JP3400592B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を整流平滑し
て得た直流を高周波に変換して負荷回路に供給する電源
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、商用電源のような交流電源を整
流して得た直流を高周波に変換する電源装置では、整流
後の脈流を平滑コンデンサで平滑し、平滑コンデンサを
電源としてインバータ回路を駆動している。このような
構成では、交流電源から整流器への入力電流は平滑コン
デンサを充電する期間にのみ流れる。すなわち、整流器
の出力電圧が平滑コンデンサの両端電圧よりも高い期間
にのみ入力電流が流れるものであるから、入力電流の波
形はパルス状となり正弦波形が崩れて高調波成分が発生
する。

【０００３】そこで、この種の高調波成分の発生を抑制
し、また入力力率を高めるために入力電流波形を正弦波
形に近付けるようにした構成が各種提案されている。た
とえば、特開平４−１９３０６７号公報に記載された電
源装置では、図５５に示すように、商用電源のような交
流電源Ｖｓをダイオードブリッジのような整流器ＤＢに
より全波整流し、整流器ＤＢの直流出力端間にダイオー
ドＤ3 を介して平滑コンデンサＣs を接続することによ
り、平滑コンデンサＣs の両端電圧をインバータ回路Ｉ
ＮＶへの直流電源としている。インバータ回路ＩＮＶ
は、平滑コンデンサＣs に第１のスイッチング要素と第
２のスイッチング要素との直列回路を並列接続し、直流
カット用のコンデンサＣ3 と共振用のインダクタＬ2 と
負荷回路との直列回路を第２のスイッチング要素に並列
接続した構成を有する。第１のスイッチング要素および
第２のスイッチング要素は、それぞれトランジスタＱ1
，Ｑ2 と、各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のコレクタ−エ
ミッタに逆並列に接続されたダイオードＤ1 ，Ｄ2 とに
より構成されている。また、負荷回路には放電灯Ｌａと
コンデンサＣ2 との並列回路を用いている。コンデンサ
Ｃ2 は、放電灯Ｌａのフィラメントを予熱する際の電流
経路になるとともに、インダクタＬ2 とともに共振回路
を構成する。さらに、入力電流の高調波成分を低減し、
かつ入力力率を高める構成として、整流器ＤＢの直流出
力端（整流器ＤＢとダイオードＤ3 との接続点）と負荷
回路の一端（インダクタＬ2 と放電灯Ｌａとの接続点）
との間には、インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 との直列
回路であるインピーダンス要素を挿入してある。

【０００４】上記回路の動作を説明する。インバータ回
路ＩＮＶでは、両トランジスタＱ1，Ｑ2 が図示しない
制御回路によって同時にオンにならないように高いスイ
ッチング周波数で交互にオン・オフされる。したがっ
て、トランジスタＱ1 がオンになると、平滑コンデンサ
Ｃs からトランジスタＱ1 −コンデンサＣ3 −インダク
タＬ2 −放電灯Ｌａ（放電灯Ｌａの点灯前にはコンデン
サＣ2 も通る）という経路で電流が流れる。

【０００５】また、トランジスタＱ1 がオフになると、
インダクタＬ2 の蓄積エネルギによって放電灯Ｌａ（コ
ンデンサＣ2 ）−ダイオードＤ2 −コンデンサＣ3 とい
う経路で電流が流れる。その後、トランジスタＱ2 がオ
ンになると、トランジスタＱ2 −放電灯Ｌａ（コンデン
サＣ2 ）−インダクタＬ2 という経路でコンデンサＣ3
の電荷が放出され、トランジスタＱ2 がオフになれば、
インダクタＬ2 の蓄積エネルギおよびコンデンサＣ3 の
電荷は、ダイオードＤ1 −平滑コンデンサＣs−放電灯
Ｌａ（コンデンサＣ2 ）を通して放出される。つまり、
トランジスタＱ2 がオフになると平滑コンデンサＣs が
充電される。このようにして、トランジスタＱ1 ，Ｑ2
を交互にオン・オフさせることによって、放電灯Ｌａに
流れる電流の向きが反転し、放電灯Ｌａに交番した高周
波電流を流すことができるのである。

【０００６】ここまでの説明から明らかなように、イン
バータ回路ＩＮＶの基本的な動作にはインピーダンス要
素は関与していない。したがって、インピーダンス要素
が存在しなくてもインバータ回路ＩＮＶとしての動作は
可能であるが、インピーダンス要素がないと次の問題が
生じる。すなわち、ダイオードＤ3 による電圧降下を無
視すれば、平滑コンデンサＣs の両端電圧よりも整流器
ＤＢの出力電圧が低い期間には、交流電源Ｖｓから整流
器ＤＢへの入力電流Ｉinが流れず、交流電源Ｖｓの半サ
イクル毎に入力電流Ｉinに休止期間が生じることにな
る。つまり、平滑コンデンサＣs への充電電流が流れる
期間だけ入力電流が流れるから、電流波形は正弦波形か
ら大幅に崩れ、高調波成分が生じるのである。

【０００７】これに対して、上述したようにインピーダ
ンス要素を設けることで、次の動作が可能になる。すな
わち、トランジスタＱ2 がオンのときには、整流器ＤＢ
からインダクタＬ1 −コンデンサＣ1 −インダクタＬ2
−コンデンサＣ3 −トランジスタＱ2 という経路でも電
流が流れる。その後、トランジスタＱ2 がオフになる
と、インダクタＬ1 ，Ｌ2 に蓄積されたエネルギが放出
され、インダクタＬ1 −コンデンサＣ1 −インダクタＬ
2 −コンデンサＣ3 −ダイオードＤ1 −平滑コンデンサ
Ｃs −整流器ＤＢという経路で電流が流れる。つまり、
トランジスタＱ2がオフになったときには、インダクタ
Ｌ2 の蓄積エネルギおよびコンデンサＣ3の電荷だけで
はなく、インダクタＬ1 の蓄積エネルギ、整流器ＤＢの
出力によっても平滑コンデンサＣs が充電される。さら
に、トランジスタＱ2 のオン期間およびその後のオフ期
間にはコンデンサＣ1 が図の左端を正極として充電され
る。

【０００８】一方、トランジスタＱ1 がオンになると、
コンデンサＣ1 の電荷によって、インダクタＬ1 −ダイ
オードＤ3 −トランジスタＱ1 −コンデンサＣ3 −イン
ダクタＬ2 という経路の電流が流れる。ここにおいて、
コンデンサＣ1 ，Ｃ3 とインダクタＬ1 ，Ｌ2 は共振回
路を構成している。その後、トランジスタＱ1 がオフに
なると、インダクタＬ2 の蓄積エネルギによって、コン
デンサＣ1 −インダクタＬ1 −ダイオードＤ3 −平滑コ
ンデンサＣs −ダイオードＤ2 −コンデンサＣ3 という
経路の電流が流れる。

【０００９】トランジスタＱ1 のオフ後には上述のよう
な経路で電流が流れるからコンデンサＣ1 が充電され、
コンデンサＣ1 の両端電圧ＶC1は図中に矢印で示した向
きになる。したがって、次にトランジスタＱ2 がオンに
なったときには、整流器ＤＢの出力電圧にコンデンサＣ
1 の両端電圧ＶC1が加算されることになる。このよう
に、トランジスタＱ2 のオン時およびトランジスタＱ2
がオフになってから次にトランジスタＱ1 がオンになる
までの期間には、整流器ＤＢから給電され、トランジス
タＱ1 のオン時およびトランジスタＱ1 がオフになって
から次にトランジスタＱ2 がオンになるまでの期間には
整流器ＤＢからの給電は停止する。したがって、整流器
ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣs の両端電圧よりも
低い期間でも、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン・オフに
伴ってインピーダンス要素を通して高周波で断続的に整
流器ＤＢからの出力電流を流すことができ、結果的に整
流器ＤＢへの入力電流Ｉinの休止期間が大幅に低減され
ることになる。すなわち、交流電源Ｖｓの全周期にわた
って入力電流Ｉinに休止期間がほとんどなく、入力電流
Ｉinが正弦波形に近くなるのであって、入力力率が高く
なるのである。また、整流器ＤＢと交流電源Ｖｓとの間
に適当なフィルタ回路を挿入してトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 のオン・オフに伴って生じる高周波成分の通過を阻止
すれば、交流電源Ｖｓからの入力電流波形はさらに正弦
波に近くなり、高調波成分を大幅に低減できるのであ
る。

【００１０】上述した回路構成によれば、整流器ＤＢの
出力電圧が図５６（ｂ）に破線で示すような脈流波形で
あるときに、平滑コンデンサＣs の両端電圧ＶCsは図５
６（ｂ）に実線で示すように略一直線になる。ここに、
平滑コンデンサＣs の両端電圧ＶCsが整流器ＤＢの出力
電圧のピーク値よりも高いのは、トランジスタＱ2 のオ
ン時に整流器ＤＢの出力電圧にインダクタＬ1 の両端電
圧などが加算されることによる。この傾向はとくに軽負
荷ないし無負荷の際に顕著になる。

【００１１】一方、入力電流の高調波成分を低減し、か
つ入力力率を改善する構成として、図５７に示す構成も
知られている。この構成は整流器ＤＢの出力を平滑コン
デンサで平滑する代わりに、２個のコンデンサＣ11，Ｃ
12と３個のダイオードＤ11〜Ｄ13とにより構成した平滑
回路ＳＣを用いて平滑する構成を採用している。平滑回
路ＳＣは、コンデンサＣ11，Ｃ12の間に整流器ＤＢの出
力から見て順方向となるようにダイオードＤ11を直列接
続し、コンデンサＣ11とダイオードＤ11との直列回路に
整流器ＤＢの出力から見て逆方向となるようにダイオー
ドＤ12を並列に接続し、コンデンサＣ12とダイオードＤ
11との直列回路に整流器ＤＢの出力から見て逆方向とな
るようにダイオードＤ13を並列接続した構成を有する。
また、両コンデンサＣ11，Ｃ12の容量は等しく設定され
ている。したがって、ダイオードＤ11〜Ｄ13による電圧
降下を無視すれば、平滑回路ＳＣは、コンデンサＣ11，
Ｃ12の直列回路の両端電圧が整流器ＤＢの出力のピーク
電圧に達するまで充電され、各コンデンサＣ11，Ｃ12の
両端電圧は整流器ＤＢの出力のピーク電圧の２分の１ま
で充電されることになる。また、整流器ＤＢの出力電圧
が下がってピーク電圧の２分の１よりも低くなると、各
コンデンサＣ11，Ｃ12はダイオードＤ12，Ｄ13を通して
放電する。つまり、コンデンサＣ11，Ｃ12は充電時には
直列接続され、放電時には並列接続されるのである。

【００１２】上述のように、平滑回路ＳＣは整流器ＤＢ
の出力電圧がピーク電圧の２分の１よりも低い期間でな
ければ放電しないから、図５８に示すように、ピーク電
圧の２分の１以上である期間には（図５８（ａ）は整流
器ＤＢの出力電圧であり、実線は平滑回路ＳＣの両端電
圧を示す）、コンデンサＣ11，Ｃ12への充電電流および
インバータ回路ＩＮＶへの供給電流が整流器ＤＢから流
れることになる（図５８（ｂ）は整流器ＤＢへの入力電
流を示す）。また、整流器ＤＢの出力電圧がピーク電圧
の２分の１よりも低い期間には平滑回路ＳＣが放電して
インバータ回路ＩＮＶの電源電圧は整流器ＤＢの出力の
ピーク電圧の２分の１に保たれる。要するに、このよう
な平滑回路ＳＣを用いることによって、インバータ回路
ＩＮＶへの入力電圧は整流器ＤＢのピーク電圧とその２
分の１の電圧との間で変動するが、整流器ＤＢの出力端
間に平滑コンデンサのみを接続した場合に比較して入力
電流の休止期間が減少するのである。つまり、整流器Ｄ
Ｂへの入力電流の休止期間が減少すれば高調波成分が低
減され、入力電流波形が正弦波形に近付くことによって
入力力率が高くなるのである。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、入力
電流の高調波成分を低減する構成として、図５５に示し
たように、整流器ＤＢとスイッチング要素との間にイン
ピーダンス要素を挿入する構成と、図５７に示したよう
に印加電圧が充電時のピーク電圧に１より小さい規定倍
率を乗じた電圧よりも低くなると放電を開始する平滑回
路ＳＣを用いる構成とが知られている。

【００１４】前者の構成では、入力電流Ｉinを正弦波形
に近付けるには、インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とに
よる振動電圧波形を整流器ＤＢの出力電圧のピーク値以
上に設定しなければならないから、インバータ回路ＩＮ
Ｖの電源である平滑コンデンサＣs の両端電圧が高くな
り、結果的にインバータ回路ＩＮＶを構成する素子への
ストレスが大きくなる。

【００１５】一方、後者の構成では、インバータ回路Ｉ
ＮＶの電源電圧は前者のものに比較して低くなるが、図
５５に示したものに比較すると入力電流の休止期間が長
く、結果的に高調波成分の十分な除去ができず、また入
力力率も十分に高めることができないものである。本発
明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的
は、入力電流波形を正弦波形に近付けることによって高
調波成分を抑制するとともに入力力率を向上させ、しか
も構成部品へのストレスの少ない電源装置を提供するこ
とにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源と、この交流電源の交流電圧を整流する整流器と、
この整流器の直流出力電圧を受けて高周波電圧を出力す
る電力変換回路と、この高周波出力電圧を受ける負荷回
路と、前記整流器の出力端に並列に接続され負荷回路に
連続的な電流が供給できる程度の平滑作用を有する平滑
コンデンサを含む補助電源手段とを備える電源装置にお
いて、前記電力変換回路は、整流器の直流出力電圧を受
け、交流電源から交流電源の半サイクルの略全域でパル
ス状の電流の供給を受け、かつ、整流器の直流出力電圧
のピーク電圧以下の直流出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣ
変換手段と、このＤＣ−ＤＣ変換手段の直流出力電圧を
受けて高周波電圧を出力するＤＣ−ＡＣ変換手段とを備
えるものであって、整流器の両端に第１のダイオードを
介して接続される第１、２のスイッチング要素の直列回
路と、少なくとも一方のスイッチング要素の両端に接続
される共振用インダクタと共振用コンデンサと放電灯と
の振動回路を含んで成る負荷回路と、前記負荷回路の一
部と前記整流器の出力端との間に磁気的、電気的にイン
ピーダンス要素を含んで接続されるＤＣ−ＤＣ変換手段
の一部であるバイパス回路とから構成され、前記補助電
源手段は、前記電力変換回路の第１、２のスイッチング
要素の両端に接続される逆方向のダイオードと平滑コン
デンサとの直列回路と、前記電力変換回路の第１、２の
スイッチング要素の接続点と前記逆方向のダイオードと
平滑コンデンサとの接続点との間に接続され降圧チョッ
パ用インダクタと平滑コンデンサを充電する方向の充電
用ダイオードとのみからなる直列回路とから構成され、
前記補助電源手段は、交流電源の所定電圧以下で前記電
力変換回路に直流電圧を供給することを特徴とする。

【００１７】

【００１８】請求項２の発明では、交流電源と、この交
流電源の交流電圧を整流する整流器と、この整流器の直
流出力電圧を受けて高周波電圧を出力する電力変換回路
と、この高周波出力電圧を受ける負荷回路と、前記整流
器の出力端に並列に接続され負荷回路に連続的な電流が
供給できる程度の平滑作用を有する平滑コンデンサを含
む補助電源手段とを備える電源装置において、前記電力
変換回路は、整流器の直流出力電圧を受け、交流電源か
ら交流電源の半サイクルの略全域でパルス状の電流の供
給を受け、かつ、整流器の直流出力電圧のピーク電圧以
下の直流出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換手段と、こ
のＤＣ−ＤＣ変換手段の直流出力電圧を受けて高周波電
圧を出力するＤＣ−ＡＣ変換手段とを備えるものであっ
て、整流器の両端に第１のダイオードを介して接続され
る第１、２のスイッチング要素の直列回路と、少なくと
も一方のスイッチング要素の両端に接続される共振用イ
ンダクタと共振用コンデンサと放電灯との振動回路を含
んで成る負荷回路と、前記負荷回路の一部と前記交流電
源の一端との間に磁気的、電気的にインピーダンス要素
を含んで接続されるＤＣ−ＤＣ変換手段の一部であるバ
イパス回路とから構成され、前記補助電源手段は、前記
電力変換回路の第１、２のスイッチング要素の両端に接
続される逆方向のダイオードと平滑コンデンサとの直列
回路と、前記電力変換回路の第１、２のスイッチング要
素の接続点と前記逆方向のダイオードと平滑コンデンサ
との接続点との間に接続される降圧チョッパ用インダク
タと平滑コンデンサを充電する方向の充電用ダイオード
とのみからなる直列回路とから構成され、前記補助電源
手段は、交流電源の所定電圧以下で前記電力変換回路に
直流電圧を供給することを特徴とする。

【００１９】

【００２０】請求項３の発明は、交流電源と、この交流
電源の交流電圧を整流する整流器と、この整流器の直流
出力電圧を受けて高周波電圧を出力する電力変換回路
と、この高周波電圧を受ける共振用インダクタと共振用
コンデンサと放電灯とを含んで成る負荷回路と、前記整
流器の出力端に並列に接続され実質的に放電灯が再点孤
することなく点灯を維持できるレベルの連続的な電流が
供給できる平滑コンデンサを含む補助電源手段とを備え
る電源装置において、前記電力変換回路は、整流器の両
端に第１のダイオードとコンデンサとの並列回路を介し
て接続される第１、２のスイッチング要素の直列回路
と、前記整流器の一端と第１のダイオードとの接続点と
前記第１、２のスイッチング要素の直列回路の接続点と
の間に接続される直流阻止用コンデンサとトランスの１
次巻線との直列回路と、トランスの２次巻線間に接続さ
れる共振用インダクタと放電灯との直列回路と、前記放
電灯の非電源端子間に接続される共振用コンデンサとか
ら構成され、補助電源手段は、前記電力変換回路の第
１、２のスイッチング要素の両端に接続される逆方向の
ダイオードと平滑コンデンサとの直列回路と、前記電力
変換回路の第１、２のスイッチング要素の接続点と前記
逆方向のダイオードと平滑コンデンサとの接続点との間
に接続され降圧チョッパ用インダクタと平滑コンデンサ
を充電する方向の充電用ダイオードとのみからなる直列
回路と、前記両スイッチング要素の直列回路の両端に接
続される小容量のコンデンサとから構成され、前記補助
電源手段は、交流電源の所定電圧以下で前記電力変換回
路に直流電圧を供給するように形成され、さらに第１、
２のスイッチング要素の駆動信号のパルス幅と周期の少
なくとも一方を変化させる手段を備えることを特徴とす
る。

【００２１】請求項４の発明では、請求項１または請求
項２または請求項３の発明において、前記第１のダイオ
ードに並列にコンデンサを接続したことを特徴とする。
請求項５の発明では、請求項１または請求項２の発明に
おいて、前記バイパス回路は、交流電源から第１のダイ
オードのアノード側の間に１次巻線を備え、前記負荷回
路の一部に２次巻線を備え、磁気的に結合して構成され
たことを特徴とする。請求項６の発明では、請求項１ま
たは請求項２の発明において、前記バイパス回路は、整
流器の入力および／または出力端間に１次巻線を備え、
前記負荷回路の一部に２次巻線を備え、磁気的に結合し
て構成されたことを特徴とする。

【００２２】請求項７の発明では、請求項１または請求
項２の発明において、前記補助電源手段の両端に小容量
のコンデンサを接続したことを特徴とする。請求項８の
発明では、請求項１または請求項２の発明において、前
記バイパス回路のインピーダンス要素を前記電力変換回
路の振動要素と兼用させたことを特徴とする。

【００２３】請求項９の発明では、請求項１または請求
項２の発明において、前記電力変換回路の振動回路を通
じて入力電流が流れる期間中、前記バイパス回路のイン
ピーダンス要素を通じて入力電流が流れることを抑制す
る制御手段を備えたことを特徴とする。請求項１０の発
明では、請求項１または請求項２の発明において、前記
電力変換回路の振動回路を通じて入力電流が流れる期間
中、前記バイパス回路のインピーダンス要素を通じて入
力電流が流れることを停止する制御手段を備えたことを
特徴とする。

【００２４】請求項１１の発明では、請求項１または請
求項２の発明において、前記第１、２のスイッチング要
素の駆動信号のパルス幅と周期の少なくとも一方を変化
させる手段を設けたことを特徴とする。

【００２５】

【作用】請求項１、２の発明の構成によれば、交流電源
から交流電源の半サイクルの略全域でパルス状の電流の
供給を受け、かつ、整流器の直流出力電圧のピーク電圧
以下の直流出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換手段と、
ＤＣ−ＤＣ変換手段の直流出力電圧を受けて高周波電圧
を出力するＤＣ−ＡＣ変換手段とを備える電力変換回路
を設けているから、交流電源からＤＣ−ＤＣ変換手段に
常時電流が供給されることによって交流電源からの入力
電流に休止期間が生じないようにすることができる。

【００２６】また、ＤＣ−ＡＣ変換手段はＤＣ−ＤＣ変
換手段の直流出力電圧を受けるとともに、交流電源の所
定電圧以下では補助電源手段より直流電圧が供給される
から、整流器の出力電圧がピーク値付近では整流器の出
力電圧がＤＣ−ＡＣ変換手段に印加され、整流器の出力
電圧が所定電圧以下では補助電源手段の直流出力電圧が
ＤＣ−ＡＣ変換手段に印加されることになる。つまり、
ＤＣ−ＡＣ変換手段の電源電圧は、整流器の出力電圧の
ピーク値と補助電源手段の出力電圧との間で変動するの
であって、電圧の変動幅が比較的小さくなり、しかもＤ
Ｃ−ＤＣ変換手段の出力電圧は整流器の直流出力電圧の
ピーク電圧以下であるから、従来のような平滑コンデン
サを用いる場合に比較してＤＣ−ＡＣ変換手段への印加
電圧が上昇しにくく、構成要素へのストレスが小さくな
る。

【００２７】

【００２８】請求項３の発明の構成によれば、請求項
１、２の発明と同様に機能するとともに、第１、２のス
イッチング要素の直列回路の両端に小容量のコンデンサ
を接続していることによって、第１、２のスイッチング
要素のスイッチング動作による高周波電圧を除去するこ
とができる。さらに、第１、２のスイッチング要素の直
列回路に印加される電圧に応じてスイッチング要素の駆
動信号のパルス幅や周期を変化させることにより、入力
電流歪を改善したりランプ電流の変動を抑制することが
できる。

【００２９】請求項４の発明の構成によれば、第１のダ
イオードに並列接続されたコンデンサの存在によって、
整流器への入力電流の流れる期間が短くなり、交流電源
のゼロクロス付近での入力電流をゼロに近付けることが
できる。つまり、交流電源のゼロクロス付近での電流変
化が大きいような場合には、請求項４の発明の構成を採
用することによって電流変化を緩和することができ、正
弦波により近い入力電流波形として入力電流の高調波成
分を低減することができる。 請求項５、請求項６の発明
の構成は、バイパス回路の望ましい実施態様である。請
求項７の発明の構成によれば、補助電源手段の両端に小
容量のコンデンサを接続していることによって、電力変
換回路に設けたスイッチング要素で発生するノイズの高
周波成分を除去することができる。

【００３０】

【００３１】請求項８の発明の構成によれば、バイパス
回路のインピーダンス要素を振動要素と兼用することに
よって、部品点数の削減につながる。請求項９、請求項
１０の発明の構成によれば、電力変換回路の振動回路を
通じて入力電流が流れる期間中、バイパス回路のインピ
ーダンス要素を通じて入力電流が流れることを抑制した
り停止したりするから、入力電流を減少させることがで
きて交流電源のゼロクロス付近での入力電流をゼロに近
付けることができ、正弦波に近い入力電流波形を得るこ
とができる。

【００３２】請求項１１の発明の構成によれば、第１、
２のスイッチング要素の直列回路に印加される電圧に応
じてスイッチング要素の駆動信号のパルス幅や周期を変
化させることにより、入力電流歪を改善したりランプ電
流の変動を抑制することができる。

【００３３】

【実施例】（実施例１） 本実施例では、図１に示すように、商用電源のような交
流電源Ｖｓをフィルタ回路Ｆを介してダイオードブリッ
ジよりなる整流器ＤＢに接続し、整流器ＤＢにより交流
電源Ｖｓを全波整流している。フィルタ回路Ｆは、交流
電源Ｖｓと整流器ＤＢとの間に挿入したチョークコイル
Ｌ0 と、整流器ＤＢの交流入力端間に接続したコンデン
サＣ0 とからなり、後述するＤＣ−ＡＣ変換手段として
のインバータ回路ＩＮＶのスイッチング周波数程度（数
十〜数百ｋＨｚ）の高周波を阻止し、交流電源Ｖｓの周
波数程度（数十Ｈｚ）の低周波は通過させるようにロー
パスフィルタとして構成されている。

【００３４】整流器ＤＢの直流出力端間には順方向に挿
入されたダイオードＤ3 とコンデンサＣ5 との直列回路
が接続される。コンデンサＣ5 の両端間には、インバー
タ回路ＩＮＶが接続される。インバータ回路ＩＮＶは、
図５５に示した従来構成のインバータ回路ＩＮＶと同じ
構成のものであって、コンデンサＣ5 に並列接続された
一対のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の直列回路を備え、整流
器ＤＢの負極側のスイッチング要素には、負荷回路とと
もに直列接続されたコンデンサＣ3 とインダクタＬ2 と
の直列回路が並列接続される。各スイッチング要素は、
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 の
コレクタ−エミッタにそれぞれ逆並列に接続したダイオ
ードＤ1 ，Ｄ2 とからなり、図示しない制御回路によっ
て同時にオンにならないように高いスイッチング周波数
（数十〜数百ｋＨｚ）で交互にオン・オフされる。ま
た、負荷回路は、フィラメントを有する放電灯Ｌａと、
放電灯Ｌａの両フィラメントの非電源側に接続されたコ
ンデンサＣ2 とからなる。ここに、インダクタＬ2 、コ
ンデンサＣ2 ，Ｃ3 、放電灯Ｌａにより振動回路が構成
される。

【００３５】放電灯Ｌａの点灯前にはコンデンサＣ2 に
電流が流れることによってフィラメントが予熱され、そ
の後、放電灯Ｌａの点灯によってコンデンサＣ2 に流れ
る電流は停止する。したがって、上述した振動回路の共
振周波数は放電灯Ｌａの点灯前後で変化することにな
る。このことにより、予熱ないし始動の期間には共振周
波数がトランジスタＱ1 ，Ｑ2 をオン・オフさせるスイ
ッチング周波数に近くなるようにして放電灯Ｌａに大き
なエネルギを供給して始動性を高め、放電灯Ｌａの点灯
後には共振周波数をスイッチング周波数からずらすこと
で放電灯Ｌａへの供給エネルギを減少させて構成要素へ
のストレスを低減することができるのである。また、整
流器ＤＢの直流出力端と負荷回路との間にはインダクタ
Ｌ1 とコンデンサＣ1 との直列回路よりなるインピーダ
ンス要素が挿入される。

【００３６】以上の構成は図５５に示した従来構成と同
様であって、本実施例の特徴部分は、コンデンサＣ5 に
並列接続したコンデンサＣ4 およびダイオードＤ4 の直
列回路と、スイッチング要素の接続点とコンデンサＣ4
およびダイオードＤ4 の接続点との間に挿入されたイン
ダクタＬ3 とダイオードＤ5 との直列回路とにより構成
された補助電源手段を備える点にある。すなわち、整流
器ＤＢの正極側のスイッチング要素（トランジスタＱ1
およびダイオードＤ1 ）とインダクタＬ3 とダイオード
Ｄ5 ，Ｄ4 とコンデンサＣ4 とによってＤＣ−ＤＣ変換
手段としての降圧チョッパ回路が構成される。この降圧
チョッパ回路は、インバータ回路ＩＮＶを構成する一方
のスイッチング要素を共用して構成されるのである。こ
のインバータ回路ＩＮＶと降圧チョッパ回路とにより電
力変換回路が構成される。

【００３７】インバータ回路ＩＮＶの動作については、
従来の技術として説明したので、降圧チョッパ回路とし
ての動作を説明する。トランジスタＱ1 のオン期間に
は、整流器ＤＢからダイオードＤ3 −トランジスタＱ1
−インダクタＬ3 −ダイオードＤ5 −コンデンサＣ4 と
いう経路でコンデンサＣ1 が充電され、トランジスタＱ
1 がオフになると、トランジスタＱ2 のオン・オフにか
かわらず、インダクタＬ3 の蓄積エネルギがダイオード
Ｄ5 −コンデンサＣ4 −ダイオードＤ2 という経路で放
出され、この期間にもコンデンサＣ4 は充電される。し
たがって、コンデンサＣ4 は、両端電圧がトランジスタ
Ｑ1 のオン・オフの比率（デューティ比）に応じた電圧
となるように充電され、コンデンサＣ4 の両端電圧は整
流器ＤＢの出力のピーク電圧に略一定の比率を乗じた電
圧になる。ここにおいて、コンデンサＣ5 は、トランジ
スタＱ1 ，Ｑ2 のスイッチング動作によりインバータ回
路ＩＮＶの電源側に印加される高周波電圧を除去する機
能を有する。

【００３８】いま、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 の順方向電圧
降下を無視すれば、整流器ＤＢの出力電圧がコンデンサ
Ｃ4 の両端電圧以上の期間には、インバータ回路ＩＮＶ
は整流器ＤＢの出力を電源として動作し、その間にコン
デンサＣ4 は充電される。また、整流器ＤＢの出力電圧
がコンデンサＣ4 の両端電圧よりも低くなると、コンデ
ンサＣ4 はダイオードＤ4 を通して放電し、インバータ
回路ＩＶＮはコンデンサＣ4 を電源として動作する。こ
こで、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のデューティ比を調節す
れば、コンデンサＣ4 の両端電圧を所望電圧に設定する
ことができるから、コンデンサＣ4 をインバータ回路Ｉ
ＮＶの電源とする期間を任意に設定することが可能であ
る。

【００３９】しかして、上述したように、放電灯Ｌａに
はインバータ回路ＩＮＶにより高周波の交番電圧が印加
され、またインダクタＬ1 とコンデンサＣ1 との直列回
路であるインピーダンス要素も振動回路として動作する
から、整流器ＤＢの出力端間には放電灯Ｌａの両端電圧
とインピーダンス要素の両端電圧とを合成した振動電圧
が印加されている。そこで、振動電圧のピーク値（振
幅）をＶOP、整流器ＤＢの出力のピーク電圧をＶDP、コ
ンデンサＣ4 の両端電圧をＶC5とするとき、 ＶC5≦ＶOP≦ＶDP の関係が成立するように回路定数を選択する。つまり、
整流器ＤＢの出力端間に印加される共振電圧のピーク値
が、整流器ＤＢの出力のピーク電圧以下になり、かつ上
述した降圧チョッパ回路の出力に接続されたコンデンサ
Ｃ4 の両端電圧以上になるように回路定数を設定するの
である。上述の構成によって次の動作が可能になる。す
なわち、図２（ａ）に示すように、整流器ＤＢの出力電
圧がインダクタＬ1 とコンデンサＣ1 との直列回路であ
るインピーダンス要素および放電灯Ｌａの直列回路の両
端に生じる上記振動電圧の振幅ＶOPよりも高い期間ｔ1
ではコンデンサＣ5 には整流器ＤＢの出力電圧がそのま
ま印加され、整流器ＤＢの出力電圧が振動電圧の振幅Ｖ
OPよりも低い期間ｔ2 にはコンデンサＣ5 への印加電圧
は振動電圧になる。振動電圧の高周波成分はコンデンサ
Ｃ5 を通過するから、コンデンサＣ5 の両端電圧つまり
インバータ回路ＩＮＶへの印加電圧は、図２（ｂ）のよ
うに、期間ｔ1 では整流器ＤＢの出力となり、期間ｔ2
ではコンデンサＣ4 の両端電圧になる。ここで、整流器
ＤＢへの入力電流について見れば、図２（ｃ）のよう
に、整流器ＤＢの出力電圧が山部であれば交流電圧波形
にほぼ相似になり、谷部であれば交流電圧波形に相似な
包絡線を持つ振動電流になる。したがって、フィルタ回
路Ｆにより高周波成分を除去すれば、交流電源Ｖs から
の入力電流は、図２（ｄ）のようになって、ほぼ正弦波
形になるのである。

【００４０】（実施例２）本実施例は、図３に示すよう
に、図１に示した実施例１の構成に対して、コンデンサ
Ｃ4 とダイオードＤ4 とを入れ換えるとともに、ダイオ
ードＤ5 の極性を逆にしたものである。他の構成は実施
例１と同様である。実施例１の構成では、降圧チョッパ
回路のスイッチング要素としてトランジスタＱ1 を用い
ていたが、本実施例の構成ではトランジスタＱ2 が降圧
チョッパ回路のスイッチング要素として機能する。すな
わち、トランジスタＱ2 のオン期間には整流器ＤＢから
ダイオードＤ3 −コンデンサＣ4 −ダイオードＤ5 −イ
ンダクタＬ3 −トランジスタＱ2 という経路を通してコ
ンデンサＣ4 が充電され、トランジスタＱ2 がオフにな
るとインダクタＬ3 の蓄積エネルギによってダイオード
Ｄ1 −コンデンサＣ4 −ダイオードＤ5 という経路で電
流が流れてコンデンサＣ4 が充電されるのである。

【００４１】他の構成および動作は実施例１と同様であ
るから説明を省略する。 （実施例３）本実施例は、図４に示すように、図１に示
した実施例１の構成に対して、インダクタＬ3 をコンデ
ンサＣ4 とダイオードＤ4 との間に挿入し、インダクタ
Ｌ3とダイオードＤ4 との接続点と、両トランジスタＱ1
，Ｑ2 の接続点との間にダイオードＤ5 を挿入した構
成としてある。要するに、インダクタＬ3 の位置を変更
した点のみが実施例１と相違する。

【００４２】この構成では、トランジスタＱ1 のオン期
間に、整流器ＤＢからダイオードＤ3 −トランジスタＱ
1 −ダイオードＤ5 −インダクタＬ3 −コンデンサＣ4
という経路でコンデンサＣ4 が充電され、トランジスタ
Ｑ1 がオフになると、インダクタＬ3 の蓄積エネルギに
よってコンデンサＣ4 −ダイオードＤ2 −ダイオードＤ
5 という経路の電流が流れ、コンデンサＣ4 を充電す
る。他の構成および動作は実施例１と同様である。

【００４３】（実施例４）本実施例は、図５に示すよう
に、図１に示した実施例１とはインバータ回路ＩＮＶの
構成が相違するものである。すなわち、インバータ回路
ＩＮＶは、両トランジスタＱ1 ，Ｑ2 の接続点とダイオ
ードＤ3 のカソードとの間に、直流カット用のコンデン
サＣ3 とトランスＴ1 の１次巻線ｎ1 とインダクタＬ2
との直列回路を接続した構成を有する。放電灯Ｌａおよ
びコンデンサＣ2 よりなる負荷回路は、トランスＴ1 の
２次巻線ｎ2 に接続される。また、トランスＴ1 には帰
還巻線ｎ3 が設けられ、インダクタＬ1 とコンデンサＣ
1 との直列回路よりなるインピーダンス要素に帰還巻線
ｎ3 を直列接続し、この直列回路を整流器ＤＢの出力端
間に接続した構成としてある。ここにおいて、１次巻線
ｎ1 と帰還巻線ｎ3 との極性は、トランジスタＱ2 のオ
ン時にインダクタＬ2 からコンデンサＣ3 に向かって１
次巻線ｎ1 を通して電流が流れると、帰還巻線ｎ3 には
インピーダンス要素からダイオードＤ3 に向かう向きの
電圧が発生するようにしてある。

【００４４】上記構成のインバータ回路ＩＮＶでは、ト
ランジスタＱ2 のオン期間に、整流器ＤＢからダイオー
ドＤ3 −インダクタＬ2 −トランスＴ1 の１次巻線ｎ1
−コンデンサＣ3 −トランジスタＱ2 という経路で電流
が流れ、トランジスタＱ2 のオフ期間にはインダクタＬ
2 およびトランスＴ1 に蓄積されたエネルギが、コンデ
ンサＣ3 −ダイオードＤ1 を通して放出される。また、
トランジスタＱ1 がオンになると、コンデンサＣ3 の電
荷がトランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −インダクタＬ2 −ト
ランジスタＱ1 という経路で放出され、トランジスタＱ
1 がオフになると、トランスＴ1 とインダクタＬ2 とに
蓄積されたエネルギは、コンデンサＣ5−ダイオードＤ2
−コンデンサＣ3 の経路で放出される。

【００４５】上述のような動作によって、トランスＴ1
の１次巻線ｎ1 に交番した高周波電流を流すことがで
き、放電灯Ｌａが高周波点灯することになる。また、帰
還巻線ｎ3 にも高周波電圧が誘起され、インダクタＬ1
およびコンデンサＣ1 の直列回路であるインピーダンス
要素に流れる電流を交番させる。つまり、整流器ＤＢの
出力電圧が、帰還巻線ｎ3 とインピーダンス要素との直
列回路の両端電圧のピーク値よりも高い期間には、イン
ピーダンス要素には電流がほとんど流れ込まず、インバ
ータ回路ＩＮＶには主として整流器ＤＢから給電される
ことになる。一方、整流器ＤＢの出力電圧が帰還巻線ｎ
3 とインピーダンス要素との直列回路の両端電圧のピー
ク値よりも低い期間には、帰還巻線ｎ3 に誘起される電
圧の極性に応じてインピーダンス要素に対して電流が高
周波的に流れ込むことになる。つまり、整流器ＤＢから
インピーダンス要素に電流が流れ込むことによって、整
流器ＤＢへの入力電流に休止期間が生じないのであっ
て、フィルタ回路Ｆで高周波成分を除去することによ
り、交流電源Ｖｓからの入力電流波形を正弦波形に近付
けることができ、結果的に高調波成分を低減でき、かつ
高力率な電源装置を提供することができる。

【００４６】ここにおいて、帰還巻線ｎ3 とインピーダ
ンス要素との直列回路の両端電圧のピーク値がコンデン
サＣ4 の両端電圧よりも高くなるように、回路定数を設
定してある。帰還巻線ｎ3 とインピーダンス要素との直
列回路の両端電圧は振動電圧であるから、この振動電圧
がコンデンサＣ4 の両端電圧よりも高い期間は、トラン
ジスタＱ1 のオン・オフによる降圧チョッパ回路として
の動作によってコンデンサＣ4 が充電されるとともに、
この振動電圧がインバータ回路ＩＮＶの電源となる。一
方、振動電圧がコンデンサＣ4 の両端電圧よりも低い期
間には、コンデンサＣ4 が放電するから、コンデンサＣ
4 がインバータ回路ＩＮＶの電源となるのである。他の
構成および動作は実施例１と同様である。

【００４７】（実施例５）本実施例は、図６に示すよう
に、図５に示した実施例５の構成に対して、インバータ
回路ＩＶＮの構成要素の接続関係を変更したものであ
る。すなわち、整流器ＤＢの直流出力端の負極側と両ト
ランジスタＱ1 ，Ｑ2 の接続点との間に、トランスＴ1
とインダクタＬ2 とコンデンサＣ3 との直列回路を接続
し、トランスＴ1 の帰還巻線ｎ3 を、インダクタＬ1 と
コンデンサＣ1 との直列回路であるインピーダンス要素
に対して負極側に直列接続した構成を有する。

【００４８】この構成では、トランジスタＱ1 のオン時
に整流器ＤＢからダイオードＤ3 −トランジスタＱ1 −
コンデンサＣ3 −インダクタＬ2 −トランスＴ1 の１次
巻線ｎ1 を通して電流が流れ、トランジスタＱ1 がオフ
になるとインダクタＬ2 およびトランスＴ1 の蓄積エネ
ルギがダイオードＤ2 −コンデンサＣ3 を通して放出さ
れる。また、トランジスタＱ2 がオンになると、コンデ
ンサＣ3 の電荷がトランジスタＱ2 −トランスＴ1 の１
次巻線ｎ1 −インダクタＬ2 を通して放出され、その後
にトランジスタＱ2 がオフになると、トランスＴ1 とイ
ンダクタＬ2 との蓄積エネルギがコンデンサＣ3 −ダイ
オードＤ1 −コンデンサＣ5 を通して放出されるのであ
る。このように、トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 に流れる
電流の向きが交番することによって、トランスＴ1 の２
次巻線ｎ2 に接続された放電灯ＬａおよびコンデンサＣ
2 よりなる負荷回路に高周波の交番電流を流すことがで
きる。

【００４９】また、トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 に高周
波の交番電流が流れることによって、帰還巻線ｎ3 にも
高周波の交番電流が流れ、インダクタＬ1 とコンデンサ
Ｃ1との直列回路であるインピーダンス要素に共振電流
を流すことができるのである。他の構成および動作は実
施例４と同様であって、この構成でも入力電流の高調波
成分を低減し、かつ高力率を得ることができる。しか
も、インバータ回路ＩＮＶには整流器ＤＢの出力電圧の
ピーク値よりも高い電圧は印加されないから、インバー
タ回路ＩＮＶの構成部品に対するストレスが少ないので
ある。

【００５０】（実施例６）本実施例は、図７に示すよう
に、図１に示した実施例１のインバータ回路ＩＮＶにお
いて、インダクタＬ2 として１次巻線ｎ1 と２次巻線ｎ
2 とをトランス結合した構成のものを用い、インダクタ
Ｌ2 の２次巻線ｎ2 を整流器ＤＢとダイオードＤ3 との
間に挿入した構成を有する。また、実施例１において用
いていたインダクタＬ1 とコンデンサＣ1 との直列回路
よりなるインピーダンス要素は省略してある。他の構成
は実施例１と同様であって、同機能を有する構成には同
符号を付してある。

【００５１】この構成におけるインバータ回路ＩＮＶお
よびトランジスタＱ1 をインバータ回路ＩＮＶと共用し
ている降圧チョッパ回路は、実施例１と同様に動作す
る。ところで、トランジスタＱ1 のオン時には、整流器
ＤＢからインダクタＬ2 の２次巻線ｎ2 −ダイオードＤ
3 −トランジスタＱ1 −インダクタＬ3 −ダイオードＤ
5 −コンデンサＣ4 という経路で電流が流れてコンデン
サＣ4 が充電される。また、整流器ＤＢからインダクタ
Ｌ2 の２次巻線ｎ2 −ダイオードＤ3 −トランジスタＱ
1 −コンデンサＣ3 −インダクタＬ2 の１次巻線ｎ1 −
負荷回路（放電灯ＬａおよびコンデンサＣ2 ）という経
路で電流が流れて負荷回路に給電される。その後、トラ
ンジスタＱ1 がオフになると、インダクタＬ3 の蓄積エ
ネルギはダイオードＤ5 −コンデンサＣ4 −ダイオード
Ｄ2 の経路で放出され、インダクタＬ2 の蓄積エネルギ
は負荷回路−ダイオードＤ2 −コンデンサＣ3 という経
路と、ダイオードＤ3 −コンデンサＣ5 −整流器ＤＢと
いう経路とを通して放出されることになる。

【００５２】一方、トランジスタＱ2 がオンになると、
コンデンサＣ3 の電荷は、トランジスタＱ2 −負荷回路
を通して放出され、トランジスタＱ2 がオフになると、
インダクタＬ2 の蓄積エネルギがコンデンサＣ3 −ダイ
オードＤ1 −コンデンサＣ5−負荷回路という経路で放
出される。上述のような動作によって、放電灯Ｌａを含
む負荷回路には交番する高周波電圧を印加することがで
き、また、コンデンサＣ4 の両端電圧は、整流器ＤＢの
出力のピーク電圧よりも低い略一定電圧になる。ところ
で、負荷回路に交番する高周波電圧を印加するのに伴っ
てインダクタＬ2 の２次巻線ｎ2 にも高周波電圧が誘起
される。２次巻線ｎ2 に誘起される電圧が交番すること
によって、上記各実施例におけるインピーダンス要素と
同様に機能し、整流器ＤＢの出力電圧の谷部における高
周波電流の通電を可能にする。つまり、負荷回路の振動
回路を構成するインダクタＬ2 によりインピーダンス要
素が兼用されることになる。他の構成および動作は実施
例１と同様である。

【００５３】（実施例７）本実施例は、図８に示すよう
に、図７に示した実施例６の構成に対してインダクタＬ
2 に設けた帰還巻線ｎ3 を整流器ＤＢの入力側に設けた
点のみが相違する。他の構成および動作は実施例６と同
様である。 （実施例８）本実施例では、図９に示すように、商用電
源のような交流電源Ｖｓをフィルタ回路Ｆを介してダイ
オードブリッジよりなる整流器ＤＢに接続し、整流器Ｄ
Ｂにより交流電源Ｖｓを全波整流している。フィルタ回
路Ｆは、交流電源Ｖｓと整流器ＤＢとの間に挿入したチ
ョークコイルＬ0 と、整流器ＤＢの交流入力端間に接続
したコンデンサＣ0 とからなり、後述するインバータ回
路ＩＮＶのスイッチング周波数程度（数十〜数百ｋＨ
ｚ）の高周波を阻止し、交流電源Ｖｓの周波数程度（数
十Ｈｚ）の低周波は通過させるようにローパスフィルタ
として構成されている。

【００５４】整流器ＤＢの直流出力端間には順方向に挿
入されたダイオードＤ3 とコンデンサＣ5 との直列回路
が接続される。コンデンサＣ5 の両端間には、インバー
タ回路ＩＮＶが接続される。インバータ回路ＩＮＶは、
コンデンサＣ5 に並列接続された一対のトランジスタＱ
1 ，Ｑ2 の直列回路を備える。また、整流器ＤＢの正極
側のスイッチング要素には、トランスＴ1 の１次巻線ｎ
1 と直流カット用のコンデンサＣ3 との直列回路が並列
接続される。さらに、トランスＴ1 の２次巻線ｎ2 には
インダクタＬ2 を介して負荷回路が接続される。各スイ
ッチング要素は、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と各トランジ
スタＱ1 ，Ｑ2 のコレクタ−エミッタにそれぞれ逆並列
に接続したダイオードＤ1 ，Ｄ2 とからなり、図示しな
い制御回路によって同時にオンにならないように高いス
イッチング周波数（数十〜数百ｋＨｚ）で交互にオン・
オフされる。負荷回路はフィラメントを有する放電灯Ｌ
ａと、放電灯Ｌａの両フィラメントの非電源側に接続さ
れたコンデンサＣ2 とからなる。ここに、インダクタＬ
2 、コンデンサＣ2 ，Ｃ3 、放電灯Ｌａにより振動回路
が構成される。また、ダイオードＤ3 とトランスＴ1 の
１次巻線ｎ1 との直列回路には、インダクタＬ1 とコン
デンサＣ1 との直列回路よりなるインピーダンス要素が
並列接続される。

【００５５】次に、図９に示した本実施例の回路の動作
を説明する。この回路は、整流器ＤＢの出力電圧（つま
り、ゼロボルト付近（谷部）かピーク値付近（山部）
か）、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン・オフ、トランス
Ｔ1 の１次巻線ｎ1 に流れる電流の向き、インピーダン
ス要素に流れる電流の向きの組み合わせによって、動作
モードを分けることができる。山部では図１０ないし図
１５に示す６個の動作モードがあり、谷部では図１６な
いし図２１に示す６個の動作モードがある。図１０ない
し図２１では電流を破線で示してある。

【００５６】まず、山部での動作モードについて説明す
る。電源投入によってトランジスタＱ1 がオン、トラン
ジスタＱ2 がオフになるとすると、図１０に示すよう
に、整流器ＤＢからダイオードＤ3 −トランジスタＱ1
−インダクタＬ3 −ダイオードＤ5 −コンデンサＣ4 と
いう経路でコンデンサＣ4 が充電される。また、この期
間には、整流器ＤＢの出力電圧はコンデンサＣ5 の両端
電圧よりも高いと考えられるから、整流器ＤＢからダイ
オードＤ3 −コンデンサＣ5 という経路でコンデンサＣ
5 が充電される。図１０に示す他の経路の電流は、トラ
ンスＴ1 およびコンデンサＣ3 ないしインダクタＬ1 お
よびコンデンサＣ1 によるインピーダンス要素（振動回
路）に流れる振動電流であって、トランスＴ1 の１次巻
線ｎ1 に図１０の下向きの電圧が印加されるようにして
コンデンサＣ3 −ダイオードＤ1 を通る経路で振動電流
が流れ、また、インダクタＬ1 に図１０の上向きの電圧
が生じるようにしてトランジスタＱ1 −コンデンサＣ3
−コンデンサＣ1 という経路で振動電流が流れる。

【００５７】ここにおいて、トランスＴ1 の１次巻線ｎ
1 に流れる電流の向きが反転する。すなわち、この動作
モードでは図１１に示すように、コンデンサＣ3 からト
ランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −トランジスタＱ1 という経
路で電流が流れる。トランスＴ1 による回生電流に代わ
ってコンデンサＣ3 の電荷による電流が流れる点を除く
他の電流は図１０に示した動作モードと同様である。

【００５８】インピーダンス要素の共振周波数はトラン
ジスタＱ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数よりは高く設定
してある。したがって、図１２に示すように、トランジ
スタＱ1 ，Ｑ2 のオン・オフの状態が変化しない間に、
インダクタＬ1 の両端電圧の極性が反転し、ダイオード
Ｄ3 のアノードの電位がカソードの電位よりも引き下げ
られる。つまり、ダイオードＤ3 はオフになり、整流器
ＤＢからインダクタＬ1 −コンデンサＣ1 −コンデンサ
Ｃ3 −インダクタＬ3 −ダイオードＤ5 −コンデンサＣ
4 という経路と、整流器ＤＢからインダクタＬ1 −コン
デンサＣ1 −コンデンサＣ3 −ダイオードＤ1 −コンデ
ンサＣ5 という経路とを通る電流が流れ、コンデンサＣ
4 ，Ｃ5 の充電が継続される。この動作モードでは、イ
ンダクタＬ1 の振動電流は当然のことながら停止してお
り、コンデンサＣ3 の放電によりトランスＴ1 −トラン
ジスタＱ1 を通る電流は継続する。

【００５９】図１２に示した動作モードでの電流が流れ
ている間に、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン・オフは反
転する。ここでは、両トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン・
オフが入れ代わる際に同時にオフになる状態は存在しな
いか、存在しても無視できる程度に短いものと仮定して
いる。したがって、図１３に示すように、トランジスタ
Ｑ1 がオフ、トランジスタＱ2 がオンになる。コンデン
サＣ3 は放電を続けているが、トランジスタＱ1 がオフ
になることによって、トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −コ
ンデンサＣ5 −ダイオードＤ2 という経路でコンデンサ
Ｃ3 の電荷が放出され、コンデンサＣ5 が充電される。
また、インダクタＬ3 に流れる電流が遮断されることに
より、インダクタＬ3 の蓄積エネルギがダイオードＤ5
−コンデンサＣ4 −ダイオードＤ2 を通して放出される
ことによりコンデンサＣ4 が充電される。さらに、整流
器ＤＢからインダクタＬ1 −コンデンサＣ1 −コンデン
サＣ3 −トランジスタＱ2 という経路で電流が流れる。

【００６０】上述したように、図１４に示すように、コ
ンデンサＣ3 の電荷がトランジスタＱ2 −コンデンサＣ
5 −トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 という経路で放出され
るように電流が流れる。この間、他の電流は変化しな
い。その後、インダクタＬ3 の回生電流によるコンデン
サＣ4 の充電が終了するが、トランスＴ1 とコンデンサ
Ｃ3 との振動回路による電流は変化せず、インダクタＬ
1 とコンデンサＣ1 とによるインピーダンス要素（振動
回路）の両端電圧の極性が反転する。つまり、図１５に
示すように、インダクタＬ1 およびコンデンサＣ1 から
コンデンサＣ5 −ダイオードＤ2 を通して電流が流れる
ことになる。この状態で、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 はオ
ン・オフの状態が反転し、図１０に示した状態に移行す
る。つまり、図１５におけるトランジスタＱ2 を通過す
る経路が遮断されて、トランスＴ1 およびコンデンサＣ
3 を通る電流はダイオードＤ1を通る経路に流れるよう
になり、また、コンデンサＣ5 には整流器ＤＢから充電
されるようになる。

【００６１】以上説明したように、コンデンサＣ4 は、
トランジスタＱ1 のオン時（図１０〜図１２に示した動
作モード）にはインダクタＬ3 を介して充電され、トラ
ンジスタＱ1 のオフ時（図１３〜図１５に示した動作モ
ード）にはインダクタＬ3 の回生電流で充電されるので
あって、トランジスタＱ1 はインバータ回路ＩＮＶを構
成するとともに降圧チョッパ回路のスイッチング要素と
しても共用されることになる。

【００６２】次に、整流器ＤＢの出力電圧の谷部での動
作について説明する。谷部における動作を山部と同様
に、トランジスタＱ1 がオン、トランジスタＱ2 がオフ
の状態での動作から説明する。すなわち、谷部では図１
６に示すように電流が流れる動作モードが存在する。こ
の状態では、トランスＴ1 とコンデンサＣ3 とにより構
成される振動回路の振動電流がトランスＴ1 の１次巻線
ｎ1 を図１６の下向きに流れ、またコンデンサＣ1 およ
びインダクタＬ1 からなる振動回路の振動電流はインダ
クタＬ1 を図１６の上向きに流れる。つまり、トランス
Ｔ1 の１次巻線−コンデンサＣ3 −ダイオードＤ1 とい
う経路と、コンデンサＣ1 −インダクタＬ1 −ダイオー
ドＤ3 −トランジスタＱ1 −コンデンサＣ3 という経路
の電流が流れる。その後、トランスＴ1 とコンデンサＣ
3 との振動回路に流れる電流のみが反転し、図１７に示
すように、コンデンサＣ3 −トランスＴ1 の１次巻線−
トランジスタＱ1 という経路の電流が流れるようにな
る。

【００６３】次に、インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 と
の振動回路に流れる振動電流の向きが反転すると、図１
８に示すように、整流器ＤＢからインダクタＬ1 −コン
デンサＣ1 −コンデンサＣ3 −ダイオードＤ1 −コンデ
ンサＣ5 という経路の電流が流れるようになって、コン
デンサＣ5 が充電される。この間、コンデンサＣ3 −ト
ランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −トランジスタＱ1 の経路の
電流は流れ続ける。

【００６４】ここで、トランジスタＱ1 がオフになり、
トランジスタＱ2 がオンになると、図１９に示すよう
に、トランジスタＱ1 を通る経路の電流が遮断され、整
流器ＤＢからの電流は、インダクタＬ1 −コンデンサＣ
1 −コンデンサＣ3 −トランジスタＱ2 という経路で流
れるようになる。また、コンデンサＣ3 とトランスＴ1
とにより形成された振動回路に流れる振動電流は、コン
デンサＣ3 −トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −コンデンサ
Ｃ5 −ダイオードＤ2 という経路で流れるようになる。
この振動電流の向きはすぐに反転し、図２０に示すよう
に、コンデンサＣ5 −トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −コ
ンデンサＣ3 −トランジスタＱ2 という経路で流れるよ
うになり、その後、図２１に示すように、インダクタＬ
1 とコンデンサＣ1 との振動回路を流れる振動電流の向
きが反転し、コンデンサＣ1 −インダクタＬ1 −ダイオ
ードＤ3 −ダイオードＤ4 −コンデンサＣ4 −ダイオー
ドＤ2 −コンデンサＣ3 という経路で電流が流れるよう
になる。ここにおいて、ダイオードＤ4 を逆向きに電流
が流れるように説明しているが、コンデンサＣ4 からト
ランスＴ1 の１次巻線ｎ1 およびコンデンサＣ3 を通し
て流れる電流のほうが、コンデンサＣ1 およびインダク
タＬ1 を通して流れる電流よりもつねに大きいから、ダ
イオードＤ4 に流れる電流は総和としては順方向に流れ
ることになる。さらに、コンデンサＣ4 の電荷が放出さ
れることによって、コンデンサＣ4 −ダイオードＤ4 −
トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −コンデンサＣ3 −トラン
ジスタＱ2 という経路の電流が流れるようになる。

【００６５】この状態から、トランジスタＱ1 がオン、
トランジスタＱ2 がオフになって、コンデンサＣ4 から
の放電が停止し、図１６の状態に移行するのである。上
述した動作モードから明らかなように、整流器ＤＢの出
力電圧の谷部では図１８、図１９、図２０に示した動作
モード（つまり、谷部において生じる６個の動作モード
のうちの半分の動作モード）において、整流器ＤＢから
電流が供給されることになり、したがって、整流器ＤＢ
には高周波の電流が流れ込むことになる。このことによ
って、交流電源Ｖｓのゼロクロス付近において入力電流
に休止期間を発生させず、入力歪の発生を抑制すること
ができる。

【００６６】上述したように、整流器ＤＢの出力電圧の
山部付近では降圧チョッパ回路としての動作によって、
負荷回路の状態によらずトランスＴ1 の１次巻線ｎ1 に
印加される電圧が高くなりにくく、構成要素に過大な電
圧が印加されることによるストレスを軽減することがで
き、しかも、山部付近ではほとんど休止期間を生じるこ
となく整流器ＤＢを通して電流が流れ、谷部付近でも高
周波的に断続するだけで整流器ＤＢを通して電流が流れ
ることによって、入力電流が比較的長期間に亙って連続
的に休止するということがなく、入力歪の発生を抑制す
ることができる。とくに、入力電流が高周波的に断続す
るのみであるから、交流電源Ｖｓの電源周波数程度のカ
ットオフ周波数を有したローパスフィルタである簡単な
フィルタ回路Ｆを用いるだけで交流電源Ｖｓ側に高周波
成分が漏洩することを防止できる。さらに、整流器ＤＢ
への入力電流が山部ではほぼ連続的に流れ、谷部では高
周波的に断続して流れるから、入力電流は山部で多く谷
部で少なくなり、結果的に整流器ＤＢへの入力電流の包
絡線をほぼ正弦波形にすることができる。つまり、高調
波成分を抑制し、かつ入力力率が高くなるのである。

【００６７】本実施例において、トランスＴ1 の２次側
にインダクタＬ2 を用いているが、トランスＴ1 をリー
ケージ型とすれば漏洩磁束をインダクタＬ2 の代わりに
用いることができ、インダクタＬ2 の省略によって小型
化が可能になる。また、スイッチング要素としてトラン
ジスタＱ1 ，Ｑ2 とダイオードＤ1 ，Ｄ2 との並列回路
を用いているが、ＭＯＳＦＥＴを用いればダイオードＤ
1 ，Ｄ2 が不要になり、一層の小型化が可能になる。さ
らに、負荷回路としての放電灯Ｌａは１灯に限らず２灯
以上設けてもよいのはもちろんのことであり、その場合
の各放電灯Ｌａの接続関係は直列、並列、あるいは直列
と並列とを混合した形態のいずれであってもよい。

【００６８】（実施例９）本実施例は、図２２に示すよ
うに、図９に示した実施例８の構成とほぼ同様の構成を
有するが、実施例８の構成ではインダクタＬ1 およびコ
ンデンサＣ1 の直列回路であるインピーダンス要素の一
端を整流器ＤＢの正極側の出力端に接続していたのに対
して、インピーダンス要素のこの一端を整流器ＤＢの入
力端に接続した点が相違する。

【００６９】基本的な動作は、実施例８と同様である
が、インダクタＬ1 に流れる電流が図２２の上向きであ
れば（図１０、図１１、図１５、図１６、図１７、図２
１に示した各動作モード、整流器ＤＢを介してダイオー
ドＤ3 を通る経路で電流が流れ、下向きであれば（図１
２、図１３、図１４、図１８、図１９、図２０に示した
各動作モード）、交流電源Ｖｓからフィルタ回路Ｆを通
り整流器ＤＢを通さずにインダクタＬ1 に電流が流れる
のである。他の構成および動作については実施例８と同
様である。

【００７０】（実施例１０）本実施例は、図２３に示す
ように、図９に示した実施例８の構成に加えて、ダイオ
ードＤ3 にコンデンサＣ6 を並列接続した点が相違す
る。このコンデンサＣ6 は入力歪をより改善するために
設けたものであって、以下に説明する動作によって実施
例８に比較して入力電流が正弦波形に一層近付くように
なっている。

【００７１】整流器ＤＢの出力電圧がピーク値付近（山
部）であるときの動作は実施例８と同様であるから、ゼ
ロボルト付近（谷部）であるときの動作についてのみ説
明する。まず、トランジスタＱ1 がオン、トランジスタ
Ｑ2 がオフの状態での動作から説明する。すなわち、図
２４に示すように電流が流れる動作モードが存在する。
この状態では、トランスＴ1 とコンデンサＣ3 とにより
構成される振動回路の振動電流は、実施例８と同様に、
トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 を図２４の下向きに流れ
る。つまり、トランスＴ1 の１次巻線−コンデンサＣ3
−ダイオードＤ1という経路の電流が流れる。一方、コ
ンデンサＣ1 およびインダクタＬ1 からなる振動回路の
振動電流はインダクタＬ1 を図２４の上向きに流れ、コ
ンデンサＣ1 −インダクタＬ1 −コンデンサＣ6 −トラ
ンジスタＱ1 −コンデンサＣ3 という経路で電流が流れ
る。つまり、整流器ＤＢの出力電圧が低く、かつコンデ
ンサＣ6 が十分に充電されていないから、コンデンサＣ
6 に電流が流れ込みダイオードＤ3 はオフに保たれる。

【００７２】その後、トランスＴ1 とコンデンサＣ3 と
の振動回路に流れる電流が反転し、図２５に示すよう
に、コンデンサＣ3 −トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −ト
ランジスタＱ1 という経路で電流が流れるようになる。
このとき、コンデンサＣ3 の両端電圧がコンデンサＣ1
とインダクタＬ1 との直列回路の両端電圧に加算される
から、ダイオードＤ3 の両端にダイオードＤ3 をオンに
するのに十分な電位差が生じてダイオードＤ3 がオンに
なる。その結果、コンデンサＣ1 −インダクタＬ1 −ダ
イオードＤ3 −トランジスタＱ1 −コンデンサＣ3 とい
う経路で電流が流れるようになる。

【００７３】次に、インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 と
の振動回路に流れる振動電流の向きが反転すると、図２
６に示すように、コンデンサＣ1 −コンデンサＣ3 −ダ
イオードＤ1 −コンデンサＣ6 という経路の電流が流れ
る。つまり、実施例８では、インダクタＬ1 およびコン
デンサＣ1 を流れる電流が整流器ＤＢから供給されてい
たが、本実施例ではコンデンサＣ6 の存在によって、コ
ンデンサＣ6 の両端間に電位差が生じているから、整流
器ＤＢからインダクタＬ1 、コンデンサＣ1 、コンデン
サＣ3 、ダイオードＤ1 、コンデンサＣ5 を通る経路で
はなく、インダクタＬ1 、コンデンサＣ1 、コンデンサ
Ｃ3 、ダイオードＤ1 、コンデンサＣ6によるループを
通る経路の電流が流れるのである。この間、コンデンサ
Ｃ3 −トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −トランジスタＱ1
の経路の電流は流れ続ける。

【００７４】ここで、トランジスタＱ1 がオフになり、
トランジスタＱ2 がオンになると、図２７に示すよう
に、トランジスタＱ1 を通る経路の電流が遮断され、ト
ランジスタＱ1 を流れていた電流はコンデンサＣ5 −ダ
イオードＤ2 を通る経路に迂回して流れる。また、ダイ
オードＤ1 のカソード電位がアノード電位よりも高くな
り、ダイオードＤ1 もオフになってコンデンサＣ1 −コ
ンデンサＣ3 −トランジスタＱ2 −コンデンサＣ5 −コ
ンデンサＣ6 −インダクタＬ1 という経路で電流が流れ
るようになる。

【００７５】その後、コンデンサＣ3 とトランスＴ1 と
により形成された振動回路に流れる振動電流の向きがす
ぐに反転し、図２８に示すように、この振動電流はコン
デンサＣ5 −トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −コンデンサ
Ｃ3 −トランジスタＱ2 という経路で流れるようにな
る。ここで、コンデンサＣ1 −コンデンサＣ3 −トラン
ジスタＱ2 −コンデンサＣ5 −コンデンサＣ6 −インダ
クタＬ1 という電流経路には変化がない。また、整流器
ＤＢからコンデンサＣ6 −コンデンサＣ5 の電流経路で
電流が流れるようになり、この間にのみ整流器ＤＢには
入力電流が流れ込むことになる。

【００７６】次に、図２９に示すように、インダクタＬ
1 とコンデンサＣ1 との振動回路を流れる振動電流の向
きが反転し、コンデンサＣ1 −インダクタＬ1 −コンデ
ンサＣ6 −コンデンサＣ5 −ダイオードＤ2 −コンデン
サＣ3 という経路で電流が流れるようになる。さらに、
コンデンサＣ4 の電荷が放出されることによって、コン
デンサＣ4 −ダイオードＤ4 −トランスＴ1 の１次巻線
ｎ1 −コンデンサＣ3−トランジスタＱ2 という経路の
電流が流れるようになる。この状態から、トランジスタ
Ｑ1 がオン、トランジスタＱ2 がオフになると、コンデ
ンサＣ4 からの放電が停止し、図２４の状態に移行す
る。

【００７７】以上説明したように、整流器ＤＢへの入力
電流は、図２８に示した動作モードのときのみであり、
６個の動作モードのうちの１個のみで整流器ＤＢへの入
力電流が流れることになる。つまり、本実施例において
も実施例８と同様に、高周波的に断続するように整流器
ＤＢへの入力電流が流れ込むが、電流の流れる期間は実
施例８よりも短くなるから、入力電流を実施例８の場合
よりも引き下げることができる。このことは、交流電源
Ｖｓのゼロクロス付近では入力電流をゼロに近付けるこ
とになり、入力電流波形が正弦波形により近くなるので
ある。要するに、実施例８の構成では、交流電源Ｖｓの
ゼロクロス付近での電流変化が急峻になるような場合に
は、本実施例のようにコンデンサＣ6 を設けることによ
って、電流変化を緩和することができ、正弦波形により
近い入力電流波形とすることができて、高調波成分を一
層よく低減することができる。他の構成および動作は実
施例８と同様である。

【００７８】（実施例１１）本実施例は、図３０に示す
ように、図９に示した実施例８の構成におけるトランス
Ｔ1 の１次巻線ｎ1 の挿入箇所を変更したものである。
すなわち、実施例８においては、インダクタＬ1 とコン
デンサＣ1 との直列回路に対して、ダイオードＤ3 とト
ランスＴ1 の１次巻線ｎ1 との直列回路を並列接続して
いたが、本実施例では、インダクタＬ1 とコンデンサＣ
1 との直列回路に対してトランスＴ1の１次巻線ｎ1 を
直列接続し、インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 とトラン
スＴ1の１次巻線ｎ1 との直列回路を整流器ＤＢの出力
端間に接続してある。

【００７９】本実施例ではインバータ回路ＩＮＶの動作
が実施例８とは若干相違するのみであって、インダクタ
Ｌ1 とコンデンサＣ1 との直列回路に流れる電流は実施
例８と同様になる。したがって、整流器ＤＢの出力電圧
の谷部においてインバータ回路ＩＮＶに流れる電流につ
いてのみ簡単に説明すると、図１６に対応する動作モー
ドでは、トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −コンデンサＣ3
−ダイオードＤ1 −コンデンサＣ5 という経路で電流が
流れ、図１７に対応する動作モードでは、コンデンサＣ
5 −トランジスタＱ1 −コンデンサＣ3 −出力トランジ
スタＴ1 の１次巻線ｎ1 という経路で電流が流れる。さ
らに、図１８に対応する状態になると、コンデンサＣ4
−ダイオードＤ4 −トランジスタＱ1 −コンデンサＣ3
−トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 の経路で電流が流れる。
その後、トランジスタＱ1 ，Ｑ2のオン・オフの状態が
反転して図１９に対応する状態では、トランスＴ1 −ダ
イオードＤ2 −コンデンサＣ3 の経路で電流が流れ、図
２０、図２１に対応する状態では、コンデンサＣ3 −ト
ランジスタＱ2 −トランスＴ1 という経路の電流が流れ
るのである。

【００８０】他の構成および動作は実施例８と同様であ
るから説明を省略する。 （実施例１２）本実施例は、図３１に示すように、図３
０に示した実施例１１の構成において、インダクタＬ1
の一端をダイオードＤ3 のアノードと整流器ＤＢの正極
側の出力端との接続点に接続する代わりに、整流器ＤＢ
の入力端に接続した点が相違する。この接続関係の相違
点は、実施例９における実施例８に対する相違点と同様
であって、基本的には実施例１１と同様に動作するが、
コンデンサＣ1 からインダクタＬ1 に向かう向きの電流
が整流器ＤＢを通してダイオードＤ3 に流れる点と、イ
ンダクタＬ1 からコンデンサＣ1 に向かう向きの電流が
整流器ＤＢを通さずに交流電源Ｖｓからフィルタ回路Ｆ
を通して流れる点が相違する。

【００８１】（実施例１３）本実施例は、図３２に示す
ように、実施例１１におけるインダクタＬ1 とコンデン
サＣ1 とダイオードＤ3 とを整流器ＤＢの負極側に配置
したものである。すなわち、整流器ＤＢの出力端間にコ
ンデンサＣ5 とダイオードＤ3 との直列回路が接続さ
れ、ダイオードＤ3 のカソードが整流器ＤＢの負極側の
出力端に接続される。また、トランスＴ1 の１次巻線ｎ
1 とダイオードＤ3 との直列回路には、インダクタＬ1
とコンデンサＣ1 との直列回路が、コンデンサＣ1 の一
端をダイオードＤ3 のカソードに接続した形で並列接続
される。インバータ回路ＩＮＶの動作は実施例１１と同
様であるから、説明を省略するが、整流器ＤＢの出力電
圧の谷部における動作を簡単に説明すると、次のように
なる。すなわち、本実施例も実施例８と同様に６個の動
作モードがあり、実施例８の図１６、図１７に対応する
動作モードでは、整流器ＤＢからトランジスタＱ1 −コ
ンデンサＣ3 −インダクタＬ1 −コンデンサＣ1 という
経路で電流が流れ、図１８に対応する動作モードでは、
コンデンサＣ1 −インダクタＬ1 −コンデンサＣ3 −ダ
イオードＤ1 −コンデンサＣ5 −ダイオードＤ3 という
経路で電流が流れる。さらに、図１９、図２０に対応す
る動作モードでは、コンデンサＣ1−インダクタＬ1 −
コンデンサＣ3 −トランジスタＱ2 −ダイオードＤ3 と
いう経路で電流が流れ、図２１に対応する動作モードで
は、整流器ＤＢからコンデンサＣ5 −ダイオードＤ2 −
コンデンサＣ3 −インダクタＬ1 −コンデンサＣ1 とい
う経路で電流が流れることになる。

【００８２】整流器ＤＢの出力電圧の山部では、上述し
た他の実施例と同様に降圧チョッパ回路としての機能が
加わり、トランジスタＱ1 がオンとなる期間に整流器Ｄ
ＢからトランジスタＱ1 −インダクタＬ3 −ダイオード
Ｄ5 −コンデンサＣ4 −ダイオードＤ3 という経路でコ
ンデンサＣ4 が充電されるとともにインダクタＬ3 にエ
ネルギが蓄積され、インダクタＬ3 に蓄積されたエネル
ギは、トランジスタＱ2 のオン期間にダイオードＤ5 −
コンデンサＣ4 −ダイオードＤ2 という経路で放出する
ことにより、コンデンサＣ4 を充電する。さらに、山部
では、整流器ＤＢからコンデンサＣ5 −ダイオードＤ3
という経路でコンデンサＣ5 を充電する動作もある。

【００８３】以上説明したように、本実施例でも整流器
ＤＢの出力電圧の谷部において高周波的に断続するよう
にして整流器ＤＢに電流が流れ込むから、上述した各実
施例と同様に、入力電流の高調波成分を低減することが
できるのである。他の構成および動作については、実施
例８と同様である。 （実施例１４）本実施例は、図３３に示すように実施例
１３を変形したものであって、コンデンサＣ1 の一端を
整流器ＤＢの負極側の出力端に接続する代わりに整流器
ＤＢの入力端に接続した点のみが相違する。したがっ
て、実施例１３と基本的には同様に動作するが、図３３
においてインダクタＬ1 を下向きに通過する電流は、整
流器ＤＢを通らずに交流電源Ｖｓに直接流れ、インダク
タＬ1 を上向きに流れる電流はダイオードＤ3 および整
流器ＤＢを通して流れることになる。他の構成および動
作は実施例１３と同様である。

【００８４】（実施例１５）本実施例は、図３４に示す
ように、トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 とインダクタＬ1
とコンデンサＣ1 との直列回路を整流器ＤＢの出力端間
に接続したものであって、実施例１１ではトランスＴ1
の１次巻線ｎ1 を整流器ＤＢの負極側の出力端に接続し
ていたのに対して正極側の出力端に接続した点が相違す
る。インバータ回路ＩＮＶの動作は実施例８と同様であ
り、整流器ＤＢの出力電圧の谷部における動作は実施例
１３と同様である。

【００８５】（実施例１６）本実施例は、図３５に示す
ように、実施例１５に対してコンデンサＣ1 の一端を整
流器ＤＢの負極側の出力端に接続する代わりに、整流器
ＤＢの入力端に接続した点が相違する。すなわち、実施
例１３に対する実施例１４の関係と同様であり、基本的
には実施例１５と同様に動作する。

【００８６】（実施例１７）本実施例は、図３６に示す
ように、図２３に示した実施例１０の構成において、イ
ンダクタＬ1 およびコンデンサＣ1 を省略し、かつダイ
オードＤ3 とコンデンサＣ6 との並列回路をトランスＴ
1 の１次卷線ｎ1 と整流器ＤＢとの間に接続する代わり
に、トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 とトランジスタＱ1 と
の間に挿入した構成になっている。

【００８７】上述した各実施例では、整流器ＤＢの出力
電圧の山部と谷部とにそれぞれ６個の動作モードがあっ
たが、本実施例の構成ではそれぞれ５個の動作モードで
動作する。山部では、図３７から図４１のように動作す
る。まず、トランジスタＱ1がオン、トランジスタＱ2
がオフの場合について説明する。このとき、図３７に示
すように、トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −コンデンサＣ
3 −ダイオードＤ1 −コンデンサＣ6 という電流経路が
あり、この動作モードでは、整流器ＤＢ−コンデンサＣ
6 −トランジスタＱ1 −インダクタＬ3 −ダイオードＤ
5 −コンデンサＣ4 という経路と、整流器ＤＢ−コンデ
ンサＣ6 −コンデンサＣ5 −という経路とによって、コ
ンデンサＣ4 およびコンデンサＣ5 が充電される。次
に、インバータ回路ＩＮＶに含まれる振動回路に流れる
振動電流の向きが反転し、図３８に示すように、コンデ
ンサＣ3 −トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −コンデンサＣ
6 −トランジスタＱ1 という経路、およびコンデンサＣ
5 −トランジスタＱ1 −インダクタＬ3 −ダイオードＤ
5 −コンデンサＣ4 という経路で電流が流れる。その
後、コンデンサＣ6 の充電が進んでコンデンサＣ6 への
電流が停止すると、図３９のようにダイオードＤ3 に電
流が流れるようになる。次に、トランジスタＱ1がオ
フ、トランジスタＱ2 がオンになると、トランスＴ1 に
蓄積されたエネルギによって図４０に示すように、トラ
ンスＴ1 の１次巻線ｎ1 −ダイオードＤ3 −コンデンサ
Ｃ5 −ダイオードＤ2 −コンデンサＣ3 という経路で電
流が流れるとともに、インダクタＬ3 の蓄積エネルギに
よりインダクタＬ3 −ダイオードＤ5−コンデンサＣ4
−ダイオードＤ2 という経路で電流が流れ、コンデンサ
Ｃ4 とコンデンサＣ5 との充電がなされる。その後、イ
ンバータ回路ＩＮＶの振動電流の向きが反転するから、
図４１に示すように、整流器ＤＢ−トランスＴ1 の１次
巻線ｎ1 −コンデンサＣ3 −トランジスタＱ2 という経
路と、コンデンサＣ5 −コンデンサＣ6 −トランスＴ1
の１次巻線ｎ1 −コンデンサＣ3 −トランジスタＱ2 と
いう経路とに電流が流れることになる。要するに図３７
ないし図４０に示す動作モードでは整流器ＤＢの出力電
圧よりも低い電圧でコンデンサＣ4 が充電される降圧チ
ョッパとして動作する。

【００８８】一方、整流器ＤＢの出力電圧の谷部では、
図４２に示すように、整流器ＤＢからコンデンサＣ6 −
コンデンサＣ5 という経路で電流が流れるとともに、山
部でのトランジスタＱ1 のオン時と同様に、トランスＴ
1 の１次巻線ｎ1 −コンデンサＣ3 −ダイオードＤ1 −
コンデンサＣ6 という電流経路がある。次に、インバー
タ回路ＩＮＶの振動電流の向きが反転すると、図４３の
ように、コンデンサＣ3 −トランスＴ1 の１次巻線ｎ1
−コンデンサＣ6 −トランジスタＱ1 という経路で電流
が流れるようになる。このとき、整流器ＤＢからの電流
は停止する。

【００８９】その後、トランジスタＱ1 がオフになり、
トランジスタＱ2 がオンになると、図４４のように、コ
ンデンサＣ3 −トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −ダイオー
ドＤ3 −コンデンサＣ5 −ダイオードＤ2 という谷部の
場合と同様の経路で電流が流れ、さらに、インバータ回
路ＩＮＶを流れる振動電流の向きが反転すると、図４５
のように、コンデンサＣ5 −コンデンサＣ6 −トランス
Ｔ1 の１次巻線ｎ1 −コンデンサＣ3 −トランジスタＱ
2 という経路で電流が流れる。また、コンデンサＣ5 の
両端電圧がコンデンサＣ4 とダイオードＤ4 との直列回
路の両端電圧よりも下がると、コンデンサＣ4 が放電す
るようになり、図４６のように、コンデンサＣ4 −ダイ
オードＤ4 −コンデンサＣ6 −トランスＴ1 の１次巻線
ｎ1 −コンデンサＣ3 −トランジスタＱ2 という経路で
電流が流れる。

【００９０】結局、本実施例でも谷部において整流器Ｄ
Ｂから電流を流し込む期間が生じ、入力電流を高周波的
に断続させて流し続けることによって入力電流の高調波
成分を低減することができるのである。本実施例の構成
では、インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 との直列回路で
あるインピーダンス要素が存在しないが、整流器ＤＢの
出力電圧の谷部において、整流器ＤＢからコンデンサＣ
5 を通して電流が流れる期間が存在するから、このコン
デンサＣ5 を通る経路によって高周波的に電流を断続さ
せることができるのである。また、谷部において整流器
ＤＢからの電流が流れ込む期間が実施例８などに比較し
て短いから、整流器ＤＢの出力電圧のゼロボルト付近で
入力電流を停止させることはないが、ゼロに近づけるこ
とができて入力電流波形を正弦波形に近づけることがで
きるのである。また、インピーダンス要素が存在しない
から一層の小型化が可能になる。他の構成および動作は
実施例１０と同様である。

【００９１】（実施例１８）実施例１７では、インバー
タ回路ＩＮＶのトランスＴ1 の１次巻線ｎ1 、ダイオー
ドＤ3 、コンデンサＣ6 を整流器ＤＢの正極側の出力端
に接続していたが、本実施例は図４７のように、これら
を整流器ＤＢの負極側の出力端に接続した構成を有す
る。動作は実施例１７とほぼ同様である。

【００９２】この動作について整流器ＤＢの出力電圧の
山部では実施例１７と同様の降圧チョッパ回路としての
機能があり、また、整流器ＤＢの出力電圧をインバータ
回路ＩＮＶの電源とする。谷部における動作も実施例１
７とほぼ同様であるが、簡単に説明すると、トランジス
タＱ1 のオン時には、トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −コ
ンデンサＣ3 −ダイオードＤ1 −コンデンサＣ5 −コン
デンサＣ6 という電流経路が生じる。この電流は、その
前の状態でトランスＴ1 に蓄積されたエネルギを放出す
るために流れる。次に、インバータ回路ＩＮＶの振動電
流の向きが反転すると、コンデンサＣ5 −トランジスタ
Ｑ1 −コンデンサＣ3 −トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −
コンデンサＣ6 という経路で電流が流れるようになる。
その後、コンデンサＣ5 の両端電圧が、コンデンサＣ4
とダイオードＤ4 との直列回路の両端電圧よりも下がる
と、コンデンサＣ4 からの放電によって、コンデンサＣ
4−ダイオードＤ4 −トランジスタＱ1 −コンデンサＣ3
−トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −コンデンサＣ6 とい
う経路でインバータ回路ＩＮＶへの給電がなされる。

【００９３】次に、トランジスタＱ1 がオフになり、ト
ランジスタＱ2 がオンになると、トランスＴ1 に蓄積さ
れたエネルギが放出されることにより、トランスＴ1 の
１次巻線ｎ1 −コンデンサＣ6 −ダイオードＤ2 −コン
デンサＣ3 の経路で電流が流れるとともに、整流器ＤＢ
からコンデンサＣ5 −コンデンサＣ6 という経路で電流
が流れる。その後、インバータ回路ＩＮＶの振動電流の
向きの反転によってコンデンサＣ3 −トランジスタＱ2
−コンデンサＣ6 −トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 という
経路で電流が流れる。

【００９４】結局、５個の動作モードのうち１個の動作
モードでのみ整流器ＤＢからの電流が流れ込み、実施例
１７と同様の動作によって入力電流を高周波的に断続さ
せることができ、入力電流波形を正弦波形として高調波
成分を低減することができるのである。他の構成および
動作は実施例１７と同様である。 （実施例１９）本実施例は、図４８に示すように、図３
６に示した実施例１７の構成において、インダクタＬ2
をトランスＴ1 の２次巻線ｎ2 側に設ける代わりに１次
巻線ｎ1 とコンデンサＣ3 との間に挿入し、さらに整流
器ＤＢの直流出力端間にコンデンサＣ7 を接続するとと
もに、整流器ＤＢとトランスＴ1 の１次巻線ｎ1 との間
にダイオードＤ6 を挿入したものである。スイッチング
要素にはＭＯＳＦＥＴＱ1 ′，Ｑ2 ′を用い、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ1 ′，Ｑ2 ′の寄生ダイオードをダイオードＤ1
，Ｄ2 として機能させることにより、ダイオードＤ1
，Ｄ2 を不要にしてある。

【００９５】動作は実施例１７と同様であり、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ1 ′，Ｑ2 ′が交互にオン・オフすることによ
り、ダイオードＤ6 −トランスＴ1 の１次巻線ｎ1 −イ
ンダクタＬ2 −コンデンサＣ3 −ＭＯＳＦＥＴＱ2 ′の
第１の経路と、ダイオードＤ6−ダイオードＤ3 および
コンデンサＣ6 の並列回路−ＭＯＳＦＥＴＱ1 ′−イン
カウタＬ3 −ダイオードＤ5 −コンデンサＣ4 の第２の
経路とが形成され、入力電流歪を改善する。ここで、第
１の経路はコンデンサＣ5 の両端電圧が整流器ＤＢの出
力電圧よりも高い期間であっても整流器ＤＢからの電流
供給が可能な経路であり、第２の経路はコンデンサＣ5
の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧よりも低い期間にの
み電流の流れる経路である。

【００９６】本実施例ではＭＯＳＦＥＴＱ1 ′，Ｑ2 ′
を駆動する制御回路ＣＮについても図示してある。制御
回路ＣＮは、コンデンサＣT1と抵抗ＲT1とにより発振周
期の決まる無安定マルチバイブレータＣＮａと、無安定
マルチバイブレータＣＮａの出力の立ち上がり毎にコン
デンサＣT2と抵抗ＲT2，ＲT3とにより決まるパルス幅の
パルスを出力する単安定マルチバイブレータＣＮｂと、
単安定マルチバイブレータＣＮｂの出力により交互にオ
ン・オフする２信号を出力する駆動回路ＣＮｃとにより
構成される。この駆動回路ＣＮｃの出力によって両ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 ′，Ｑ2 ′が交互にオン・オフされ、上述
したように動作する。ここにおいて、駆動回路ＣＮｃか
らの２つの出力は、単安定マルチバイブレータＣＮｂの
出力パルスが、ＨレベルのときにはＭＯＳＦＥＴＱ1 ′
がオフ、ＭＯＳＦＥＴＱ2 ′がオンになり、Ｌレベルの
ときにはＭＯＳＦＥＴＱ1 ′がオン、ＭＯＳＦＥＴＱ2
′がオフになるように設定されている。

【００９７】ところで、抵抗ＲT3はコンデンサＣT2との
直列回路をコンデンサＣ5 に並列接続した形で用いら
れ、インバータ回路ＩＮＶへの電源電圧（コンデンサＣ
5 の両端電圧）が高い期間にはコンデンサＣT2への充電
時間を短くして単安定マルチバイブレータＣＮｂの出力
パルス幅を短くし、上記電源電圧が低い期間には単安定
マルチバイブレータＣＮｂの出力パルス幅を長くする機
能を有する。

【００９８】以上のような構成とすることにより、コン
デンサＣ5 の両端電圧が高い期間にはインバータ回路Ｉ
ＮＶの動作の１周期の間に、上記第１の経路によって整
流器ＤＢを通して電流が供給される期間を短くし、上記
第２の経路による電流の流れる期間を長くすることにな
る。また、コンデンサＣ5 の両端電圧が低い期間にはそ
の逆に動作することになる。

【００９９】すなわち、この構成によって、入力電流波
形に含まれる高調波成分を少なくするとともに、ランプ
電流のリプル率（クレストファクタ）を改善することが
できる。この動作を図示すると、抵抗ＲT3がなければＭ
ＯＳＦＥＴＱ1 ′，Ｑ2 ′のオン・オフの周期は一定に
保たれるから、図４９（ａ）のようにコンデンサＣ5の
両端電圧が変動するときに、ランプ電流は図４９（ｂ）
のように大きく変動する。このときの整流器ＤＢへの入
力電流は図４９（ｃ）のようになる。一方、本実施例で
は抵抗ＲT3が存在することによって、コンデンサＣ5 の
両端電圧に応じてＭＯＳＦＥＴＱ1 ′，Ｑ2 ′のオン期
間を変化させているから、図５０（ａ）に示すようにコ
ンデンサＣ5 の両端電圧が変動するときに、ランプ電流
は図５０（ｂ）のようになり、整流器ＤＢへの入力電流
は図５０（ｃ）のようになる。すなわち、コンデンサＣ
5 の両端電圧に応じてＭＯＳＦＥＴＱ1 ′，Ｑ2 ′のオ
ン期間を制御することにより、コンデンサＣ5 の両端電
圧が高い期間にはランプ電流の瞬時値を抑制し、コンデ
ンサＣ5 の両端電圧が低い期間にはランプ電流の瞬時値
を高めることができるのであって、ランプ電流のクレス
トファクタを改善することができる。

【０１００】図４９、図５０に示したランプ電流波形に
おいて、入力電流のゼロクロス点付近（入力電圧のゼロ
クロス点付近）で、ランプ電流にピークが生じるが、こ
れは図４８に示したインバータ回路ＩＮＶの負荷特性に
よるものである。コンデンサＣ6 の両端電圧は図５１
（ｂ）に示すように変化し（図５１（ａ）は整流器ＤＢ
への入力電圧を示す）、入力電圧のゼロクロス点付近で
は入力電圧に比較して、コンデンサＣ4 ，Ｃ5 の両端電
圧が十分に高いから、ダイオードＤ3 のアノード側の電
位よりもカソード側の電位が低くなるまでの時間が長く
なり、ダイオードＤ3 はほとんどオフになる。

【０１０１】したがって、インバータ回路ＩＮＶの負荷
として見ると、ランプ電流を限流するインダクタＬ2 と
直列にコンデンサＣ6 が接続される期間がインバータ回
路ＩＮＶの動作の１周期において長くなり、ランプ電流
を限流するインピーダンスを実質的に減少させる作用が
働き、入力電圧のゼロクロス付近でランプ電流が増加す
るのである。

【０１０２】本実施例においては、単安定マルチバイブ
レータＣＮｂの出力パルス幅をコンデンサＣ5 の両端電
圧に応じて制御しているが、無安定マルチバイブレータ
ＣＮａの発振周期をコンデンサＣ5 の両端電圧に応じて
制御したり、無安定マルチバイブレータＣＮａと単安定
マルチバイブレータＣＮｂとの両方について制御するよ
うにしてもよい。

【０１０３】（実施例２０）本実施例は、図５２に示す
ように、図２３に示した実施例１０の構成において、イ
ンダクタＬ2 をトランスＴ1 の２次巻線ｎ2 側に設ける
代わりに１次巻線ｎ1 とコンデンサＣ3 との間に挿入
し、さらに整流器ＤＢの直流出力端間にコンデンサＣ7
を接続するとともに、整流器ＤＢとトランスＴ1 の１次
巻線ｎ1 との間にダイオードＤ6 を挿入したものであ
る。また、スイッチング要素には実施例１９と同様に、
ＭＯＳＦＥＴＱ1 ′，Ｑ2 ′を用いている。図５２に示
す制御回路ＣＮは、実施例１９に示したものと同様のも
のである。つまり、本実施例は実施例１９の構成に、イ
ンダクタＬ1 とコンデンサＣ1 との直列回路からなる入
力電流歪を改善する回路を付加したものであり、他の回
路構成は実施例１９と同様のものを用いている。

【０１０４】この回路構成においても、抵抗ＲT3を介し
てコンデンサＣ5 の両端電圧を制御回路ＣＮで監視し、
ＭＯＳＦＥＴＱ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数やオン期
間をコンデンサＣ5 の両端電圧に応じて制御することに
より、実施例１９と同様に、入力電流歪を改善し、かつ
ランプ電流のクレストファクタを改善することができる
のである。図５３に抵抗ＲT3を用いない場合のコンデン
サＣ5 の両端電圧（図５３（ａ））と、ランプ電流（図
５３（ｂ））との関係を示し、図５３に抵抗ＲT3を用い
た場合のコンデンサＣ5 の両端電圧（図５４（ａ））
と、ランプ電流（図５４（ｂ））との関係を示す。図よ
り明らかなように、実施例１９に比較してランプ電流の
ゼロクロス点付近でのランプ電流のピークがなく、クレ
ストファクタを一層改善することができるのである。

【０１０５】

【発明の効果】本発明は上述のように、交流電源から交
流電源の半サイクルの略全域でパルス状の電流の供給を
受け、かつ、整流器の直流出力電圧のピーク電圧以下の
直流出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換手段と、ＤＣ−
ＤＣ変換手段の直流出力電圧を受けて高周波電圧を出力
するＤＣ−ＡＣ変換手段とを備える電力変換回路を設け
ているから、交流電源からＤＣ−ＤＣ変換手段に常時電
流が供給されることによって交流電源からの入力電流に
休止期間が生じないようにして、入力電流歪を低減する
ことができるという利点を有する。

【０１０６】また、ＤＣ−ＡＣ変換手段はＤＣ−ＤＣ変
換手段の直流出力電圧を受けるとともに、交流電源の所
定電圧以下では補助電源手段より直流電圧が供給される
から、整流器の出力電圧がピーク値付近では整流器の出
力電圧がＤＣ−ＡＣ変換手段に印加され、整流器の出力
電圧が所定電圧以下では補助電源手段の直流出力電圧が
ＤＣ−ＡＣ変換手段に印加されるのであり、ＤＣ−ＡＣ
変換手段の電源電圧は、整流器の出力電圧のピーク値と
補助電源手段の出力電圧との間で変動するのであって、
電圧の変動幅が比較的小さくなり、しかもＤＣ−ＤＣ変
換手段の出力電圧は整流器の直流出力電圧のピーク電圧
以下であるから、従来のような平滑コンデンサを用いる
場合に比較してＤＣ−ＡＣ変換手段への印加電圧が上昇
しにくく、構成要素へのストレスが小さくなるという効
果を奏する。

【０１０７】請求項３の発明は、請求項１、２の発明と
同様の効果が得られるとともに、第１、２のスイッチン
グ要素の直列回路の両端に小容量のコンデンサを接続し
ているから、第１、２のスイッチング要素のスイッチン
グ動作による高周波電圧を除去することができるという
利点がある。さらに、第１、２のスイッチング要素の直
列回路に印加される電圧に応じてスイッチング要素の駆
動信号のパルス幅や周期を変化させるから、入力電流歪
を改善したりランプ電流の変動を抑制することができる
という効果を奏する。 請求項４の発明のように、第１の
ダイオードに並列接続されたコンデンサを設ければ、整
流器への入力電流の流れる期間が短くなり、交流電源の
ゼロクロス付近での入力電流をゼロに近付けることがで
きる。つまり、交流電源のゼロクロス付近での電流変化
が大きいような場合には、請求項４の発明の構成を採用
することによって電流変化を緩和することができ、正弦
波により近い入力電流波形として入力電流の高調波成分
を低減することができる。

【０１０８】請求項７の発明のように、補助電源手段の
両端に小容量のコンデンサを接続すれば、電力変換回路
に設けたスイッチング要素で発生するノイズの高周波成
分を除去することができるという利点がある。

【０１０９】請求項８の発明は、バイパス回路のインピ
ーダンス要素を振動要素と兼用することによって、部品
点数の削減につながるという利点がある。請求項９、請
求項１０の発明は、電力変換回路の振動回路を通じて入
力電流が流れる期間中、バイパス回路のインピーダンス
要素を通じて入力電流が流れることを抑制したり停止し
たりするから、入力電流を減少させることができて交流
電源のゼロクロス付近での入力電流をゼロに近付けるこ
とができ、正弦波に近い入力電流波形を得ることができ
るという利点がある。

【０１１０】請求項１１の発明は、第１、２のスイッチ
ング要素の直列回路に印加される電圧に応じてスイッチ
ング要素の駆動信号のパルス幅や周期を変化させること
により、入力電流歪を改善したりランプ電流の変動を抑
制することができるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１を示す回路図である。

【図２】実施例１の動作説明図である。

【図３】実施例２を示す回路図である。

【図４】実施例３を示す回路図である。

【図５】実施例４を示す回路図である。

【図６】実施例５を示す回路図である。

【図７】実施例６を示す回路図である。

【図８】実施例７を示す回路図である。

【図９】実施例８を示す回路図である。

【図１０】実施例８の動作説明図である。

【図１１】実施例８の動作説明図である。

【図１２】実施例８の動作説明図である。

【図１３】実施例８の動作説明図である。

【図１４】実施例８の動作説明図である。

【図１５】実施例８の動作説明図である。

【図１６】実施例８の動作説明図である。

【図１７】実施例８の動作説明図である。

【図１８】実施例８の動作説明図である。

【図１９】実施例８の動作説明図である。

【図２０】実施例８の動作説明図である。

【図２１】実施例８の動作説明図である。

【図２２】実施例９を示す回路図である。

【図２３】実施例１０を示す回路図である。

【図２４】実施例１０の動作説明図である。

【図２５】実施例１０の動作説明図である。

【図２６】実施例１０の動作説明図である。

【図２７】実施例１０の動作説明図である。

【図２８】実施例１０の動作説明図である。

【図２９】実施例１０の動作説明図である。

【図３０】実施例１１を示す回路図である。

【図３１】実施例１２を示す回路図である。

【図３２】実施例１３を示す回路図である。

【図３３】実施例１４を示す回路図である。

【図３４】実施例１５を示す回路図である。

【図３５】実施例１６を示す回路図である。

【図３６】実施例１７を示す回路図である。

【図３７】実施例１７の動作説明図である。

【図３８】実施例１７の動作説明図である。

【図３９】実施例１７の動作説明図である。

【図４０】実施例１７の動作説明図である。

【図４１】実施例１７の動作説明図である。

【図４２】実施例１７の動作説明図である。

【図４３】実施例１７の動作説明図である。

【図４４】実施例１７の動作説明図である。

【図４５】実施例１７の動作説明図である。

【図４６】実施例１７の動作説明図である。

【図４７】実施例１８を示す回路図である。

【図４８】実施例１９を示す回路図である。

【図４９】実施例１９に対する比較例の動作説明図であ
る。

【図５０】実施例１９の動作説明図である。

【図５１】実施例１９の動作説明図である。

【図５２】実施例２０を示す回路図である。

【図５３】実施例２０に対する比較例の動作説明図であ
る。

【図５４】実施例２０の動作説明図である。

【図５５】従来例を示す回路図である。

【図５６】図５５に示した従来例の動作説明図である。

【図５７】他の従来例を示す回路図である。

【図５８】図５７に示した従来例の動作説明図である。

【符号の説明】

Ｃ1 コンデンサ Ｃ2 コンデンサ Ｃ3 コンデンサ Ｃ4 コンデンサ Ｃ5 コンデンサ Ｃ6 コンデンサ ＣＮ 制御回路 Ｄ1 ダイオード Ｄ2 ダイオード Ｄ3 ダイオード Ｄ4 ダイオード Ｄ5 ダイオード ＤＢ 整流器 Ｆ フィルタ回路 ＩＮＶ インバータ回路 Ｌ1 インダクタ Ｌ2 インダクタ Ｌ3 インダクタ Ｌａ 放電灯 Ｑ1 トランジスタ Ｑ2 トランジスタ Ｑ1 ′ＭＯＳＦＥＴ Ｑ2 ′ＭＯＳＦＥＴ Ｖs 交流電源

フロントページの続き (72)発明者 幸 憲一 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工 株式会社内 (56)参考文献 特開 平５−56647（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−225540（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−276756（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−56660（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−56659（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−315272（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/538

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源と、この交流電源の交流電圧を
   整流する整流器と、この整流器の直流出力電圧を受けて
   高周波電圧を出力する電力変換回路と、この高周波出力
   電圧を受ける負荷回路と、前記整流器の出力端に並列に
   接続され負荷回路に連続的な電流が供給できる程度の平
   滑作用を有する平滑コンデンサを含む補助電源手段とを
   備える電源装置において、前記電力変換回路は、整流器
   の直流出力電圧を受け、交流電源から交流電源の半サイ
   クルの略全域でパルス状の電流の供給を受け、かつ、整
   流器の直流出力電圧のピーク電圧以下の直流出力電圧を
   出力するＤＣ−ＤＣ変換手段と、このＤＣ−ＤＣ変換手
   段の直流出力電圧を受けて高周波電圧を出力するＤＣ−
   ＡＣ変換手段とを備えるものであって、整流器の両端に
   第１のダイオードを介して接続される第１、２のスイッ
   チング要素の直列回路と、少なくとも一方のスイッチン
   グ要素の両端に接続される共振用インダクタと共振用コ
   ンデンサと放電灯との振動回路を含んで成る負荷回路
   と、前記負荷回路の一部と前記整流器の出力端との間に
   磁気的、電気的にインピーダンス要素を含んで接続され
   るＤＣ−ＤＣ変換手段の一部であるバイパス回路とから
   構成され、前記補助電源手段は、前記電力変換回路の第
   １、２のスイッチング要素の両端に接続される逆方向の
   ダイオードと平滑コンデンサとの直列回路と、前記電力
   変換回路の第１、２のスイッチング要素の接続点と前記
   逆方向のダイオードと平滑コンデンサとの接続点との間
   に接続され降圧チョッパ用インダクタと平滑コンデンサ
   を充電する方向の充電用ダイオードとのみからなる直列
   回路とから構成され、前記補助電源手段は、交流電源の
   所定電圧以下で前記電力変換回路に直流電圧を供給する
   ことを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 交流電源と、この交流電源の交流電圧を
   整流する整流器と、この整流器の直流出力電圧を受けて
   高周波電圧を出力する電力変換回路と、この高周波出力
   電圧を受ける負荷回路と、前記整流器の出力端に並列に
   接続され負荷回路に連続的な電流が供給できる程度の平
   滑作用を有する平滑コンデンサを含む補助電源手段とを
   備える電源装置において、前記電力変換回路は、整流器
   の直流出力電圧を受け、交流電源から交流電源の半サイ
   クルの略全域でパルス状の電流の供給を受け、かつ、整
   流器の直流出力電圧のピーク電圧以下の直流出力電圧を
   出力するＤＣ−ＤＣ変換手段と、このＤＣ−ＤＣ変換手
   段の直流出力電圧を受けて高周波電圧を出力するＤＣ−
   ＡＣ変換手段とを備えるものであって、整流器の両端に
   第１のダイオードを介して接続される第１、２のスイッ
   チング要素の直列回路と、少なくとも一方のスイッチン
   グ要素の両端に接続される共振用インダクタと共振用コ
   ンデンサと放電灯との振動回路を含んで成る負荷回路
   と、前記負荷回路の一部と前記交流電源の一端との間に
   磁気的、電気的にインピーダンス要素を含んで接続され
   るＤＣ−ＤＣ変換手段の一部であるバイパス回路とから
   構成され、前記補助電源手段は、前記電力変換回路の第
   １、２のスイッチング要素の両端に接続される逆方向の
   ダイオードと平滑コンデンサとの直列回路と、前記電力
   変換回路の第１、２のスイッチング要素の接続点と前記
   逆方向のダイオードと平滑コンデンサとの接続点との間
   に接続され降圧チョッパ用インダクタと平滑コンデンサ
   を充電する方向の充電用ダイオードとのみからなる直列
   回路とから構成され、前記補助電源手段は、交流電源の
   所定電圧以下で前記電力変換回路に直流電圧を供給する
   ことを特徴とする電源装置。
3. 【請求項３】 交流電源と、この交流電源の交流電圧を
   整流する整流器と、この整流器の直流出力電圧を受けて
   高周波電圧を出力する電力変換回路と、この高周波電圧
   を受ける共振用インダクタと共振用コンデンサと放電灯
   とを含んで成る負荷回路と、前記整流器の出力端に並列
   に接続され実質的に放電灯が再点孤することなく点灯を
   維持できるレベルの連続的な電流が供給できる平滑コン
   デンサを含む補助電源手段とを備える電源装置におい
   て、前記電力変換回路は、整流器の両端に第１のダイオ
   ードとコンデンサとの並列回路を介して接続される第
   １、２のスイッチング要素の直列回路と、前記整流器の
   一端と第１のダイオードとの接続点と前記第１、２のス
   イッチング要素の直列回路の接続点との間に接続される
   直流阻止用コンデンサとトランスの１次巻線との直列回
   路と、トランスの２次巻線間に接続される共振用インダ
   クタと放電灯との直列回路と、前記放電灯の非電源端子
   間に接続される共振用コンデンサとから構成され、前記
   補助電源手段は、前記電力変換回路の第１、２のスイッ
   チング要素の両端に接続される逆方向のダイオードと平
   滑コンデンサとの直列回路と、前記電力変換回路の第
   １、２のスイッチング要素の接続点と前記逆方向のダイ
   オードと平滑コンデンサとの接続点 との間に接続され降
   圧チョッパ用インダクタと平滑コンデンサを充電する方
   向の充電用ダイオードとのみからなる直列回路と、前記
   両スイッチング要素の直列回路の両端に接続される小容
   量のコンデンサとから構成され、前記補助電源手段は、
   交流電源の所定電圧以下で前記電力変換回路に直流電圧
   を供給するように形成され、さらに第１、２のスイッチ
   ング要素の駆動信号のパルス幅と周期の少なくとも一方
   を変化させる手段を備えることを特徴とする電源装置。
4. 【請求項４】 前記第１のダイオードに並列にコンデン
   サを接続したことを特徴とする請求項１または請求項２
   または請求項３記載の電源装置。
5. 【請求項５】 前記バイパス回路は、交流電源から第１
   のダイオードのアノード側の間に１次巻線を備え、前記
   負荷回路の一部に２次巻線を備え、磁気的に結合して構
   成されたことを特徴とする請求項１または請求項２記載
   の電源装置。
6. 【請求項６】 前記バイパス回路は、整流器の入力およ
   び／または出力端間に１次巻線を備え、前記負荷回路の
   一部に２次巻線を備え、磁気的に結合して構成されたこ
   とを特徴とする請求項１または請求項２記載の電源装
   置。
7. 【請求項７】 前記補助電源手段の両端に小容量のコン
   デンサを接続したことを特徴とする請求項１または請求
   項２記載の電源装置。
8. 【請求項８】 前記バイパス回路のインピーダンス要素
   を前記電力変換回路の振動要素と兼用させたことを特徴
   とする請求項１または請求項２記載の電源装置。
9. 【請求項９】 前記電力変換回路の振動回路を通じて入
   力電流が流れる期間中、前記バイパス回路のインピーダ
   ンス要素を通じて入力電流が流れることを抑制する制御
   手段を備えたことを特徴とする請求項１または請求項２
   記載の電源装置。
10. 【請求項１０】 前記電力変換回路の振動回路を通じて
    入力電流が流れる期間中、前記バイパス回路のインピー
    ダンス要素を通じて入力電流が流れることを停止する制
    御手段を備えたことを特徴とする請求項１または請求項
    ２記載の電源装置。
11. 【請求項１１】 前記第１、２のスイッチング要素の駆
    動信号のパルス幅と周期の少なくとも一方を変化させる
    手段を設けたことを特徴とする請求項１また は請求項２
    記載の電源装置。