向電流は阻止しない第１のスイッ
チング要素（Q₁,D₁）及び第２のスイッチング要素（Q₂,
D₂）を順方向が一致するように直列接続した回路と、前
記回路に並列的に接続される平滑コンデンサC₂と、交流
電源Vsを整流する整流器（ダイオードブリッジ回路４）
と、整流器の直流出力端子間に並列的に接続される第１
及び第２の共振コンデンサC₃,C₄の直列回路と、整流器
の正及び負の直流出力端子を平滑コンデンサC₂の正端子
及び負端子にそれぞれ接続する第１及び第２のダイオー
ドD₇,D₈と、第１及び第２の共振コンデンサC₃,C₄の接続
点と第１及び第２のスイッチング要素の接続点の間に接
続されるインダクタL₂とを備えて成るものである。

［作用］本発明にあっては、このように構成されているので、
共振電流が一方の極性に流れるときには第１のスイッチ
ング要素により共振電流を制御し、共振電流が他方の極
性に流れるときには第２のスイッチング要素により共振
電流を制御することができ、したがって、共振電流の安
定した制御が可能となる。また、共振電流の極性に拘わ
らず、平滑コンデンサに充電電流を流すことができるの
で、共振回路に無効電流が流れている時間が少なくな
り、効率を改善することができる。

本発明の更に詳しい構成及び作用については、以上に
述べる実施例の説明において詳述する。

［実施例１］第１図は本発明の第１実施例の回路図である。以下、
その回路構成について説明する。トランジスタQ₁,Q₂は
バイポーラ型のトランジスタよりなる。トランジスタQ₁
のエミッタは、トランジスタQ₂のコレクタに接続されて
いる。トランジスタQ₁,Q₂のコレクタ及びエミッタに
は、ダイオードD₁,D₂のカソード及びアノードが夫々接
続されている。トランジスタQ₁のベース・エミッタ間に
は、第１の矩形波信号が入力されており、トランジスタ
Q₂のベース・エミッタ間には、第１の矩形波信号が高レ
ベルのときに低レベルとなり、第１の矩形波信号が低レ
ベルのときに高レベルとなる第２の矩形波信号が入力さ
れている。これにより、トランジスタQ₁,Q₂は交互にオ
ンオフされる。なお、トランジスタQ₁のオン期間とトラ
ンジスタQ₂のオン期間の間に、両トランジスタQ₁,Q₂が
共にオフとなるデッドオフタイムを設けても良い。トラ
ンジスタQ₁のコレクタにはダイオードD₇のカソードが接
続され、ダイオードD₇のアノードはダイオードブリッジ
回路４の正出力端子に接続されている。トランジスタQ₂
のエミッタにはダイオードD₈のアノードが接続され、ダ
イオードD₈のカソードはダイオードブリッジ回路４の負
出力端子に接続されている。トランジスタQ₁のコレクタ
には、平滑用のコンデンサC₂の一端が接続され、コンデ
ンサC₂の他端はトランジスタQ₂のエミッタに接続されて
いる。ダイオードブリッジ回路４の直流出力端子間に
は、共振用のコンデンサC₃,C₄の直列回路が並列接続さ
れている。このコンデンサC₃,C₄の直列回路の両端に
は、ダイオードブリッジ回路４の出力電圧がそのまま現
れる程度にコンデンサC₃,C₄の容量は小さく設定してあ
る。コンデンサC₃,C₄の接続点と、トランジスタQ₁,Q₂の
接続点の間には、インダクタL₂が接続されている。平滑
用のコンデンサC₂の両端には、負荷回路としてインバー
タ回路１が接続されている。ダイオードブリッジ回路４
はダイオードブリッジD₃〜D₆よりなり、その交流入力端
子は、インダクタL₁とコンデンサC₁よりなるACフィルタ
３を介して交流電源Vsに接続されている。

第２図乃至第５図は本実施例の動作説明のための回路
図であり、第６図は本実施例の動作波形図である。以
下、上記各図を参照しながら、本実施例の動作について
説明する。

まず、トランジスタQ₁がオンすると、ダイオードD₇も
オンとなり、第２図に示すように、コンデンサC₃から、
ダイオードD₇、トランジスタQ₁、インダクタL₂を通る経
路で直列共振回路を形成する。共振電流が流れると、コ
ンデンサC₃の電荷が放出され、コンデンサC₃の両端電圧
が次第に低下して行く。一方、コンデンサC₃,C₄の直列
回路の両端電圧は、ダイオードブリッジ回路４の出力電
圧と等しいので、コンデンサC₃の電圧が低下すると、ダ
イオードブリッジ回路４からダイオードD₇、トランジス
タQ₁、インダクタL₂、コンデンサC₄を通る経路でコンデ
ンサC₄に交流電源Vsから電流が流れて、コンデンサC₃の
電圧低下分と同じだけコンデンサC₄の電圧を上昇させ
る。この間、ダイオードD₈には平滑コンデンサC₂の電圧
V_C2と、ダイオードブリッジ回路４の出力電圧V₄の差の
電圧が印加されている。すなわち、ダイオードD₈の両端
電圧は、V_D8＝V_C2−V₄となる。

次に、トランジスタQ₁がオフしたときには、インダク
タL₂に誘起電圧が発生し、ダイオードD₂がオンして、第
３図に示すように、インダクタL₂からコンデンサC₃、ダ
イオードD₇、コンデンサC₂、ダイオードD₂を通る経路で
電流を流し続ける。このとき、コンデンサC₃の電圧はさ
らに低下するので、交流電源Vsからダイオードブリッジ
回路４、ダイオードD₇、コンデンサC₂、ダイオードD₂、
インダクタL₂、コンデンサC₄を通る経路で電流が流れ
て、コンデンサC₃の電圧低下分と同じだけコンデンサC₄
の電圧を上昇させる。この間も、ダイオードD₈にはV_D8
＝V_C2−V₄の電圧が印加されている。

次に、トランジスタQ₂がオンすると、ダイオードD₈も
オンとなり、第４図に示すように、コンデンサC₄から、
インダクタL₂、トランジスタQ₂、ダイオードD₈を通る経
路で直列共振回路を形成する。共振電流が流れると、コ
ンデンサC₄の電荷が放出され、コンデンサC₄の両端電圧
が次第に低下して行く。一方、コンデンサC₃,C₄の直列
回路の両端電圧は、ダイオードブリッジ回路４の出力電
圧と等しいので、コンデンサC₄の電圧が低下すると、ダ
イオードブリッジ回路４からコンデンサC₃、インダクタ
L₂、トランジスタQ₂、ダイオードD₈を通る経路でコンデ
ンサC₃に交流電源Vsから電流が流れて、コンデンサC₄の
電圧低下分と同じだけコンデンサC₃の電圧を上昇させ
る。この間、ダイオードD₇には平滑コンデンサC₂の電圧
V_C2と、ダイオードブリッジ回路４の出力電圧V₄の差の
電圧が印加されている。すなわち、ダイオードD₇の両端
電圧は、V_D7＝V_C2−V₄となる。

次に、トランジスタQ₂がオフしたときには、インダク
タL₂に誘起電圧が発生し、ダイオードD₁がオンして、第
５図に示すように、インダクタL₂から、ダイオードD₁、
コンデンサC₂、ダイオードD₈、コンデンサC₄を通る経路
で電流を流し続ける。このとき、コンデンサC₄の電圧は
さらに低下するので、交流電源Vsからダイオードブリッ
ジ回路４、コンデンサC₃、インダクタL₂、ダイオード
D₁、コンデンサC₂、ダイオードD₈を通る経路で電流が流
れて、コンデンサC₄の電圧低下分と同じだけコンデンサ
C₃の電圧を上昇させる。この間も、ダイオードD₇にはV
_D7＝V_C2−V₄の電圧が印加されている。

以下、上記〜の過程を繰り返すことにより、イン
ダクタL₂には、第６図に示すような電流I_L2が流れる。
この電流I_L2は、インダクタL₂とコンデンサC₃,C₄による
共振電流となるので、正弦波状の丸みを帯びた波形とな
る。

上記〜の過程のうち、及びの過程は、インダ
クタL₂とコンデンサC₃,C₄よりなる共振回路に交流電源V
sからエネルギーを注入する過程である。すなわち、
の過程においては、ダイオードブリッジ回路４からダイ
オードD₇、トランジスタQ₁、インダクタL₂、コンデンサ
C₄を通る経路で、インダクタL₂とコンデンサC₄よりなる
直列共振回路にエネルギーを注入しており、の過程に
おいては、ダイオードブリッジ回路４からコンデンサ
C₃、インダクタL₂、トランジスタQ₂、ダイオードD₈を通
る経路で、インダクタL₂とコンデンサC₃よりなる直列共
振回路にエネルギーを注入している。また、及びの
過程は、共振回路のエネルギーを平滑コンデンサC₂に転
送する過程である。

このように、第１図に示す回路では、回路電流は正弦
波状の共振電流となるので、ノイズレベルは低くなる。
また、スイッチング素子がオフするときの電流値が低い
ので、スイッチング損失も小さくすることができる。し
たがって、高速度のスイッチングが可能となり、回路を
小型化できる。また、共振電流の正負の各半サイクルで
平滑コンデンサC₂を充電しており、負の半サイクルでは
無効電流のみが流れる第26図の従来例に比べると、無駄
の少ない制御方式となり、しかも共振電流の正負の各半
サイクルについて、それぞれ１個ずつのトランジスタ
Q₁,Q₂を用いて共振電流を制御しているので、共振電流
は常に制御可能であり、外乱ノイズや電源変動等に対し
ても適切な制御を行うことができ、安定な動作を実現で
きるものである。

第７図は本実施例の動作波形を交流電源Vsの１サイク
ルにわたって示す動作波形図である。同図から明らかな
ように、ダイオードブリッジ回路４の流れる電流I₄及び
共振電流I_L2の包絡線は交流電源Vsからの入力電圧Vinの
振幅に応じて変化する。したがって、ACフィルタ３によ
り高周波成分を除去すると、交流電源Vsからの入力電流
Iinは正弦波となり、入力力率が高くなり、入力電流歪
率が低減される。

以下、本実施例の電源装置をインバータ式の放電灯点
灯装置に用いた回路例を示す。

回路例１第８図は直列共振型のインバータ回路を備える放電灯
点灯装置に本実施例の電源装置を用いた回路例を示して
いる。以下、インバータ回路１の構成について説明す
る。平滑コンデンサC₂の両端には、トランジスタQ₉,Q₁₀
の直列回路が並列接続されている。各トランジスタQ₉,Q
₁₀には、それぞれダイオードD₉,D₁₀が逆並列接続されて
いる。トランジスタQ₉の両端には、直流成分カット用の
コンデンサC₆を介して、インダクタL₃とコンデンサC₅よ
りなる直列共振回路が接続されている。共振用のコンデ
ンサC₅の両端には放電灯ｌが並列接続されている。

第８図に示すインバータ回路１において、トランジス
タQ₉,Q₁₀は交互にオンオフされ、トランジスタQ₉がオン
されたときには、コンデンサC₆が電源となってトランジ
スタQ₉、インダクタL₃、コンデンサC₅及び放電灯ｌを通
る経路で電流が流れ、トランジスタQ₁₀がオンされたと
きには、コンデンサC₂が電源となってコンデンサC₆、コ
ンデンサC₅及び放電灯ｌ、インダクタL₃、トランジスタ
Q₁₀を通る経路で電流が流れる。なお、トランジスタQ₉
がオフしたときにはダイオードD₁₀を介して、また、ト
ランジスタQ₁₀がオフしたときにはダイオードD₉を介し
て、共振回路の残留エネルギーによる電流が流れる。こ
のようにして、インダクタL₃とコンデンサC₅によりなる
直列共振回路には共振電流が流れ、コンデンサC₅の両端
に発生する共振電圧が放電灯ｌに印加されて、放電灯ｌ
が始動点灯される。トランジスタQ₉,Q₁₀のスイッチング
周波数は、放電灯ｌの始動前にはインダクタL₃とコンデ
ンサC₅よりなる直列共振回路の無負荷共振周波数よりも
高く設定され、放電灯ｌの始動後には放電灯ｌを含む負
荷回路の共振周波数よりも高く設定されることが一般的
である。

回路例２第９図は１石式のインバータ回路を備える放電灯点灯
装置に本実施例の電源装置を用いた回路例を示してい
る。以下、インバータ回路１の構成について説明する。
平滑コンデンサC₂の両端には、インダクタL₄とコンデン
サC₈の並列回路がトランジスタQ₉を介して並列接続され
ている。トランジスタQ₉にはダイオードD₉が逆並列接続
されている。インダクタL₄とコンデンサC₈の並列回路に
は、インダクタL₃とコンデンサC₅よりなる直列共振回路
が接続されている。共振用のコンデンサC₅の両端には、
放電灯ｌが並列接続されている。

第９図に示すインバータ回路１において、トランジス
タQ₉は高速度でオンオフされる。トランジスタQ₉がオフ
されたときには、ダイオードD₉を介して共振回路の残留
エネルギーによる電流が流れる。このようにして、イン
ダクタL₃とコンデンサC₅よりなる直列共振回路には共振
電流が流れ、コンデンサC₅の両端に発生する共振電圧が
放電灯ｌに印加されて、放電灯ｌが始動点灯される。

以上の回路例1,2においては、商用交流電源Vsから本
実施例の共振型コンバータ５を用いて完全平滑された直
流電力を得て、インバータ回路１を駆動しているので、
放電灯ｌの光束は安定し、ちらつきが少なくなる。ま
た、本実施例の共振型コンバータ５はノイズレベルが低
く、スイッチング損失が少なく、高速スイッチングによ
る小型化が可能であり、しかも高入力力率で、入力電流
の高調波成分が抑制されているので、上記の回路例1,2
はインバータ式の放電灯点灯装置に要求されるほとんど
全ての条件を満たすものとなる。

［実施例２］第10図は本発明の第２実施例の回路図である。本実施
例にあっては、上記回路例１（第８図参照）におけるイ
ンバータ回路１のトランジスタQ₉,Q₁₀及びダイオード
D₉,D₁₀を、共振型コンバータ５のトランジスタQ₁,Q₂及
びダイオードD₁,D₂と兼用したものである。すなわち、
トランジスタQ₁の両端に、直流成分カット用のコンデン
サC₆を介して、インダクタL₃とコンデンサC₅よりなる直
列共振回路を接続し、共振用のコンデンサC₅の両端に放
電灯ｌを並列接続したものである。このように構成する
ことにより、トランジスタとダイオードを２個ずつ省略
でき、回路構成が簡単化される。

第11図乃至第14図は本実施例の動作説明のための回路
図である。以下、上記各図を参照しながら、本実施例の
動作について説明する。

まず、トランジスタQ₁がオンしているときには、第11
図に示すように、共振型コンバータにおいては、コンデ
ンサC₃、ダイオードD₇、トランジスタQ₁、インダクタL₂
の経路と、ダイオードブリッジ回路４、ダイオードD₇、
トランジスタQ₁、インダクタL₂、コンデンサC₄の経路で
電流が流れる。一方、インバータ回路においては、コン
デンサC₆、トランジスタQ₁、インダクタL₃、コンデンサ
C₅及び放電灯ｌの経路で電流が流れる。

次に、トランジスタQ₁がオフすると、ダイオードD₂が
オンとなり、第12図に示すように、共振型コンバータに
おいては、インダクタL₂の誘起電圧により、インダクタ
L₂、コンデンサC₃、ダイオードD₇、コンデンサC₂、ダイ
オードD₂の経路と、ダイオードブリッジ回路４、ダイオ
ードD₇、コンデンサC₂、ダイオードD₂、インダクタL₂、
コンデンサC₄の経路で電流が流れて、平滑コンデンサC₂
を充電する。一方、インバータ回路においては、インダ
クタL₃、コンデンサC₅及び放電灯ｌ、コンデンサC₆、コ
ンデンサC₂、ダイオードD₂の経路で電流が流れ、平滑コ
ンデンサC₂にフライバックエネルギーを帰還させる。

次に、トランジスタQ₂がオンしているときには、第13
図に示すように、共振型コンバータにおいては、コンデ
ンサC₄、インダクタL₂、トランジスタQ₂、ダイオードD₈
の経路と、ダイオードブリッジ回路４、コンデンサC₃、
インダクタL₂、トランジスタQ₂、ダイオードD₈の経路で
電流が流れる。一方、インバータ回路においては、コン
デンサC₂、コンデンサC₆、コンデンサC₅及び放電灯ｌ、
インダクタL₃、トランジスタQ₂の経路で電流が流れる。

次に、トランジスタQ₂がオフすると、ダイオードD₁が
オンとなり、第14図に示すように、共振型コンバータに
おいては、インダクタL₂の誘起電圧により、コンデンサ
C₄、インダクタL₂、ダイオードD₁、コンデンサC₂、ダイ
オードD₈の経路と、ダイオードブリッジ回路４、コンデ
ンサC₃、インダクタL₂、ダイオードD₁、コンデンサC₂、
ダイオードD₈の経路で電流が流れて、平滑コンデンサC₂
を充電する。一方、インバータ回路においては、インダ
クタL₃、ダイオードD₁、コンデンサC₆、コンデンサC₅及
び放電灯ｌの経路で電流が流れる。

以下、上記〜の過程を繰り返すが、各過程におい
て、共振型コンバータ５及びインバータ回路１に流れる
どちらの電流も共振波形であり、正弦波状である。した
がって、この構成においても、スイッチング損失が少な
く、ノイズレベルの低い電源装置を実現でき、しかもス
イッチング素子を兼用したことにより、回路構成を簡単
化できる。なお、スイッチング素子を兼用しても、交流
電源Vsから共振型コンバータ５を見たときの動作は全く
変わっておらず、したがって、高入力力率、低入力電流
歪率となることは言うまでもない。

本実施例では、スイッチング素子には共振型コンバー
タ５の電流とインバータ回路１の電流とを合成した電流
が流れるから、スイッチング素子１個当たりのスイッチ
ング損失は増加するが、共振型コンバータ５の電流によ
る損失とインバータ回路１の電流による損失とに別けて
考えれば、その合計は実施例１の場合と変わらない。

次に、本実施例の変形例を２つ例示する。

変形例１第15図は本実施例の一変形例の回路図であり、トラン
ジスタQ₁,Q₂としてパワーMOSFETを使用している。この
ようにすれば、スイッチング素子の逆並列ダイオード
D₁,D₂は、パワーMOSFETの寄生ダイオード（図中、点線
で示す）で代用できるので、使用素子数が減り、回路構
成を更に簡単化できるものである。

変形例２第16図は本実施例の他の変形例の回路図である。この
回路にあっては、インバータ回路１をハーフブリッジ回
路で構成したものである。第10図の直列共振インバータ
回路と比較すると、平滑コンデンサC₂を２個のコンデン
サC₆,C₇の直列回路に変えた点、並びに、直流成分カッ
ト用及び電源用のコンデンサC₆を２つのコンデンサC₆,C
₇に分けた点のみが異なり、その他の構成については第1
0図の回路と同様であり、実質的には同様の動作とな
る。

［実施例３］第17図は本発明の第３実施例の回路図である。本実施
例にあっては、インバータ回路１をフルブリッジ回路で
構成し、その一方のスイッチング素子を共振型コンバー
タ５のトランジスタQ₁,Q₂及びダイオードD₁,D₂で兼用し
たものである。具体的には、第１図の基本回路におい
て、コンデンサC₂の両端に、トランジスタQ₉,Q₁₀の直列
回路を並列的に接続し、トランジスタQ₁,Q₂の接続線と
トランジスタQ₉,Q₁₀の接続点の間に、インダクタL₃とコ
ンデンサC₅の直列回路を接続し、コンデンサC₅の両端に
放電灯ｌを並列接続したものである。各トランジスタ
Q₉,Q₁₀には、それぞれダイオードD₉,D₁₀が逆並列接続さ
れている。

以下、本実施例の動作について説明する。

トランジスタQ₁,Q₁₀がオンしているときには、共振型
コンバータ５では、コンデンサC₃、ダイオードD₇、トラ
ンジスタQ₁、インダクタL₂の経路、及びダイオードブリ
ッジ回路４、ダイオードD₇、トランジスタQ₁、インダク
タL₂、コンデンサC₄の経路で電流が流れる。一方、イン
バータ回路１では、平滑コンデンサC₂から、トランジス
タQ₁、インダクタL₃、コンデンサC₅及び放電灯ｌ、トラ
ンジスタQ₁₀の経路で負荷電流が流れる。

次に、トランジスタQ₁,Q₁₀がオフすると、ダイオード
D₂がオンとなり、共振型コンバータ５では、インダクタ
L₂の誘起電圧によって、インダクタL₂、コンデンサC₃、
ダイオードD₇、コンデンサC₂、ダイオードD₂の経路、及
びダイオードブリッジ回路４、ダイオードD₇、コンデン
サC₂、ダイオードD₂、インダクタL₂、コンデンサC₄の経
路で電流が流れて、平滑コンデンサC₂を充電する。一
方、インバータ回路１では、インダクタL₃、コンデンサ
C₅及び放電灯ｌ、ダイオードD₉、コンデンサC₂、ダイオ
ードD₂の経路で電流が流れて、平滑コンデンサC₂にフラ
イバックエネルギーを帰還させる。

次に、トランジスタQ₂,Q₉がオンすると、共振型コン
バータ５では、コンデンサC₄、インダクタL₂、トランジ
スタQ₂、ダイオードD₈の経路、及びダイオードブリッジ
回路４、コンデンサC₃、インダクタL₂、トランジスタ
Q₂、ダイオードD₈の経路で電流が流れる。一方、インバ
ータ回路１では、平滑コンデンサC₂から、トランジスタ
Q₉、コンデンサC₅及び放電灯ｌ、インダクタL₃、トラン
ジスタQ₂の経路で電流が流れて、上記の過程とは逆方
向に負荷電流が流れる。

次に、トランジスタQ₂,Q₉がオフすると、ダイオードD
₁がオンとなり、共振型コンバータ５では、インダクタL
₂の誘起電圧によって、インダクタL₂、ダイオードD₁、
コンデンサC₂、ダイオードD₈、コンデンサC₄の経路、及
びダイオードブリッジ回路４、コンデンサC₃、インダク
タL₂、ダイオードD₁、コンデンサC₂、ダイオードD₈の経
路で電流が流れ、平滑コンデンサC₂を充電する。一方、
インバータ回路１では、インダクタL₃、ダイオードD₁、
コンデンサC₂、ダイオードD₁₀、コンデンサC₅及び放電
灯ｌの経路で電流が流れ、平滑コンデンサC₂にフライバ
ックエネルギーを帰還させる。

上記〜の過程を繰り返すことにより、共振型コン
バータ５及びインバータ回路１が動作する。各過程にお
いて、共振型コンバータ５及びインバータ回路１に流れ
るどちらの電流も共振波形であり、正弦波状である。し
たがって、本実施例においても、スイッチング損失が少
なく、ノイズレベルの低い電源装置を実現でき、しかも
スイッチング素子を兼用したことにより、回路構成を簡
単化できる。なお、スイッチング素子を兼用しても、交
流電源Vsから共振型コンバータ５を見たときの動作は全
く変わっておらず、したがって、高入力力率、低入力電
流歪率となることは言うまでもない。

［比較例］最後に、本発明と構成が似ている比較例（特開昭59−
78496号公報参照）との相違について説明する。第18図
はこの比較例の回路図である。本発明と上記比較例との
対比を容易とするために、基本的な構成部分のみを取り
出して第19図及び第20図に示す。第19図は本発明の基本
構成を示し、第20図は上記比較例の基本構成を示す。両
図を比較すれば明らかなように、上記比較例では、コン
デンサC₃,C₄の接続点ＡとトランジスタQ₁,Q₂の接続点Ｂ
の間に、インダクタL₃とコンデンサC₅及び放電灯ｌより
なるインバータ負荷が接続されているが、本発明では接
続点A,B間にはインダクタL₂のみが接続されており、イ
ンバータ負荷は別個に存在している。また、上記比較例
には設けられているコンデンサC₆,C₇は本発明の基本構
成には必要でない。

以上の構成上の相違に基づいて、本発明と上記比較例
の動作は次のように異なる。まず、本発明ではインダク
タL₂とコンデンサC₃,C₄とで共振するが、上記比較例で
は、インバータ負荷が共振系を構成しており、コンデン
サC₃,C₄は共振には無関係である。また、平滑コンデン
サC₂の充電は、上記比較例では、インバータ負荷に流れ
る電流で行われるのに対して、本発明では、インダクタ
L₂とコンデンサC₃,C₄の共振電流で行われ、負荷電流で
は行われない。さらに、上記比較例では、入力電流がイ
ンバータ負荷に直接流れ込んでいるので、電源電圧の周
期的変化がそのままリップル成分となってインバータ出
力に現れることになる。また、電源変動がインバータ出
力に直接影響を与え、負荷変動が入力性能に直接影響を
与える。これらは、全て平滑コンデンサC₂の充電路にイ
ンバータ負荷が含まれているためである。これに対し
て、本発明の構成では、平滑コンデンサC₂の充電路とイ
ンバータ負荷とを独立させているので、上記比較例の問
題点が解決されているものである。

［発明の効果］上述のように、本発明にあっては、スイッチング要素
の順方向導通により交流電源の整流出力からインダクタ
と共振コンデンサよりなる共振回路にエネルギーを蓄積
し、スイッチング要素の逆方向導通により、前記エネル
ギーを平滑コンデンサに充電するように構成したから、
スイッチング要素には正弦波状の共振電流が流れ、単調
増加型の三角波を遮断する従来例に比べると、順方向電
流遮断時のスイッチング損失が少なくなり、ノイズレベ
ルも低くなるという効果があり、また、高速度のスイッ
チングが可能になるので、回路の小型軽量化を図ること
ができるという効果がある。しかも、本発明にあって
は、共振電流が一方の極性に流れるときには第１のスイ
ッチング要素により共振電流を制御し、他方の極性に流
れるときには第２のスイッチング要素により共振電流を
制御するように構成したから、外来ノイズや電源変動、
負荷変動等の異常があっても適切な制御が可能となり、
安定した動作を実現できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図乃至第５
図は同上の動作説明のための回路図、第６図及び第７図
は同上の動作波形図、第８図及び第９図は同上をそれぞ
れ別の放電灯点灯装置として具体化した回路例を示す回
路図、第10図は本発明の第２実施例の回路図、第11図乃
至第14図は同上の動作説明のための回路図、第15図は同
上の一変形例を示す回路図、第16図は同上の他の変形例
を示す回路図、第17図は本発明の第３実施例の回路図、
第18図は本発明に対する比較例の回路図、第19図は本発
明の基本構成を示す回路図、第20図は本発明に対する比
較例の基本構成を示す回路図、第21図は従来例の回路
図、第22図は他の従来例の回路図、第23図は同上の動作
波形図、第24図はさらに他の従来例の回路図、第25図は
同上の動作波形図、第26図は別の従来例の回路図、第27
図は同上の動作波形図である。 D₁〜D₈はダイオード、Q₁,Q₂はトランジスタ、C₁〜C₄は
コンデンサ、L₁,L₂はインダクタ、Vsは交流電源であ
る。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】順方向に交互にオンオフされ、逆方向電流
は阻止しない第１のスイッチング要素及び第２のスイッ
チング要素を順方向が一致するように直列接続した回路
と、前記回路に並列的に接続される平滑コンデンサと、
交流電源を整流する整流器と、整流器の直流出力端子間
に並列的に接続される第１及び第２の共振コンデンサの
直列回路と、整流器の正及び負の直流出力端子を平滑コ
ンデンサの正端子及び負端子にそれぞれ接続する第１及
び第２のダイオードと、第１及び第２の共振コンデンサ
の接続点と第１及び第２のスイッチング要素の接続点の
間に接続されるインダクタとを備えて成ることを特徴と
する電源装置。
【請求項２】第１及び第２のスイッチング要素をインバ
ータ回路のスイッチング要素として兼用したことを特徴
とする請求項１記載の電源装置。