JP3585025B2 - Ａｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、スイッチ素子のオン，オフ動作で入力力率改善を行なう際に発生するスイッチング損失、およびスイッチング時に発生するノイズを低減するための力率改善回路を備えたＡＣ／ＤＣ（交流／直流）コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６に部分電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンバータと力率改善回路を備えたＡＣ／ＤＣコンバータの従来例を示す。
すなわち、力率改善回路は、商用電源を整流するダイオードブリッジＤＢの出力端子の一端にリアクトルＬ１とダイオードＤ１の直列回路を接続し、ダイオードＤ１とダイオードブリッジＤＢの出力端子の他端との間に平滑用コンデンサＣ１を接続し、リアクトルＬ１とダイオードＤ１の接続点とダイオードブリッジＤＢとコンデンサＣ１の接続点の間にスイッチ素子Ｓ１を接続して構成される。
【０００３】
また、部分電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンバータは、平滑用コンデンサＣ１の正極端子と負極端子と並列に絶縁トランスＴＲ１の一次巻線と主スイッチ素子Ｓ２の直列回路を接続し、絶縁トランスＴＲ１と主スイッチ素子Ｓ２の接続点と、平滑用コンデンサＣ１の正極端子との間にコンデンサＣ５と補助スイッチ素子Ｓ３の直列回路を接続し、主スイッチ素子Ｓ２と補助スイッチ素子Ｓ３の各々に並列にそれぞれコンデンサＣ３，Ｃ４を接続して構成される。
また、主スイッチ素子Ｓ２と補助スイッチ素子Ｓ３の各々に逆並列にそれぞれダイオードＤ３，Ｄ４を接続する。スイッチ素子がＭＯＳＦＥＴの場合、このダイオードはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードで代用可能である。また、絶縁トランスの二次巻線の両端にダイオードＤ２とコンデンサＣ２の直列回路を接続し、コンデンサＣ２の両端が直流出力端子となる。
【０００４】
ここで、上記力率改善回路を、電流不連続モードで動作させる場合（入力電流が必ず零になる期間を設けた運転）について説明する。
スイッチ素子Ｓ１のオン，オフはコンデンサＣ１の電圧ＶＤＣを一定に保つように制御される。いま、スイッチ素子Ｓ１がオンすると交流入力→ダイオードブリッジＤＢ→リアクトルＬ１→スイッチ素子Ｓ１→ダイオードブリッジＤＢ→交流入力の経路で入力電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。また、スイッチ素子Ｓ１の電流上昇率はリアクトルＬ１によって制限され、零電流スイッチング（以下、ＺＣＳとも略記する）となりターンオン損失はほとんど発生しない。
【０００５】
次に、スイッチ素子Ｓ１がオフすると、Ｓ１の両端電圧ＶＳ１が上昇し、平滑電圧ＶＤＣに達するとダイオードＤ１が導通し、交流入力→ダイオードブリッジＤＢ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣ１→ダイオードブリッジＤＢ→交流入力の経路で入力電流が流れ、リアクトルＬ１に蓄積されていたエネルギーがコンデンサＣ１に移されるとともに電流が減少し、リアクトルＬ１に蓄積されていたエネルギーが零になるとダイオードＤ１は阻止状態となり、入力電流は零となる。このように、ダイオードブリッジＤＢで整流された電圧の大小に関わらず入力電流が流れることにより、入力力率が改善される。
【０００６】
次に、図７を参照して、部分電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの動作について説明する。
主スイッチ素子Ｓ２と補助スイッチ素子Ｓ３は短絡状態とならないよう、或るデッドタイム時間を設けて図７（ａ），（ｂ）のように交互にオン，オフし、直流出力電圧Ｖｏを一定に保つように制御される。
まず、主スイッチ素子Ｓ２がオフ，補助スイッチ素子Ｓ３がオンしている状態から説明する。コンデンサＣ５は図６に矢印で示す方向に、直流出力電圧Ｖｏの一次換算値で充電されており、このときの電圧をＶＣ５とする。また、コンデンサＣ４の電圧は零、コンデンサＣ３は（ＶＤＣ＋ＶＣ５）で充電されている。コンデンサＣ５の静電容量は、コンデンサＣ３，Ｃ４より十分大きいとする。補助スイッチ素子Ｓ３はオンしているので、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ５→補助スイッチ素子Ｓ３→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路で絶縁トランスの励磁インダクタンスを逆方向に励磁する電流が流れている。
【０００７】
時刻ｔ１で補助スイッチ素子Ｓ３をオフすると、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ５→コンデンサＣ４→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路でコンデンサＣ４が充電され、補助スイッチ素子Ｓ３の電圧ＶＳ３は図７（ｄ）のように上昇する。補助スイッチ素子Ｓ３は、電圧上昇率がコンデンサＣ４の充電スピードにより制限され、零電圧スイッチング（以下、ＺＶＳとも略記する）となり、ターンオフ損失はほとんど発生しない。このときコンデンサＣ４の電圧上昇にともない、コンデンサＣ３はコンデンサＣ３→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ１→コンデンサＣ３の経路で放電される。このとき主スイッチ素子Ｓ２は電圧減少率がコンデンサＣ３の放電スピードで制限される。
【０００８】
時刻ｔ２でコンデンサＣ３の電圧は零となり、ダイオードＤ３が導通し、補助スイッチ素子Ｓ３の電圧は（ＶＤＣ＋ＶＣ５）にクランプされ、コンデンサＣ５とコンデンサＣ４に流れる電流は零となる。また、ダイオードＤ３→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ１→ダイオードＤ３の経路で電流が流れ、絶縁トランスＴＲ１の励磁インダクタンスに逆方向に蓄積されていたエネルギーがコンデンサＣ１に移される。ダイオードＤ３が導通している時刻ｔ３で、図７（ａ）のように主スイッチ素子Ｓ２をオンすることで、主スイッチ素子Ｓ２はＺＶＳとなり、ターンオン損失は零となる。
【０００９】
時刻ｔ４でダイオードＤ３の電流が零となり、コンデンサＣ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→主スイッチ素子Ｓ２→コンデンサＣ１の経路で電流が流れ始めることで、絶縁トランスＴＲ１の励磁インダクタンスにエネルギーが蓄積される。
時刻ｔ５で主スイッチ素子Ｓ２をオフすると、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線に流れていた電流の一部は、コンデンサＣ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ３→コンデンサＣ１の経路で流れてコンデンサＣ３を充電し、残りの電流は絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ４→コンデンサＣ５→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線なる経路で、コンデンサＣ４を放電するように流れる。このとき主スイッチ素子Ｓ２は、電圧上昇率がコンデンサＣ３の充電スピードで制限されＺＶＳとなり、ターンオフ損失はほとんど発生しない。また、補助スイッチ素子Ｓ３は電圧減少率がコンデンサＣ４の放電スピードで制限される。
【００１０】
時刻ｔ６で絶縁トランスＴＲ１の二次巻線の電圧ＶＴＲ２が直流出力電圧Ｖｏを越えると、絶縁トランスＴＲ１の励磁インダクタンスに蓄積されていたエネルギーの一部が、二次巻線を介して出力に放出される。また、このときコンデンサＣ４の電圧は零となってダイオードＤ４が導通し、絶縁トランスに蓄積されていたエネルギーの残りの一部が、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→ダイオードＤ４→コンデンサＣ５→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路でコンデンサＣ５に移される。このとき主スイッチ素子Ｓ２の電圧は（ＶＤＣ＋ＶＣ５）にクランプされる。
【００１１】
ダイオードＤ４に電流が流れている時刻ｔ７で補助スイッチ素子Ｓ３をオンすると、補助スイッチ素子Ｓ３はＺＶＳとなり、ターンオン損失は零となる。
時刻ｔ８でダイオードＤ４に流れていた電流が零になると、絶縁トランスＴＲ１は、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ５→補助スイッチ素子Ｓ３→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路で、逆方向に励磁される。以後は、上記ｔ１〜ｔ８の繰り返しである。
このように、主スイッチ素子Ｓ２と補助スイッチ素子Ｓ３のスイッチング動作によって、絶縁トランスのインダクタンスと共振コンデンサＣ３，Ｃ４およびＣ５による共振作用により、いずれの素子のターンオン，ターンオフともＺＶＳとなり、スイッチング時の電圧上昇率，減少率が低く制限されるため、スイッチング損失およびスイッチング時に発生するノイズの低減が可能となる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記のような力率改善回路では、スイッチ素子Ｓ１のターンオフがハードスイッチングとなってターンオフ損失が大きく、数十〜数百ｋＨｚの高周波でスイッチングさせる場合にこの損失が増大し、変換効率の低下や冷却体の大型化などの問題が発生する。また、ターンオフ時に発生するノイズも大きい。さらに、スイッチ素子Ｓ１のターンオン時はＺＣＳとなり、ターンオン損失はほとんど発生しないが、スイッチ素子の電圧が急激に零まで下がるときに大きなノイズが発生するという問題もある。
したがって、この発明の課題は、力率改善回路のスイッチ素子をＺＶＳでオン，オフさせることにより、スイッチング損失の低減とスイッチング時に発生するノイズの低減を図ることにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決すべく、請求項１の発明では、商用電源を整流する整流手段と、この整流手段の出力電圧をスイッチ素子により断続して昇圧するとともに電流不連続モードで動作して入力力率を改善する力率改善手段と、この力率改善手段の出力を平滑する平滑コンデンサと、この平滑された直流電圧をスイッチ素子により断続して得た電圧を絶縁トランスの一次巻線に印加して二次側に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータとを備えたＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、主スイッチ素子の他にこの主スイッチ素子と直列に接続された補助スイッチ素子と共振コンデンサとの並列回路を有し、前記主スイッチ素子と補助スイッチ素子のスイッチ動作に伴う、前記絶縁トランスのインダクタンスと前記共振コンデンサの共振動作により、主スイッチ素子と補助スイッチ素子のオン，オフとも零電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作をするものとし、
かつ、前記力率改善手段に用いられる第１のスイッチ素子に並列に第１のコンデンサを接続し、この第１のスイッチ素子の正極側端子と第１のコンデンサの接続点と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの主スイッチ素子の正極側端子との間に第２のコンデンサを接続し、前記第１のスイッチ素子と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの主スイッチ素子がオンするタイミングを同一としたことを特徴とする。
上記請求項１の発明においては、前記第２のコンデンサを、リアクトルと第１のダイオードと第３のコンデンサとの直列回路に置き換え、第１のダイオードと第３のコンデンサとの接続点と、前記平滑コンデンサの正極端子との間に第２のダイオードを接続することができる（請求項２の発明）。
【００１４】
請求項３の発明では、商用電源を整流する整流手段と、この整流手段の出力電圧をスイッチ素子により断続し昇圧して入力力率を改善する力率改善手段と、この力率改善手段の出力を平滑する平滑コンデンサと、この平滑された直流電圧をスイッチ素子により断続して得た電圧を絶縁トランスの一次巻線に印加して二次側に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータとを備えたＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、平滑コンデンサの両端に前記絶縁トランスの一次巻線と主スイッチ素子との直列回路を接続し、この主スイッチ素子と並列に零電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現するための共振コンデンサを接続し、さらに、この共振コンデンサと並列にダイオードと前記絶縁トランスの三次巻線と補助スイッチ素子との直列回路を接続し、前記主スイッチ素子がオンする以前に補助スイッチ素子をオンすることにより、前記共振コンデンサに蓄積された電荷を放電し、共振コンデンサの電圧が零となった時点で主スイッチ素子をオンして、零電圧ターンオンを実現するものとし、
かつ、前記力率改善手段に用いられる第１のスイッチ素子に並列に第１のコンデンサを接続し、この第１のスイッチ素子の正極側端子と前記共振コンデンサの放電経路との間にダイオードを接続し、前記第１のスイッチ素子と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの主スイッチ素子がオンするタイミングを同一としたことを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の第１の実施の形態としてのＡＣ／ＤＣコンバータ回路を示す。図６に示した従来例と同一機能を有するものには同一符号を付して、その説明は省略する。
すなわち、図１では、図６に示したスイッチ素子Ｓ１と並列にコンデンサＣ６を接続するとともに、スイッチ素子Ｓ１の正極側と部分電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの主スイッチ素子Ｓ２の正極側との間にコンデンサＣ７を接続して構成している。
【００１６】
図１における動作について、まず、スイッチ素子Ｓ１がオフ、主スイッチ素子Ｓ２がオフ、補助スイッチ素子Ｓ３がオンしている状態から説明する。このとき力率改善回路は電流不連続モードで動作するものとする。また、コンデンサＣ５は図１に矢印で示す方向に、直流出力電圧Ｖｏの一次換算値で充電されており、その電圧をＶＣ５とする。コンデンサＣ６は、コンデンサＣ１の電圧ＶＤＣとほぼ同じ電圧で充電されている。また、コンデンサＣ７は図１に矢印で示す方向に、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５とほぼ同じ電圧で充電されている。コンデンサＣ７の静電容量はコンデンサＣ３，コンデンサＣ６よりも十分大きく、コンデンサＣ５の静電容量はコンデンサＣ７よりも十分大きいものとする。
【００１７】
図４に図１の動作波形を示す。以下、スイッチ素子Ｓ１のパルス幅がスイッチ素子Ｓ２のパルス幅より長い場合（図４の左側参照）と、短い場合（図４の右側参照）に分けて説明する。
まず、スイッチ素子Ｓ１のパルス幅がスイッチ素子Ｓ２のパルス幅よりも長い場合には、補助スイッチ素子Ｓ３をオフすると、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線に流れていた電流により、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ５→コンデンサＣ４→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路でコンデンサＣ４が充電され、補助スイッチ素子Ｓ３の電圧が上昇する。補助スイッチ素子Ｓ３は、電圧上昇率がコンデンサＣ４の充電スピードで制限されるのでＺＶＳとなり、ターンオフ損失はほとんど発生しない。これにともない、コンデンサＣ６とコンデンサＣ７の直列回路とコンデンサＣ３の並列回路に充電されていたエネルギーは、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線を介してコンデンサＣ１に移され放電する。このときスイッチ素子Ｓ１と主スイッチ素子Ｓ２の電圧減少率は、それぞれコンデンサＣ６とコンデンサＣ３の放電スピードで制限される。やがて、コンデンサＣ６とコンデンサＣ７とコンデンサＣ３の電圧はそれぞれ零となり、ダイオードＤ５とダイオードＤ３が導通する。ダイオードＤ５とダイオードＤ３に電流が流れているときに、スイッチ素子Ｓ１と主スイッチ素子Ｓ２を同時にオンすることにより、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のターンオンがＺＶＳとなり、いずれもターンオン損失は零となる。なお、主スイッチ素子Ｓ２がオンしてからオフする直前までの動作は図６の場合と同様なので、説明は省略する。
【００１８】
次に、主スイッチ素子Ｓ２がオフすると、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線に流れていた電流の一部は、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ３→コンデンサＣ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路と、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ７→スイッチ素子Ｓ１→コンデンサＣ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路に流れ、コンデンサＣ３とコンデンサＣ７を充電し、電圧が上昇する。この電圧上昇にともない、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ４→コンデンサＣ５→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路で、コンデンサＣ４が放電する。このとき、スイッチ素子Ｓ１に流れる電流はリアクトルＬ１から流入する電流に、コンデンサＣ７の充電電流が重畳される。コンデンサＣ４の電圧が零になると、ダイオードＤ４が導通するため、コンデンサＣ３とコンデンサＣ７の電圧は（ＶＤＣ＋ＶＣ５）にクランプされる。このとき絶縁トランスＴＲ１の二次巻線電圧は直流出力電圧Ｖｏに達し、絶縁トランスＴＲ１に蓄積されていた励磁エネルギーの一部が、二次巻線を介して直流出力に出力される。
【００１９】
スイッチ素子Ｓ１がオフする直前までの動作は、従来と同様である。
次に、スイッチ素子Ｓ１がオフすると、交流入力→ダイオードブリッジＤＢ→リアクトルＬ１→コンデンサＣ６→ダイオードブリッジＤＢ→交流入力の経路でコンデンサＣ６を充電し、スイッチ素子Ｓ１は電圧上昇率がコンデンサＣ６の充電スピードで抑制されるためＺＶＳとなり、ターンオフ損失はほとんど発生しない。また、スイッチ素子Ｓ１の電圧上昇にともないコンデンサＣ７は、コンデンサＣ７→ダイオードＤ４→コンデンサＣ５→コンデンサＣ１→ダイオードブリッジＤＢ→交流入力→ダイオードブリッジＤＢ→リアクトルＬ１→コンデンサＣ７の経路で放電される。スイッチ素子Ｓ１の電圧が、コンデンサＣ１の電圧ＶＤＣに達するとダイオードＤ１が導通し、コンデンサＣ７の電圧はコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５にクランプされる。また、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーがコンデンサＣ１に移る動作は従来回路と同様である。
【００２０】
次に、スイッチ素子Ｓ１のパルス幅がスイッチ素子Ｓ２のパルス幅より短い場合の動作について、説明する。
スイッチ素子Ｓ１がオフする直前までの動作は上記と同様である。
いま、スイッチ素子Ｓ１がオフすると、スイッチ素子Ｓ２はオンしているため、リアクトルＬ１に流れていた電流により、コンデンサＣ６とコンデンサＣ７を充電する。コンデンサＣ６とコンデンサＣ７の電圧は徐々に上昇し、コンデンサＣ１の電圧ＶＤＣに達すると、ダイオードＤ１が導通しクランプされる。このとき、スイッチ素子Ｓ２に流れる電流は、コンデンサＣ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→スイッチ素子Ｓ１→コンデンサＣ１の経路で流れる電流に、コンデンサＣ７の充電電流が重畳される。スイッチ素子Ｓ１は電圧上昇率がコンデンサＣ６の充電スピードで制限されるのでＺＶＳとなり、ターンオフ損失はほとんど発生しない。
【００２１】
次にスイッチ素子Ｓ２がオフすると、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線に流れていた電流は、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ３→コンデンサＣ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路でコンデンサＣ３を充電する電流と、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ７→ダイオードＤ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路でコンデンサＣ７を放電する電流と、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ４→コンデンサＣ５→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路でコンデンサＣ４を放電する電流に分流する。コンデンサＣ４の電圧が零になるとダイオードＤ４が導通するため、コンデンサＣ３の電圧は（ＶＤＣ＋ＶＣ５）にクランプされる。また、コンデンサＣ７の電圧は、ＶＣ５にクランプされる。このとき絶縁トランスＴＲ１の二次巻線電圧は直流出力電圧Ｖｏに達し、絶縁トランスＴＲ１に蓄積されていた励磁エネルギーの一部が、二次巻線を介して直流出力に出力される。
【００２２】
図２はこの発明の第２の実施の形態を示す回路図である。図１と同一の機能を有するものには同一符号を付して、その説明を省略する。
すなわち、図２に示すものは、図１に示すコンデンサＣ７の代わりに、リアクトルＬ１とダイオードＤ６とコンデンサＣ７の直列回路を接続し、ダイオードＤ６とコンデンサＣ７の接続点とコンデンサＣ１の正極端子の間にダイオードＤ７を接続して構成される。
そして、図２のＡＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチ素子Ｓ１がオフ、主スイッチ素子Ｓ２がオフ、補助スイッチ素子Ｓ３がオンしている状態では、コンデンサＣ６はコンデンサＣ１の電圧ＶＤＣとほぼ同じ電圧で充電されている。また、コンデンサＣ７は図２に矢印で示す方向に、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５とほぼ同じ電圧で充電されている。コンデンサＣ７の静電容量はコンデンサＣ３，Ｃ６よりも十分に大きいものとする。
【００２３】
図２の動作波形を図５に示す。図１と同じ動作をするものについては、説明を省略する。
まず、スイッチ素子Ｓ１のパルス幅がスイッチ素子Ｓ２のパルス幅より短いときの動作につき、その相違点を重点的に説明する。
スイッチ素子Ｓ２がオフすると、コンデンサＣ７を充電する電流は、ダイオードＤ６でブロックされ、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ７→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路で流れる。このため、スイッチ素子Ｓ１にはコンデンサＣ７を充電する電流は重畳されない。また、電圧コンデンサＣ７の電圧は、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５にクランプされる。
【００２４】
スイッチ素子Ｓ１のパルス幅がスイッチ素子Ｓ２のパルス幅より長いときの動作につき、図１との相違点を重点的に説明する。
スイッチ素子Ｓ１がオフすると、スイッチ素子Ｓ２はオンしているので、リアクトルＬ１に流れていた電流は、コンデンサＣ６を充電する電流と、リアクトルＬ２を介してコンデンサＣ７を充電する電流に分流する。このとき、コンデンサＣ７を充電する電流はリアクトルＬ２によって小さく抑えられているため、スイッチ素子Ｓ２の電流に重畳して流れる電流が小さくなる。
【００２５】
図３はこの発明の第３の実施の形態を示す回路図である。図１と同一の機能を有するものには同一符号を付して、その説明を省略する。
すなわち、図３ではＤＣ／ＤＣコンバータの構成は、平滑コンデンサＣ１の両端に絶縁トランスＴＲ２の一次巻線Ｎ１と主スイッチ素子Ｓ２の直列回路を接続し、主スイッチ素子Ｓ２に並列にコンデンサＣ３を接続し、さらにコンデンサＣ３に並列にダイオードＤ８と絶縁トランスＴＲ２の三次巻線Ｎ３と補助スイッチ素子Ｓ３を接続する。また、力率改善回路のスイッチ素子Ｓ１の正極側と、ＤＣ／ＤＣコンバータのダイオードＤ８と絶縁トランスＴＲ２の三次巻線Ｎ３の接続点との間にダイオードＤ９を接続する。
【００２６】
上記のような構成において、スイッチ素子Ｓ１のターンオフ動作は図１と同様なので説明を省略し、スイッチ素子Ｓ１のターンオンがＺＶＳになる動作についてのみ、説明する。
スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２は、同時にオンするとする。スイッチ素子Ｓ１と主スイッチ素子Ｓ２がオンする前に補助スイッチ素子Ｓ３をオンすると、コンデンサＣ３とコンデンサＣ６に蓄積されていたエネルギーが、コンデンサＣ３→ダイオードＤ８→絶縁トランスＴＲ２の三次巻線Ｎ３→補助スイッチ素子Ｓ３→コンデンサＣ３の経路と、コンデンサＣ６→ダイオードＤ９→絶縁トランスＴＲ２の三次巻線Ｎ３→補助スイッチ素子Ｓ３→コンデンサＣ６の経路でトランスの三次巻線に移り、放電する。コンデンサＣ３とコンデンサＣ６の電圧が零となった時点で、スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２をオンすると、いずれもＺＶＳでターンオンし、ターンオン損失は零となる。このとき、絶縁トランスＴＲ２の一次巻線Ｎ１には、図３に矢印で示す方向の電圧が印加されるので、絶縁トランスＴＲ２の三次巻線Ｎ３に発生する電圧によって、Ｎ３に流れる電流は零まで低下する。この時点でスイッチ素子Ｓ３をオフすると、スイッチ素子Ｓ３はＺＶＳ，ＺＣＳとなり、ターンオフ損失は発生しない。なお、図３の力率改善回路は電流不連続モードだけでなく、電流連続モードでも動作可能である。
【００２７】
【発明の効果】
この発明によれば、力率改善回路のスイッチ素子のオン，オフがＺＶＳとなり、しかもオン，オフ時の電圧上昇，減少率も小さく制御されるので、以下のような効果がもたらされる。
（１）ターンオン損失は零、ターンオフ損失はほとんど発生しないので、力率改善回路の効率が上がる。
（２）スイッチング損失はほとんど発生しないので、高周波スイッチング動作が可能となり、リアクトルの小形化，入力フィルタの小形化等が達成される。
（３）スイッチング時に発生するノイズを小さくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】この発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図３】この発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図４】図１の動作説明図である。
【図５】図２の動作説明図である。
【図６】従来例を示す回路図である。
【図７】図６の動作説明図である。
【符号の説明】
Ｓ１〜Ｓ３…スイッチ素子、Ｃ１〜Ｃ７…コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ９…ダイオード、Ｌ１，Ｌ２…リアクトル、ＴＲ１，ＴＲ２…絶縁トランス、ＤＢ…ダイオードブリッジ。
【発明の属する技術分野】
この発明は、スイッチ素子のオン，オフ動作で入力力率改善を行なう際に発生するスイッチング損失、およびスイッチング時に発生するノイズを低減するための力率改善回路を備えたＡＣ／ＤＣ（交流／直流）コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６に部分電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンバータと力率改善回路を備えたＡＣ／ＤＣコンバータの従来例を示す。
すなわち、力率改善回路は、商用電源を整流するダイオードブリッジＤＢの出力端子の一端にリアクトルＬ１とダイオードＤ１の直列回路を接続し、ダイオードＤ１とダイオードブリッジＤＢの出力端子の他端との間に平滑用コンデンサＣ１を接続し、リアクトルＬ１とダイオードＤ１の接続点とダイオードブリッジＤＢとコンデンサＣ１の接続点の間にスイッチ素子Ｓ１を接続して構成される。
【０００３】
また、部分電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンバータは、平滑用コンデンサＣ１の正極端子と負極端子と並列に絶縁トランスＴＲ１の一次巻線と主スイッチ素子Ｓ２の直列回路を接続し、絶縁トランスＴＲ１と主スイッチ素子Ｓ２の接続点と、平滑用コンデンサＣ１の正極端子との間にコンデンサＣ５と補助スイッチ素子Ｓ３の直列回路を接続し、主スイッチ素子Ｓ２と補助スイッチ素子Ｓ３の各々に並列にそれぞれコンデンサＣ３，Ｃ４を接続して構成される。
また、主スイッチ素子Ｓ２と補助スイッチ素子Ｓ３の各々に逆並列にそれぞれダイオードＤ３，Ｄ４を接続する。スイッチ素子がＭＯＳＦＥＴの場合、このダイオードはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードで代用可能である。また、絶縁トランスの二次巻線の両端にダイオードＤ２とコンデンサＣ２の直列回路を接続し、コンデンサＣ２の両端が直流出力端子となる。
【０００４】
ここで、上記力率改善回路を、電流不連続モードで動作させる場合（入力電流が必ず零になる期間を設けた運転）について説明する。
スイッチ素子Ｓ１のオン，オフはコンデンサＣ１の電圧ＶＤＣを一定に保つように制御される。いま、スイッチ素子Ｓ１がオンすると交流入力→ダイオードブリッジＤＢ→リアクトルＬ１→スイッチ素子Ｓ１→ダイオードブリッジＤＢ→交流入力の経路で入力電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。また、スイッチ素子Ｓ１の電流上昇率はリアクトルＬ１によって制限され、零電流スイッチング（以下、ＺＣＳとも略記する）となりターンオン損失はほとんど発生しない。
【０００５】
次に、スイッチ素子Ｓ１がオフすると、Ｓ１の両端電圧ＶＳ１が上昇し、平滑電圧ＶＤＣに達するとダイオードＤ１が導通し、交流入力→ダイオードブリッジＤＢ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣ１→ダイオードブリッジＤＢ→交流入力の経路で入力電流が流れ、リアクトルＬ１に蓄積されていたエネルギーがコンデンサＣ１に移されるとともに電流が減少し、リアクトルＬ１に蓄積されていたエネルギーが零になるとダイオードＤ１は阻止状態となり、入力電流は零となる。このように、ダイオードブリッジＤＢで整流された電圧の大小に関わらず入力電流が流れることにより、入力力率が改善される。
【０００６】
次に、図７を参照して、部分電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの動作について説明する。
主スイッチ素子Ｓ２と補助スイッチ素子Ｓ３は短絡状態とならないよう、或るデッドタイム時間を設けて図７（ａ），（ｂ）のように交互にオン，オフし、直流出力電圧Ｖｏを一定に保つように制御される。
まず、主スイッチ素子Ｓ２がオフ，補助スイッチ素子Ｓ３がオンしている状態から説明する。コンデンサＣ５は図６に矢印で示す方向に、直流出力電圧Ｖｏの一次換算値で充電されており、このときの電圧をＶＣ５とする。また、コンデンサＣ４の電圧は零、コンデンサＣ３は（ＶＤＣ＋ＶＣ５）で充電されている。コンデンサＣ５の静電容量は、コンデンサＣ３，Ｃ４より十分大きいとする。補助スイッチ素子Ｓ３はオンしているので、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ５→補助スイッチ素子Ｓ３→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路で絶縁トランスの励磁インダクタンスを逆方向に励磁する電流が流れている。
【０００７】
時刻ｔ１で補助スイッチ素子Ｓ３をオフすると、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ５→コンデンサＣ４→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路でコンデンサＣ４が充電され、補助スイッチ素子Ｓ３の電圧ＶＳ３は図７（ｄ）のように上昇する。補助スイッチ素子Ｓ３は、電圧上昇率がコンデンサＣ４の充電スピードにより制限され、零電圧スイッチング（以下、ＺＶＳとも略記する）となり、ターンオフ損失はほとんど発生しない。このときコンデンサＣ４の電圧上昇にともない、コンデンサＣ３はコンデンサＣ３→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ１→コンデンサＣ３の経路で放電される。このとき主スイッチ素子Ｓ２は電圧減少率がコンデンサＣ３の放電スピードで制限される。
【０００８】
時刻ｔ２でコンデンサＣ３の電圧は零となり、ダイオードＤ３が導通し、補助スイッチ素子Ｓ３の電圧は（ＶＤＣ＋ＶＣ５）にクランプされ、コンデンサＣ５とコンデンサＣ４に流れる電流は零となる。また、ダイオードＤ３→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ１→ダイオードＤ３の経路で電流が流れ、絶縁トランスＴＲ１の励磁インダクタンスに逆方向に蓄積されていたエネルギーがコンデンサＣ１に移される。ダイオードＤ３が導通している時刻ｔ３で、図７（ａ）のように主スイッチ素子Ｓ２をオンすることで、主スイッチ素子Ｓ２はＺＶＳとなり、ターンオン損失は零となる。
【０００９】
時刻ｔ４でダイオードＤ３の電流が零となり、コンデンサＣ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→主スイッチ素子Ｓ２→コンデンサＣ１の経路で電流が流れ始めることで、絶縁トランスＴＲ１の励磁インダクタンスにエネルギーが蓄積される。
時刻ｔ５で主スイッチ素子Ｓ２をオフすると、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線に流れていた電流の一部は、コンデンサＣ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ３→コンデンサＣ１の経路で流れてコンデンサＣ３を充電し、残りの電流は絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ４→コンデンサＣ５→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線なる経路で、コンデンサＣ４を放電するように流れる。このとき主スイッチ素子Ｓ２は、電圧上昇率がコンデンサＣ３の充電スピードで制限されＺＶＳとなり、ターンオフ損失はほとんど発生しない。また、補助スイッチ素子Ｓ３は電圧減少率がコンデンサＣ４の放電スピードで制限される。
【００１０】
時刻ｔ６で絶縁トランスＴＲ１の二次巻線の電圧ＶＴＲ２が直流出力電圧Ｖｏを越えると、絶縁トランスＴＲ１の励磁インダクタンスに蓄積されていたエネルギーの一部が、二次巻線を介して出力に放出される。また、このときコンデンサＣ４の電圧は零となってダイオードＤ４が導通し、絶縁トランスに蓄積されていたエネルギーの残りの一部が、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→ダイオードＤ４→コンデンサＣ５→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路でコンデンサＣ５に移される。このとき主スイッチ素子Ｓ２の電圧は（ＶＤＣ＋ＶＣ５）にクランプされる。
【００１１】
ダイオードＤ４に電流が流れている時刻ｔ７で補助スイッチ素子Ｓ３をオンすると、補助スイッチ素子Ｓ３はＺＶＳとなり、ターンオン損失は零となる。
時刻ｔ８でダイオードＤ４に流れていた電流が零になると、絶縁トランスＴＲ１は、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ５→補助スイッチ素子Ｓ３→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路で、逆方向に励磁される。以後は、上記ｔ１〜ｔ８の繰り返しである。
このように、主スイッチ素子Ｓ２と補助スイッチ素子Ｓ３のスイッチング動作によって、絶縁トランスのインダクタンスと共振コンデンサＣ３，Ｃ４およびＣ５による共振作用により、いずれの素子のターンオン，ターンオフともＺＶＳとなり、スイッチング時の電圧上昇率，減少率が低く制限されるため、スイッチング損失およびスイッチング時に発生するノイズの低減が可能となる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記のような力率改善回路では、スイッチ素子Ｓ１のターンオフがハードスイッチングとなってターンオフ損失が大きく、数十〜数百ｋＨｚの高周波でスイッチングさせる場合にこの損失が増大し、変換効率の低下や冷却体の大型化などの問題が発生する。また、ターンオフ時に発生するノイズも大きい。さらに、スイッチ素子Ｓ１のターンオン時はＺＣＳとなり、ターンオン損失はほとんど発生しないが、スイッチ素子の電圧が急激に零まで下がるときに大きなノイズが発生するという問題もある。
したがって、この発明の課題は、力率改善回路のスイッチ素子をＺＶＳでオン，オフさせることにより、スイッチング損失の低減とスイッチング時に発生するノイズの低減を図ることにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決すべく、請求項１の発明では、商用電源を整流する整流手段と、この整流手段の出力電圧をスイッチ素子により断続して昇圧するとともに電流不連続モードで動作して入力力率を改善する力率改善手段と、この力率改善手段の出力を平滑する平滑コンデンサと、この平滑された直流電圧をスイッチ素子により断続して得た電圧を絶縁トランスの一次巻線に印加して二次側に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータとを備えたＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、主スイッチ素子の他にこの主スイッチ素子と直列に接続された補助スイッチ素子と共振コンデンサとの並列回路を有し、前記主スイッチ素子と補助スイッチ素子のスイッチ動作に伴う、前記絶縁トランスのインダクタンスと前記共振コンデンサの共振動作により、主スイッチ素子と補助スイッチ素子のオン，オフとも零電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作をするものとし、
かつ、前記力率改善手段に用いられる第１のスイッチ素子に並列に第１のコンデンサを接続し、この第１のスイッチ素子の正極側端子と第１のコンデンサの接続点と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの主スイッチ素子の正極側端子との間に第２のコンデンサを接続し、前記第１のスイッチ素子と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの主スイッチ素子がオンするタイミングを同一としたことを特徴とする。
上記請求項１の発明においては、前記第２のコンデンサを、リアクトルと第１のダイオードと第３のコンデンサとの直列回路に置き換え、第１のダイオードと第３のコンデンサとの接続点と、前記平滑コンデンサの正極端子との間に第２のダイオードを接続することができる（請求項２の発明）。
【００１４】
請求項３の発明では、商用電源を整流する整流手段と、この整流手段の出力電圧をスイッチ素子により断続し昇圧して入力力率を改善する力率改善手段と、この力率改善手段の出力を平滑する平滑コンデンサと、この平滑された直流電圧をスイッチ素子により断続して得た電圧を絶縁トランスの一次巻線に印加して二次側に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータとを備えたＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、平滑コンデンサの両端に前記絶縁トランスの一次巻線と主スイッチ素子との直列回路を接続し、この主スイッチ素子と並列に零電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現するための共振コンデンサを接続し、さらに、この共振コンデンサと並列にダイオードと前記絶縁トランスの三次巻線と補助スイッチ素子との直列回路を接続し、前記主スイッチ素子がオンする以前に補助スイッチ素子をオンすることにより、前記共振コンデンサに蓄積された電荷を放電し、共振コンデンサの電圧が零となった時点で主スイッチ素子をオンして、零電圧ターンオンを実現するものとし、
かつ、前記力率改善手段に用いられる第１のスイッチ素子に並列に第１のコンデンサを接続し、この第１のスイッチ素子の正極側端子と前記共振コンデンサの放電経路との間にダイオードを接続し、前記第１のスイッチ素子と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの主スイッチ素子がオンするタイミングを同一としたことを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の第１の実施の形態としてのＡＣ／ＤＣコンバータ回路を示す。図６に示した従来例と同一機能を有するものには同一符号を付して、その説明は省略する。
すなわち、図１では、図６に示したスイッチ素子Ｓ１と並列にコンデンサＣ６を接続するとともに、スイッチ素子Ｓ１の正極側と部分電圧共振形ＤＣ／ＤＣコンバータの主スイッチ素子Ｓ２の正極側との間にコンデンサＣ７を接続して構成している。
【００１６】
図１における動作について、まず、スイッチ素子Ｓ１がオフ、主スイッチ素子Ｓ２がオフ、補助スイッチ素子Ｓ３がオンしている状態から説明する。このとき力率改善回路は電流不連続モードで動作するものとする。また、コンデンサＣ５は図１に矢印で示す方向に、直流出力電圧Ｖｏの一次換算値で充電されており、その電圧をＶＣ５とする。コンデンサＣ６は、コンデンサＣ１の電圧ＶＤＣとほぼ同じ電圧で充電されている。また、コンデンサＣ７は図１に矢印で示す方向に、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５とほぼ同じ電圧で充電されている。コンデンサＣ７の静電容量はコンデンサＣ３，コンデンサＣ６よりも十分大きく、コンデンサＣ５の静電容量はコンデンサＣ７よりも十分大きいものとする。
【００１７】
図４に図１の動作波形を示す。以下、スイッチ素子Ｓ１のパルス幅がスイッチ素子Ｓ２のパルス幅より長い場合（図４の左側参照）と、短い場合（図４の右側参照）に分けて説明する。
まず、スイッチ素子Ｓ１のパルス幅がスイッチ素子Ｓ２のパルス幅よりも長い場合には、補助スイッチ素子Ｓ３をオフすると、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線に流れていた電流により、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ５→コンデンサＣ４→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路でコンデンサＣ４が充電され、補助スイッチ素子Ｓ３の電圧が上昇する。補助スイッチ素子Ｓ３は、電圧上昇率がコンデンサＣ４の充電スピードで制限されるのでＺＶＳとなり、ターンオフ損失はほとんど発生しない。これにともない、コンデンサＣ６とコンデンサＣ７の直列回路とコンデンサＣ３の並列回路に充電されていたエネルギーは、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線を介してコンデンサＣ１に移され放電する。このときスイッチ素子Ｓ１と主スイッチ素子Ｓ２の電圧減少率は、それぞれコンデンサＣ６とコンデンサＣ３の放電スピードで制限される。やがて、コンデンサＣ６とコンデンサＣ７とコンデンサＣ３の電圧はそれぞれ零となり、ダイオードＤ５とダイオードＤ３が導通する。ダイオードＤ５とダイオードＤ３に電流が流れているときに、スイッチ素子Ｓ１と主スイッチ素子Ｓ２を同時にオンすることにより、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のターンオンがＺＶＳとなり、いずれもターンオン損失は零となる。なお、主スイッチ素子Ｓ２がオンしてからオフする直前までの動作は図６の場合と同様なので、説明は省略する。
【００１８】
次に、主スイッチ素子Ｓ２がオフすると、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線に流れていた電流の一部は、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ３→コンデンサＣ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路と、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ７→スイッチ素子Ｓ１→コンデンサＣ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路に流れ、コンデンサＣ３とコンデンサＣ７を充電し、電圧が上昇する。この電圧上昇にともない、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ４→コンデンサＣ５→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路で、コンデンサＣ４が放電する。このとき、スイッチ素子Ｓ１に流れる電流はリアクトルＬ１から流入する電流に、コンデンサＣ７の充電電流が重畳される。コンデンサＣ４の電圧が零になると、ダイオードＤ４が導通するため、コンデンサＣ３とコンデンサＣ７の電圧は（ＶＤＣ＋ＶＣ５）にクランプされる。このとき絶縁トランスＴＲ１の二次巻線電圧は直流出力電圧Ｖｏに達し、絶縁トランスＴＲ１に蓄積されていた励磁エネルギーの一部が、二次巻線を介して直流出力に出力される。
【００１９】
スイッチ素子Ｓ１がオフする直前までの動作は、従来と同様である。
次に、スイッチ素子Ｓ１がオフすると、交流入力→ダイオードブリッジＤＢ→リアクトルＬ１→コンデンサＣ６→ダイオードブリッジＤＢ→交流入力の経路でコンデンサＣ６を充電し、スイッチ素子Ｓ１は電圧上昇率がコンデンサＣ６の充電スピードで抑制されるためＺＶＳとなり、ターンオフ損失はほとんど発生しない。また、スイッチ素子Ｓ１の電圧上昇にともないコンデンサＣ７は、コンデンサＣ７→ダイオードＤ４→コンデンサＣ５→コンデンサＣ１→ダイオードブリッジＤＢ→交流入力→ダイオードブリッジＤＢ→リアクトルＬ１→コンデンサＣ７の経路で放電される。スイッチ素子Ｓ１の電圧が、コンデンサＣ１の電圧ＶＤＣに達するとダイオードＤ１が導通し、コンデンサＣ７の電圧はコンデンサＣ５の電圧ＶＣ５にクランプされる。また、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーがコンデンサＣ１に移る動作は従来回路と同様である。
【００２０】
次に、スイッチ素子Ｓ１のパルス幅がスイッチ素子Ｓ２のパルス幅より短い場合の動作について、説明する。
スイッチ素子Ｓ１がオフする直前までの動作は上記と同様である。
いま、スイッチ素子Ｓ１がオフすると、スイッチ素子Ｓ２はオンしているため、リアクトルＬ１に流れていた電流により、コンデンサＣ６とコンデンサＣ７を充電する。コンデンサＣ６とコンデンサＣ７の電圧は徐々に上昇し、コンデンサＣ１の電圧ＶＤＣに達すると、ダイオードＤ１が導通しクランプされる。このとき、スイッチ素子Ｓ２に流れる電流は、コンデンサＣ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→スイッチ素子Ｓ１→コンデンサＣ１の経路で流れる電流に、コンデンサＣ７の充電電流が重畳される。スイッチ素子Ｓ１は電圧上昇率がコンデンサＣ６の充電スピードで制限されるのでＺＶＳとなり、ターンオフ損失はほとんど発生しない。
【００２１】
次にスイッチ素子Ｓ２がオフすると、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線に流れていた電流は、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ３→コンデンサＣ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路でコンデンサＣ３を充電する電流と、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ７→ダイオードＤ１→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路でコンデンサＣ７を放電する電流と、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ４→コンデンサＣ５→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路でコンデンサＣ４を放電する電流に分流する。コンデンサＣ４の電圧が零になるとダイオードＤ４が導通するため、コンデンサＣ３の電圧は（ＶＤＣ＋ＶＣ５）にクランプされる。また、コンデンサＣ７の電圧は、ＶＣ５にクランプされる。このとき絶縁トランスＴＲ１の二次巻線電圧は直流出力電圧Ｖｏに達し、絶縁トランスＴＲ１に蓄積されていた励磁エネルギーの一部が、二次巻線を介して直流出力に出力される。
【００２２】
図２はこの発明の第２の実施の形態を示す回路図である。図１と同一の機能を有するものには同一符号を付して、その説明を省略する。
すなわち、図２に示すものは、図１に示すコンデンサＣ７の代わりに、リアクトルＬ１とダイオードＤ６とコンデンサＣ７の直列回路を接続し、ダイオードＤ６とコンデンサＣ７の接続点とコンデンサＣ１の正極端子の間にダイオードＤ７を接続して構成される。
そして、図２のＡＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチ素子Ｓ１がオフ、主スイッチ素子Ｓ２がオフ、補助スイッチ素子Ｓ３がオンしている状態では、コンデンサＣ６はコンデンサＣ１の電圧ＶＤＣとほぼ同じ電圧で充電されている。また、コンデンサＣ７は図２に矢印で示す方向に、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５とほぼ同じ電圧で充電されている。コンデンサＣ７の静電容量はコンデンサＣ３，Ｃ６よりも十分に大きいものとする。
【００２３】
図２の動作波形を図５に示す。図１と同じ動作をするものについては、説明を省略する。
まず、スイッチ素子Ｓ１のパルス幅がスイッチ素子Ｓ２のパルス幅より短いときの動作につき、その相違点を重点的に説明する。
スイッチ素子Ｓ２がオフすると、コンデンサＣ７を充電する電流は、ダイオードＤ６でブロックされ、絶縁トランスＴＲ１の一次巻線→コンデンサＣ７→絶縁トランスＴＲ１の一次巻線の経路で流れる。このため、スイッチ素子Ｓ１にはコンデンサＣ７を充電する電流は重畳されない。また、電圧コンデンサＣ７の電圧は、コンデンサＣ５の電圧ＶＣ５にクランプされる。
【００２４】
スイッチ素子Ｓ１のパルス幅がスイッチ素子Ｓ２のパルス幅より長いときの動作につき、図１との相違点を重点的に説明する。
スイッチ素子Ｓ１がオフすると、スイッチ素子Ｓ２はオンしているので、リアクトルＬ１に流れていた電流は、コンデンサＣ６を充電する電流と、リアクトルＬ２を介してコンデンサＣ７を充電する電流に分流する。このとき、コンデンサＣ７を充電する電流はリアクトルＬ２によって小さく抑えられているため、スイッチ素子Ｓ２の電流に重畳して流れる電流が小さくなる。
【００２５】
図３はこの発明の第３の実施の形態を示す回路図である。図１と同一の機能を有するものには同一符号を付して、その説明を省略する。
すなわち、図３ではＤＣ／ＤＣコンバータの構成は、平滑コンデンサＣ１の両端に絶縁トランスＴＲ２の一次巻線Ｎ１と主スイッチ素子Ｓ２の直列回路を接続し、主スイッチ素子Ｓ２に並列にコンデンサＣ３を接続し、さらにコンデンサＣ３に並列にダイオードＤ８と絶縁トランスＴＲ２の三次巻線Ｎ３と補助スイッチ素子Ｓ３を接続する。また、力率改善回路のスイッチ素子Ｓ１の正極側と、ＤＣ／ＤＣコンバータのダイオードＤ８と絶縁トランスＴＲ２の三次巻線Ｎ３の接続点との間にダイオードＤ９を接続する。
【００２６】
上記のような構成において、スイッチ素子Ｓ１のターンオフ動作は図１と同様なので説明を省略し、スイッチ素子Ｓ１のターンオンがＺＶＳになる動作についてのみ、説明する。
スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２は、同時にオンするとする。スイッチ素子Ｓ１と主スイッチ素子Ｓ２がオンする前に補助スイッチ素子Ｓ３をオンすると、コンデンサＣ３とコンデンサＣ６に蓄積されていたエネルギーが、コンデンサＣ３→ダイオードＤ８→絶縁トランスＴＲ２の三次巻線Ｎ３→補助スイッチ素子Ｓ３→コンデンサＣ３の経路と、コンデンサＣ６→ダイオードＤ９→絶縁トランスＴＲ２の三次巻線Ｎ３→補助スイッチ素子Ｓ３→コンデンサＣ６の経路でトランスの三次巻線に移り、放電する。コンデンサＣ３とコンデンサＣ６の電圧が零となった時点で、スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２をオンすると、いずれもＺＶＳでターンオンし、ターンオン損失は零となる。このとき、絶縁トランスＴＲ２の一次巻線Ｎ１には、図３に矢印で示す方向の電圧が印加されるので、絶縁トランスＴＲ２の三次巻線Ｎ３に発生する電圧によって、Ｎ３に流れる電流は零まで低下する。この時点でスイッチ素子Ｓ３をオフすると、スイッチ素子Ｓ３はＺＶＳ，ＺＣＳとなり、ターンオフ損失は発生しない。なお、図３の力率改善回路は電流不連続モードだけでなく、電流連続モードでも動作可能である。
【００２７】
【発明の効果】
この発明によれば、力率改善回路のスイッチ素子のオン，オフがＺＶＳとなり、しかもオン，オフ時の電圧上昇，減少率も小さく制御されるので、以下のような効果がもたらされる。
（１）ターンオン損失は零、ターンオフ損失はほとんど発生しないので、力率改善回路の効率が上がる。
（２）スイッチング損失はほとんど発生しないので、高周波スイッチング動作が可能となり、リアクトルの小形化，入力フィルタの小形化等が達成される。
（３）スイッチング時に発生するノイズを小さくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】この発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図３】この発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図４】図１の動作説明図である。
【図５】図２の動作説明図である。
【図６】従来例を示す回路図である。
【図７】図６の動作説明図である。
【符号の説明】
Ｓ１〜Ｓ３…スイッチ素子、Ｃ１〜Ｃ７…コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ９…ダイオード、Ｌ１，Ｌ２…リアクトル、ＴＲ１，ＴＲ２…絶縁トランス、ＤＢ…ダイオードブリッジ。
Claims (3)
- 商用電源を整流する整流手段と、この整流手段の出力電圧をスイッチ素子により断続して昇圧するとともに電流不連続モードで動作して入力力率を改善する力率改善手段と、この力率改善手段の出力を平滑する平滑コンデンサと、この平滑された直流電圧をスイッチ素子により断続して得た電圧を絶縁トランスの一次巻線に印加して二次側に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータとを備えたＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、主スイッチ素子の他にこの主スイッチ素子と直列に接続された補助スイッチ素子と共振コンデンサとの並列回路を有し、前記主スイッチ素子と補助スイッチ素子のスイッチ動作に伴う、前記絶縁トランスのインダクタンスと前記共振コンデンサの共振動作により、主スイッチ素子と補助スイッチ素子のオン，オフとも零電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作をするものとし、
かつ、前記力率改善手段に用いられる第１のスイッチ素子に並列に第１のコンデンサを接続し、この第１のスイッチ素子の正極側端子と第１のコンデンサの接続点と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの主スイッチ素子の正極側端子との間に第２のコンデンサを接続し、前記第１のスイッチ素子と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの主スイッチ素子がオンするタイミングを同一としたことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバータ。 - 前記第２のコンデンサを、リアクトルと第１のダイオードと第３のコンデンサとの直列回路に置き換え、第１のダイオードと第３のコンデンサとの接続点と、前記平滑コンデンサの正極端子との間に第２のダイオードを接続したことを特徴とする請求項１に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
- 商用電源を整流する整流手段と、この整流手段の出力電圧をスイッチ素子により断続し昇圧して入力力率を改善する力率改善手段と、この力率改善手段の出力を平滑する平滑コンデンサと、この平滑された直流電圧をスイッチ素子により断続して得た電圧を絶縁トランスの一次巻線に印加して二次側に電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータとを備えたＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、平滑コンデンサの両端に前記絶縁トランスの一次巻線と主スイッチ素子との直列回路を接続し、この主スイッチ素子と並列に零電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現するための共振コンデンサを接続し、さらに、この共振コンデンサと並列にダイオードと前記絶縁トランスの三次巻線と補助スイッチ素子との直列回路を接続し、前記主スイッチ素子がオンする以前に補助スイッチ素子をオンすることにより、前記共振コンデンサに蓄積された電荷を放電し、共振コンデンサの電圧が零となった時点で主スイッチ素子をオンして、零電圧ターンオンを実現するものとし、
かつ、前記力率改善手段に用いられる第１のスイッチ素子に並列に第１のコンデンサを接続し、この第１のスイッチ素子の正極側端子と前記共振コンデンサの放電経路との間にダイオードを接続し、前記第１のスイッチ素子と前記ＤＣ／ＤＣコンバータの主スイッチ素子がオンするタイミングを同一としたことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28231798A JP3585025B2 (ja) | 1998-10-05 | 1998-10-05 | Ａｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28231798A JP3585025B2 (ja) | 1998-10-05 | 1998-10-05 | Ａｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000116126A JP2000116126A (ja) | 2000-04-21 |
| JP3585025B2 true JP3585025B2 (ja) | 2004-11-04 |
Family
ID=17650845
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28231798A Expired - Fee Related JP3585025B2 (ja) | 1998-10-05 | 1998-10-05 | Ａｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3585025B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW200910750A (en) | 2007-08-17 | 2009-03-01 | Murata Manufacturing Co | Switching power supply device |
| DE112009004627T5 (de) | 2009-04-01 | 2012-06-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Leistungsumwandlungsvorrichtung |
| JP4850279B2 (ja) | 2009-11-27 | 2012-01-11 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5575235B2 (ja) | 2010-05-31 | 2014-08-20 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5462768B2 (ja) * | 2010-11-17 | 2014-04-02 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
| WO2021100347A1 (ja) * | 2019-11-19 | 2021-05-27 | 富士電機株式会社 | 半導体振動抑制回路 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2596142Y2 (ja) * | 1992-10-05 | 1999-06-07 | ネミック・ラムダ株式会社 | フライバック型コンバータ |
| JPH07203678A (ja) * | 1994-01-11 | 1995-08-04 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JPH07264844A (ja) * | 1994-03-23 | 1995-10-13 | Michihiko Nagao | 直流チョッパの並列接続時におけるロスレススナバ回路とその駆動方式 |
| JPH1066339A (ja) * | 1996-08-12 | 1998-03-06 | Nagano Japan Radio Co | スイッチング電源装置 |
-
1998
- 1998-10-05 JP JP28231798A patent/JP3585025B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000116126A (ja) | 2000-04-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20031225 |
|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20040121 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20040205 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040510 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040728 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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