JP3332295B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータ回路を備え
る電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、交流電源を整流し平滑して得
た直流電源を、スイッチング素子をオン・オフさせるこ
とによって交流出力に変換するインバータ回路を用いた
電源装置が知られている。この種の電源装置では、交流
電源からの入力電流の歪を改善することが要求されてい
る。

【０００３】たとえば、特開平５−３８１６１号公報に
は、図１２に示すように、交流電源ＡＣをダイオードブ
リッジのような整流回路ＲＥで整流した後に、それぞれ
ＭＯＳＦＥＴからなり交互にオン・オフされる一対のス
イッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を備えたインバータ回路ＩＮ
Ｖのスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を高周波でオン・オフ
させることによって交流出力に変換し、この交流出力を
負荷Ｌに与える構成の回路が記載され、インバータ回路
ＩＮＶの動作によって入力電流歪を改善している。ここ
で、平滑用コンデンサＣ₀ はインバータ回路ＩＮＶを挟
んで整流回路ＲＥとは反対側に設けられている。インバ
ータ回路ＩＮＶは、直流阻止用のコンデンサＣ₁ と上記
両スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ との直列回路を整流回路
ＲＥの直流出力端間に接続し、かつまた整流回路ＲＥの
直流出力端間にコンデンサＣ₂ ，Ｃ₃ とインダクタＬ₁
からなる共振回路と負極側のスイッチング素子Ｑ₂ との
直列回路を接続し、コンデンサＣ₁ にダイオードＤ₀ を
並列接続し、コンデンサＣ ₂ に負荷Ｌを並列接続する構
成を有している。また、平滑用コンデンサＣ₀ は両スイ
ッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の直列回路に並列接続されてい
る。両スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ は図示していない制
御回路によって高周波で交互にオン・オフされる。交流
電源ＡＣと整流回路ＲＥとの間にはフィルタ回路ＦＬが
挿入され、外部への雑音の漏洩が抑制されている。

【０００４】図１２に示した回路構成では、整流回路Ｒ
Ｅからインバータ回路ＩＮＶに対して常時給電されてい
るから交流電源ＡＣからの入力電流に休止期間が生じな
いのであって、平滑用コンデンサＣ₀ の後段にインバー
タ回路ＩＮＶを設ける構成に比較して入力電流歪の発生
が少なくなる。図１３は図１２に示した回路の各部の電
圧波形であって、整流回路ＲＥの直流出力電圧をＶ_ac、
平滑用コンデンサＣ₀ の両端電圧をＶ_c0、コンデンサＣ
₁ の両端電圧をＶ_c1として示してある。ここで、平滑用
コンデンサＣ₀ の両端電圧Ｖ_c0が整流回路ＲＥの直流出
力電圧Ｖ_acのピーク電圧よりも高いのは、スイッチング
素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ 、インダクタＬ₁ により昇圧チョッパ回
路が構成されているからである。整流回路ＲＥの直流出
力電圧Ｖ_acは脈流電圧波形となり、平滑用コンデンサＣ
₀ の両端電圧Ｖ_c0は略一定な電圧波形になる。また、コ
ンデンサＣ₁ はスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のオン・オ
フによって充放電を繰り返しているから、コンデンサＣ
₁ の両端電圧Ｖ_c1は高周波の振動波形になり、その振幅
は平滑用コンデンサＣ₀ の両端電圧Ｖ_c0と整流回路ＲＥ
の直流出力電圧Ｖ_acとの差になる。つまり、コンデンサ
Ｃ₁ の両端電圧Ｖ_c1の振幅は、整流回路ＲＥの直流出力
電圧Ｖ_acの谷部（０Ｖ前後）で大きくなり、山部（ピー
ク値前後）では小さくなる。そこで、整流回路ＲＥの直
流出力電圧Ｖ_acの谷部と山部との動作を分けて説明す
る。

【０００５】まず、谷部においては、コンデンサＣ₁ の
両端電圧Ｖ_c1が大きく、コンデンサＣ₁ が有効に機能し
ているから、図１４（ａ）に示すような共振回路系が形
成されることになる。ただし、電源Ｅ₀ は平滑用コンデ
ンサＣ₀ とコンデンサＣ₃ との両端電圧により得られて
いるものとする。この場合の共振周波数ｆ_d は次式のよ
うになる。 ｆ_d ＝１／２π｛Ｌ₁ Ｃ₁ Ｃ₂ ／（Ｃ₁ ＋Ｃ₂ ）｝^1/2 また、山部においては、コンデンサＣ₁ の両端電圧はほ
とんど無視できるから、図１４（ｂ）のような共振回路
系が形成され、このときの共振周波数ｆ_c は次式のよう
になる。 ｆ_c ＝１／２π（Ｌ₁ Ｃ₂ ）^1/2 すなわち、図１２に示した回路では、整流回路ＲＥの直
流出力電圧の変動に応じて上記共振周波数ｆ_d ，ｆ_c の
範囲で共振周波数が変化することがわかる。また、谷部
ではコンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ の直列回路が直列共振回路の
一部を構成するから、山部での直列共振回路を構成する
コンデンサＣ₂ よりも容量が小さく、ｆ_d＞ｆ_c である
ことがわかる。ここで、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の
スイッチング周波数は共振周波数ｆ_c ，ｆ_d よりも高い
一定値に設定してあり、谷部ではスイッチング周波数に
近付くから負荷Ｌへの供給電流が山部よりも大きくな
る。つまり、負荷Ｌへの供給電流は、図１５のように、
整流回路ＲＥの直流出力電圧の変動に応じて谷部で大き
く、山部で小さくなるように変動することになる。図１
５では負荷Ｌへの供給電流を交流電源ＡＣの電圧Ｖ_inと
の関係で示してある。

【０００６】以上の説明から明らかなように、上記回路
構成では入力電流歪は改善されるものの負荷Ｌへの供給
電流に変動があり、たとえば負荷Ｌとして放電灯を用い
る場合には、光出力が変動してちらつきを生じることに
なる。そこで、整流回路ＲＥの直流出力電圧の変動に応
じてスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のスイッチング周波数
を変化させることで負荷Ｌへの供給電流を略一定に保つ
ことも考えられるが、回路構成が複雑になり高コストに
なるという問題が生じる。

【０００７】同種の回路構成としては、米国特許第５，
２７４，５４０号、米国特許第５，２５１，１１９号、
米国特許第４，５１１，８２３号、米国特許第５，１３
４，３４４号等が知られており、いずれもインバータ回
路ＩＮＶが負荷Ｌに高周波出力を供給するとともに入力
電流歪を改善する機能を有しているものであるが、上記
公報に記載のものと同様の問題点を有している。

【０００８】一方、電源回路としては、特開昭５９−２
２００８１号公報に記載されたもののように、図１６に
示す回路構成も提案されている。この回路は、整流回路
ＲＥの直流出力端間に平滑用コンデンサを接続する代わ
りに、インバータ回路ＩＮＶの高周波電圧の一部を整流
回路ＲＥの直流出力電圧に重畳する谷埋回路１を設けた
ものである。この回路で用いるインバータ回路ＩＮＶは
どのようなものでもよいが、ここでは、バイポーラトラ
ンジスタよりなる一対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂ の
直列回路と、一対のコンデンサＣ₀₁，Ｃ₀₂の直列回路
と、一対のダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ の直列回路とを谷埋回
路１の両端間に接続し、コンデンサＣ₀₁，Ｃ₀₂同士の接
続点とダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ 同士の接続点とを共通に接
続し、この接続点とスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ 同士の
接続点との間にインダクタＬ₁ とコンデンサＣ₁ との直
列回路からなる共振回路を挿入した構成を有し、コンデ
ンサＣ₁ の両端間に負荷Ｌを接続してある。また、スイ
ッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の直列回路とダイオードＤ₁ ，
Ｄ₂ の直列回路とは逆並列に接続される。すなわち、ハ
ーフブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶを構成してい
る。ここに、両スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ は制御回路
２により高周波で交互にオン・オフされる。

【０００９】谷埋回路１は、整流回路ＲＥの直流出力端
の正極にカソードを接続したダイオードＤａと、このダ
イオードＤａのアノード側に直列接続されたインダクタ
Ｌａおよび谷埋コンデンサ（以下、単にコンデンサとい
う）Ｃａと、インダクタＬａとコンデンサＣａとの直列
回路とダイオードＤａとの接続点にカソードが接続され
スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の接続点にアノードが接続
されたダイオードＤｂとにより構成されている。この構
成では、整流回路ＲＥの直流出力電圧のピーク値付近
（山部という）では、両スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の
接続点に生じる高周波をダイオードＤｂで整流しインダ
クタＬａを通してコンデンサＣａに充電しておき、整流
回路ＲＥの直流出力電圧の０Ｖ付近（谷部という）で
は、コンデンサＣａの電荷をダイオードＤａを通して放
出することによりインバータ回路ＩＮＶへの給電を行な
う。

【００１０】したがって、交流電源ＡＣの電圧波形が図
１７（ａ）のようであるとき、インバータ回路ＩＮＶへ
の入力電圧は、図１７（ｂ）のような包絡線を持ち、谷
部の電圧は、平滑用コンデンサを用いる場合よりは低
く、平滑用コンデンサを用いない場合よりは高くなる。
インバータ回路ＩＮＶへの入力電圧が上述のように変化
する結果、負荷Ｌへの供給電流の包絡線は図１７（ｃ）
のようにインバータ回路ＩＮＶへの入力電圧を反映する
ように変化する。つまり、負荷Ｌへの供給電流には交流
電源ＡＣの半サイクルごとの周期を有する変動があり、
また整流回路ＲＥの直流出力電圧の谷部では谷埋回路１
からインバータ回路ＩＮＶに給電されることで交流電源
ＡＣからの入力電流に多少の休止期間が生じる。

【００１１】交流電源ＡＣからの入力電流に休止期間が
生じないように図１６に示す回路を改良したものとし
て、特開平５−５６６５９号公報に記載のものが提案さ
れているが、負荷Ｌへの供給電流については変動がかえ
って大きくなる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、図１
２、図１６に示した両回路構成では、入力電流波形を入
力電圧波形に相似な波形に近付けて力率を向上させよう
とすれば、負荷Ｌへの供給電流の変動が大きくなるとい
う問題が生じる。また、図１２の回路構成では平滑用コ
ンデンサＣ₀ を用いているものであるから、電源投入時
に平滑用コンデンサＣ₀ の充電のために突入電流が生じ
るという問題もある。図１６に示した回路構成では、コ
ンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ の容量を小さくすることができ、ま
たコンデンサＣａと整流回路ＲＥとの間にスイッチング
素子Ｑ₁ およびインダクタＬａが介在しているから突入
電流はほとんど生じないが、入力電流に休止期間があ
り、休止期間を除去しようとすると負荷Ｌへの供給電流
の変動が大きくなるという問題が生じる。

【００１３】一方、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のスイ
ッチング周波数を制御すれば負荷Ｌへの供給電流の変動
を抑制することは可能であるが、制御回路２の回路構成
が複雑になってコスト高につながるという問題が生じ
る。また、スイッチング周波数が変動すると雑音を防止
するためのフィルタ回路の設計などが難しくなり、外部
への雑音の漏洩が問題になる。

【００１４】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、電源投入時の突入電流を低減し、負
荷への供給電流の変動を低減し、かつ入力電流に休止期
間が生じないようにして入力電流歪を改善した電源装置
を提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源を整流する整流回路と、整流回路の出力端に接続さ
れ直流電源を高周波出力に変換して負荷に供給するイン
バータ回路とを備える電源装置において、インバータ回
路は、互いに直列接続され交互にオン・オフされる一対
のスイッチング素子と、整流回路の直流出力端間と両ス
イッチング素子の直列回路との間に介装されるインピー
ダンス要素と、コンデンサおよび第１のインダクタを備
えインピーダンス要素との直列回路が少なくとも一方の
スイッチング素子の両端間に接続されるとともに負荷へ
の出力を取り出す共振回路とを備え、整流回路の直流出
力電圧の高い期間にはインバータ回路の出力エネルギの
一部を蓄積し低い期間には蓄積エネルギにより決まる電
圧を両スイッチング素子の直列回路の両端に印加する谷
埋回路をインバータ回路に接続し、谷埋回路は、谷埋コ
ンデンサと第２のインダクタと谷埋コンデンサの放電方
向に直列接続された第１のダイオードとの直列回路がイ
ンバータ回路を構成する両スイッチング素子の直列回路
に並列接続され、谷埋コンデンサおよび第２のインダク
タからなる直列回路と第１のダイオードとの間を両スイ
ッチング素子の接続点と負荷との間に接続する経路を形
成しインバータ回路の高周波出力を整流して谷埋コンデ
ンサを充電する第２のダイオードとを備えることを特徴
とする。

【００１６】請求項２の発明は、交流電源を整流する整
流回路と、整流回路の出力端に接続され直流電源を高周
波出力に変換して負荷に供給するインバータ回路とを備
える電源装置において、インバータ回路は、互いに直列
接続され交互にオン・オフされる一対のスイッチング素
子と、整流回路の直流出力端間と両スイッチング素子の
直列回路との間に順方向に介装されるダイオードと、コ
ンデンサおよび第１のインダクタを備えダイオードとの
直列回路が少なくとも一方のスイッチング素子の両端間
に接続されるとともに負荷への出力を取り出す共振回路
とを備え、整流回路の直流出力電圧の高い期間にはイン
バータ回路の出力エネルギの一部を蓄積し低い期間には
蓄積エネルギにより決まる電圧を両スイッチング素子の
直列回路の両端に印加する谷埋回路をインバータ回路に
接続し、谷埋回路は、谷埋コンデンサと第２のインダク
タと谷埋コンデンサの放電方向に直列接続された第１の
ダイオードとの直列回路がインバータ回路を構成する両
スイッチング素子の直列回路に並列接続され、谷埋コン
デンサおよび第２のインダクタからなる直列回路と第１
のダイオードとの間を両スイッチング素子の接続点と負
荷との間に接続する経路を形成しインバータ回路の高周
波出力を整流して谷埋コンデンサを充電する第２のダイ
オードとを備えることを特徴とする。

【００１７】

【００１８】請求項３の発明は、インバータ回路を構成
する両スイッチング素子の接続点に第２のダイオードの
アノードを接続するとともに、正極側のスイッチング素
子に第１のダイオードと第２のダイオードとの直列回路
を並列接続し、負極側のスイッチング素子に第２のダイ
オードと谷埋コンデンサとの直列回路を並列接続したこ
とを特徴とする。

【００１９】請求項４の発明は、インバータ回路を構成
する両スイッチング素子の接続点に第２のダイオードの
アノードを接続するとともに、正極側のスイッチング素
子に第２のダイオードと谷埋コンデンサとの直列回路を
並列接続し、負極側のスイッチング素子に第１のダイオ
ードと第２のダイオードとの直列回路を並列接続したこ
とを特徴とする。

【００２０】請求項５の発明は、インバータ回路を構成
する両スイッチング素子の直列回路に別の谷埋コンデン
サを並列接続したことを特徴とする。請求項６の発明
は、共振回路のインダクタに帰還巻線を設け、帰還巻線
の出力をインバータ回路の高周波出力として谷埋コンデ
ンサを充電することを特徴とする。

【００２１】請求項７の発明は、整流回路の直流出力に
対して順方向となるダイオードをインピーダンス要素に
並列接続したことを特徴とする。

【００２２】

【作用】上記構成によれば、インバータ回路では整流回
路の直流出力電圧が高い期間と低い期間とでは共振回路
の共振周波数が変化するから、負荷への供給電流に変動
が生じることになるが、整流回路に対してインピーダン
ス要素ないしダイオードを介して谷埋回路を接続し、こ
の谷埋回路により整流回路の直流出力電圧が高い期間に
は高周波エネルギの一部を蓄積し、低い期間には蓄積エ
ネルギをインバータ回路に放出する構成を採用している
ので、整流回路の直流出力電圧が低い期間には谷埋回路
の端子電圧も下がって、インピーダンス要素ないしダイ
オードの両端電圧の電位差が小さくなり、結果的に直流
出力電圧の低い期間における負荷への供給電流のピーク
値を抑制して、電流の変動幅を小さくすることができ
る。しかも、整流回路の直流出力電圧にかかわらず整流
回路からインバータ回路に常時給電されるので、交流電
源からの入力電流に休止期間が生じないのであり、入力
電流歪が改善されるのである。また、平滑用コンデンサ
を用いておらず、谷埋回路はインバータ回路を通してエ
ネルギを蓄積するから、電源投入時における突入電流も
ほとんど生じることがない。

【００２３】谷埋回路は、コンデンサとダイオードとの
組み合わせにより構成され、とくに複雑な構成を必要と
しないから、負荷への供給電流の変動を抑制するため
に、スイッチング素子を複雑に制御する場合に比較して
コスト増を抑制することができる。

【００２４】

【実施例】

（実施例１）本実施例は、図１に示すように、交流電源
ＡＣをダイオードブリッジのような整流回路ＲＥで全波
整流し、整流回路ＲＥの直流出力電圧をインバータ回路
ＩＮＶにより高周波交流出力に変換して負荷Ｌに供給す
る構成であって、インバータ回路ＩＮＶの後段側に谷埋
回路１を設けた構成を有している。すなわち、図１２に
示した従来回路における平滑用コンデンサＣ₀ を谷埋回
路１に置き換え、かつ直流カット用のコンデンサＣ₁ と
ダイオードＤ₀ とに代えて適当なインピーダンス要素
（コンデンサ、インダクタ、抵抗のいずれでも、またそ
れらの組み合わせでもよい）Ｚを設けた構成になってい
る。

【００２５】さらに具体的に説明すると、インバータ回
路ＩＮＶは、一対のスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の直列
回路をインピーダンス要素Ｚを介して整流回路ＲＥの直
流出力端間に接続し、かつまた整流回路ＲＥの直流出力
端間に、コンデンサＣ₂ ，Ｃ ₃ とインダクタＬ₁ とから
なる直列共振回路と負極側のスイッチング素子Ｑ₂ との
直列回路を接続し、コンデンサＣ₂ に負荷Ｌを並列接続
する構成を有する。また、谷埋回路１は、ダイオードＤ
ａのアノード側にインダクタＬａを介して谷埋コンデン
サ（以下、単にコンデンサという）Ｃａを直列接続し、
ダイオードＤａとインダクタＬａとコンデンサＣａとの
直列回路に別のコンデンサＣｂを並列接続し、ダイオー
ドＤａとインダクタＬａとの接続点に別のダイオードＤ
ｂのカソードを接続した構成を有する。ダイオードＤａ
とインダクタＬａとコンデンサＣａとの直列回路はイン
バータ回路ＩＮＶの両スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の直
列回路に並列接続され、ダイオードＤｂのアノードはイ
ンバータ回路ＩＮＶにおける両スイッチング素子Ｑ₁ ，
Ｑ₂ の接続点に接続される。コンデンサＣａは電解コン
デンサであって、コンデンサＣｂに比較して十分に大き
な容量を有している。各スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ に
はＭＯＳＦＥＴを用いることを想定しているが、ダイオ
ードを逆並列に接続したバイポーラトランジスタなどを
用いることも可能である。

【００２６】両スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ は図示して
いない適宜の制御回路によって高周波で交互にオン・オ
フされる。したがって、スイッチング素子Ｑ₂ のオン時
には整流回路ＲＥないし谷埋回路１からコンデンサＣ₃
−負荷ＺおよびコンデンサＣ ₂ −インダクタＬ₁ −スイ
ッチング素子Ｑ₂ の経路で共振電流が流れ、またスイッ
チング素子Ｑ₁ のオン時にはコンデンサＣ₃ の電荷が放
出されてスイッチング素子Ｑ₁ −インダクタＬ₁ −負荷
ＺおよびコンデンサＣ₂ −コンデンサＣ₃ の経路で共振
電流が流れる。ここに、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ と
インダクタＬ₁と谷埋回路１とにより昇圧チョッパ回路
が構成されており、スイッチング素子Ｑ ₂ のオン時にイ
ンダクタＬ₁ に蓄積されたエネルギは、スイッチング素
子Ｑ₂ のオフに伴ってダイオードＤｂを通してコンデン
サＣａを充電する。また、スイッチング素子Ｑ₁ のオン
時にインダクタＬａに蓄積されたエネルギは、スイッチ
ング素子Ｑ₁ のオフに伴ってスイッチング素子Ｑ₂ の寄
生ダイオードとダイオードＤｂとを通してコンデンサＣ
ａを充電する。つまり、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ ₂ が
交互にオン・オフするとコンデンサＣａが充電されるの
である。

【００２７】従来の技術として図１３を用いて説明した
ように、谷埋回路１の両端電圧がほぼ一定であるとすれ
ば、交流電源ＡＣの電圧波形が図２（ａ）のようである
ときに、インバータ回路ＩＮＶから負荷Ｌに供給される
電流は図２（ｂ）のように整流回路ＲＥの直流出力電圧
の谷部で大きく山部で小さくなるように変化する。一
方、谷埋回路１の両端電圧は、図１７（ｂ）に示したよ
うに、整流回路ＲＥの直流出力の山部で高く谷部で低く
なるから、谷埋回路１のみをインバータ回路ＩＮＶの電
源に用いたとすると、インバータ回路ＩＮＶから負荷Ｌ
への供給電流は図２（ｃ）のように、整流回路ＲＥの直
流出力電圧の山部で大きく谷部で小さくなるように変化
する。しかして、図１の回路構成では、インバータ回路
ＩＮＶから負荷Ｌへの供給電流は、図２（ｂ）（ｃ）の
電流波形を合成した図２（ｄ）のような形になる。つま
り、谷埋回路１を用いたことによって、図２（ｂ）にお
ける電流波形のピーク値を引き下げることができ、結果
的に、インバータ回路ＩＮＶから負荷Ｌへの供給電流の
電流波形は、整流回路ＲＥの直流出力電圧の山部と谷部
とにピークを持つような形になって、従来構成よりも電
流の変動が少なくなるのである。しかも、変動周期は交
流電源ＡＣの電圧の変動周期の４分の１程度になるか
ら、負荷Ｌとして放電灯を用いる場合には供給電流の変
動幅が少ないことと周期が短くなることとの両方の効果
によって、ちらつきを低減することができる。また、入
力電流については、インバータ回路ＩＮＶに常時給電し
ているから休止期間が生じないのであって、入力電流歪
を改善することができる。さらに、図３に実線で示す入
力電圧波形と、一点鎖線で示す入力電流波形とが相似形
になり、入力力率も改善される。加えて、コンデンサＣ
ｂは容量が小さく、容量の大きいコンデンサＣａは整流
回路ＲＥの出力端に直結されていないから、電源投入時
に突入電流がほとんど生じないのである。

【００２８】本実施例の具体回路として、負荷Ｌに２灯
の放電灯ＤＬを用いた例を図４に示す。図４の回路で
は、コンデンサＣ₂ の両端に出力トランスＴ₁ の１次巻
線を接続し、出力トランスＴ₁ の２次巻線に２灯の放電
灯ＤＬの直列回路を直流カット用のコンデンサＣ₁₀を介
して接続してある。また、各放電灯ＤＬのフィラメント
には出力トランスＴ₁ に設けた予熱巻線をフィラメント
短絡防止用のコンデンサＣ₁₁〜Ｃ₁₃を介装して接続して
ある。スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ にはＭＯＳＦＥＴを
用い、制御回路２により両スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂
を一定周波数で交互にオン・オフする。インピーダンス
要素ＺにはコンデンサＣ₅ を用いダイオードＤ₅ を並列
接続してある。さらに、整流回路ＲＥの直流出力端間に
はコンデンサＣ₆ を接続し、かつ整流回路ＲＥの直流出
力端の負極側には一端を接地したコンデンサＣ₁₄，Ｃ₁₅
の直列回路が雑音防止用フィルタＮＦとして接続され
る。交流電源ＡＣと整流回路ＲＥとの間にはヒューズＦ
を介してフィルタ回路ＦＬが挿入され、雑音防止用フィ
ルタＮＦとフィルタ回路ＦＬとにより交流電源ＡＣへの
高周波雑音の回り込みが防止される。さらに、整流回路
ＲＥの直流出力端の正極側とコンデンサＣ₅ との間には
逆流阻止用にダイオードＤ₆ が挿入される。他の構成お
よび動作は図１の回路構成と同様である。

【００２９】この回路構成では、コンデンサＣａの端子
電圧、すなわち整流回路ＲＥの直流出力電圧の谷部での
谷埋めの程度は、コンデンサＣａの容量を一定とすれ
ば、スイッチング素子Ｑ_２ のスイッチング周波数およ
びオンデューティとインダクタＬａの大きさによって決
まる。そこで、負荷Ｌに供給する電流の波高率（＝電流
のピーク値／電流の実効値）が最低になるようにスイッ
チング周波数およびインダクタＬａを設定する。この回
路構成では、スイッチング周波数およびインダクタＬａ
を上述のように設定したときに、負荷Ｌへの供給電流
は、図５に示すような波形となり、波高率は１．７にす
ることができた。図１２に示した従来回路での波高率は
２．０以上であるから、本実施例の回路構成を採用すれ
ば、負荷Ｌへの供給電流の変動を抑制できることがわか
る。

【００３０】（実施例２）本実施例は、図６に示すよう
に、インピーダンス要素ＺをインダクタＬ₂ とし、この
インダクタＬ₂ をインバータ回路ＩＮＶにおける共振回
路の構成要素としても兼用したものである。すなわち、
スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ としてはバイポーラトラン
ジスタを用いており、負荷Ｌにはフィラメントを有する
放電灯ＤＬを用いている。整流回路ＲＥの直流出力端間
には２個のインダクタＬ₂ ，Ｌ₃ とスイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₂ との直列回路を接続し、さらに、インダクタＬ
₃ とコンデンサＣ₂ ，Ｃ₃ と放電灯ＤＬのフィラメント
とスイッチング素子Ｑ₂ との直列回路も整流回路ＲＥの
直流出力端間に接続してある。各トランジスタＱ₁ ，Ｑ
₂ には還流用のダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ が逆並列に接続さ
れる。さらに、交流電源ＡＣと整流回路ＲＥとの間には
フィルタ回路ＦＬが挿入され高周波雑音が交流電源ＡＣ
に回り込むのを防止してある。

【００３１】谷埋回路１は実施例１に示したものとはイ
ンダクタＬａおよびコンデンサＣａの直列回路とダイオ
ードＤａとの位置を逆としてダイオードＤａを負極側に
接続し、ダイオードＤｂの接続極性を逆にした構成を有
する。すなわち、実施例１の谷埋回路１では、スイッチ
ング素子Ｑ₁ のオン時にインダクタＬａを介してコンデ
ンサＣａを充電していたのに対して、本実施例の谷埋回
路１では、スイッチング素子Ｑ₂ のオン時にインダクタ
Ｌａを介してコンデンサＣａを充電する点が相違してい
る。他の回路構成については実施例１と同様であり、本
実施例と同様の回路構成を有するインバータ回路ＩＮＶ
の動作は米国特許５，２７４，５４０号に記載されてい
るものと同様である。

【００３２】この回路構成も実施例１と同様に動作し、
インバータ回路ＩＮＶの高周波動作により両インダクタ
Ｌ₂ ，Ｌ₃ の接続点の電位が整流回路ＲＥの直流出力電
圧よりも下がると、整流回路ＲＥからインダクタＬ₃ を
介してインバータ回路ＩＮＶに電流が流れ、インバータ
回路ＩＮＶの共振動作によって谷埋回路１のコンデンサ
Ｃａが充電される。この回路では、整流回路ＲＥの直流
出力電圧の山部と谷部とでは異なる共振回路が形成され
るから、図２（ｂ）に示したように、負荷Ｌに供給され
る電流は谷部で山部よりも多くなる。一方、谷埋回路１
は、整流回路ＲＥの直流出力電圧と負荷Ｌに供給する電
流との関係をインバータ回路ＩＮＶとは逆にするから、
実施例１と同様に、負荷Ｌに供給する電流の変動を抑制
することができるのである。しかも、整流回路ＲＥはイ
ンバータ回路ＩＮＶの高周波動作によってインバータ回
路ＩＮＶに常時給電しているから、入力電流に休止期間
が生じないのであり、入力電流歪が低減するのである。
他の構成および動作は実施例１と同様である。

【００３３】（実施例３）本実施例は、図７に示すよう
に、図１に示した実施例１におけるインピーダンス要素
ＺをダイオードＤ₀ に置き換えた構成を有する。また、
整流回路ＲＥの直流出力端間には谷埋回路１の放電経路
を形成するためのコンデンサＣ₈ を接続してある。本実
施例と同様の構成のインバータ回路ＩＮＶの動作は特開
平４−１９３０６４号公報に記載されている。

【００３４】この回路構成では、整流回路ＲＥの直流出
力電圧の山部ではスイッチング素子Ｑ₂ のオン時にコン
デンサＣ₃ を通る経路で電流が流れるが、谷部ではこの
電流が流れず、結局、整流回路ＲＥの直流出力電圧の変
化に応じてインバータ回路ＩＮＶでの共振条件が変化す
る。電圧変化による負荷Ｌへの供給電流の変化は実施例
１と同様であり、電圧の高い期間に電流が少なくなり、
電圧の低い期間に電流が多くなるように変化する。しか
して、実施例１と同様に、整流回路ＲＥの直流出力電圧
の変化に対する負荷Ｌへの供給電流の変化パターンが逆
になる谷埋回路１を設けていることによって、負荷Ｌへ
の供給電流の変動を少なくすることができるのである。

【００３５】（実施例４）本実施例は、実施例３の変形
例であって、図８に示すように、負荷Ｌにはフィラメン
ト付きの放電灯ＤＬを用い、両フィラメントの一端間に
はコンデンサＣ₂を接続してある。両フィラメントの他
端は出力トランスＴ₂ の２次巻線に接続され、出力トラ
ンスＴ₂ の１次巻線は共振回路を構成するインダクタＬ
₁ として用いられている。また、出力トランスＴ₂ には
２つの帰還巻線が設けられ、帰還巻線の誘起電圧を用い
て各スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ をオン・オフさせる。
すなわち、帰還巻線は両スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を
交互にオン・オフさせるような極性で接続され、インバ
ータ回路ＩＮＶは外部から制御信号を与えることなくい
わゆる自励発振動作を行なう。また、整流回路ＲＥの直
流出力端の正極とダイオードＤ₀ との間にはダイオード
Ｄ₇ が順方向に挿入され、整流回路ＲＥの直流出力端間
には、ダイオードＤ₈ ，Ｄ₉ の直列回路が接続され、両
ダイオードＤ₈，Ｄ₉ の接続点にコンデンサＣ₃ の一端
が接続される。さらに、ダイオードＤ₉には谷埋回路１
の放電経路を形成するコンデンサＣ₉ が並列接続され
る。ダイオードＤ₇ のカソードとダイオードＤ₈ のアノ
ードとの間にはコンデンサＣ₄ が接続される。他の構成
および動作は実施例３と同様であって、本実施例と同様
のインバータ回路ＩＮＶの動作は米国特許第５，１３
４，３４４号に記載されている。

【００３６】（実施例５）本実施例は、図９に示すよう
に、インバータ回路ＩＮＶとしていわゆるハーフブリッ
ジ型のものを用いており、各一対のコンデンサＣ₃₁，Ｃ
₃₂およびＣ₃₃，Ｃ ₃₄の直列回路の各端間にそれぞれダイ
オードＤ₀₁，Ｄ₀₂を介在させ、コンデンサＣ₃₁，Ｃ₃₂の
接続点およびコンデンサＣ₃₃，Ｃ₃₄の接続点を直結し、
さらにこの接続点とスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ との接
続点との間にコンデンサＣ₂ とインダクタＬ₁ と直列回
路を挿入してある。負荷ＬはコンデンサＣ₂ の両端間に
接続される。他の構成および動作は実施例１と同様であ
り、本実施例と同様のインバータ回路ＩＮＶの動作は米
国特許第４，５１１，８２３号に記載されている。

【００３７】この回路構成では、整流回路ＲＥの直流出
力電圧の山部ではダイオードＤ₀₁，Ｄ₀₂がオンである
が、谷部ではダイオードＤ₀₁，Ｄ₀₂がオフになるから、
山部と谷部とで共振条件が変化し、山部では谷部よりも
共振周波数が低下する。したがって、実施例１と同様
に、負荷Ｌに供給される電流は山部で少なく、谷部で多
くなるが、谷埋回路１を設けていることにより、負荷Ｌ
への供給電流の変動を抑制することができるのである。

【００３８】（実施例６）本実施例は、図１０に示すよ
うに、実施例１の構成で用いた共振回路のインダクタＬ
₁ に帰還巻線を設け、谷埋回路１に設けたダイオードＤ
ｂのアノードを両スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の接続点
に接続する代わりに、インダクタＬ₁ の帰還巻線の一端
に接続した構成を有する。また、インダクタＬ₁ の帰還
巻線の他端は、整流回路ＲＥの直流出力端の負極側に接
続される。この構成でも、実施例１とほぼ同様に動作す
ることになる。

【００３９】なお、実施例ではないが谷埋回路１として
は、図１１に示すような各種構成も考えられる。図１１
（ａ）〜（ｄ）に示す谷埋回路１は、いずれも上下両端
がインバータ回路ＩＮＶの両スイッチング素子Ｑ_１ ，
Ｑ_２ の直列回路の両端に接続され、ダイオードＤｂの
一端である左端がインバータ回路ＩＮＶにおける両スイ
ッチング素子Ｑ_１ ，Ｑ_２ の接続点に接続される。図
１１（ａ）（ｂ）に示すように、インダクタＬａを挿入
すれば（上記各実施例と同様）、コンデンサＣａへの充
電経路にインダクタＬａが挿入されることで、インダク
タＬａの回生電流を利用でき、エネルギの利用効率が高
くなる。また、破線で示すように、コンデンサＣａとダ
イオードＤａとの直列回路にコンデンサＣｂを並列接続
すれば、高周波成分のバイパスになる。ただし、このコ
ンデンサＣｂは省略可能である。

【００４０】

【発明の効果】本発明は上述の構成を有するものであ
り、インバータ回路は整流回路の直流出力電圧が高い期
間と低い期間とでは共振回路の共振周波数が変化し、負
荷への供給電流に変動が生じるが、整流回路に対してイ
ンピーダンス要素ないしダイオードを介して谷埋回路を
接続し、この谷埋回路により整流回路の直流出力電圧が
高い期間には高周波エネルギの一部を蓄積し、低い期間
には蓄積エネルギをインバータ回路に放出する構成を採
用しているので、整流回路の直流出力電圧が低い期間に
は谷埋回路の端子電圧も下がって、インピーダンス要素
ないしダイオードの両端電圧の電位差が小さくなり、結
果的に直流出力電圧の低い期間における負荷への供給電
流のピーク値を抑制して、電流の変動幅を小さくするこ
とができるという利点を有する。しかも、整流回路の直
流出力電圧にかかわらず整流回路からインバータ回路に
常時給電されるので、交流電源からの入力電流に休止期
間が生じないのであり、入力電流歪が改善されるという
効果がある。また、平滑用コンデンサを用いておらず、
谷埋回路はインバータ回路を通してエネルギを蓄積する
から、電源投入時における突入電流もほとんど生じるこ
とがないという利点を有する。谷埋回路は、コンデンサ
とダイオードとの組み合わせにより構成することがで
き、とくに複雑な構成を必要としないから、負荷への供
給電流の変動を抑制するために、スイッチング素子を複
雑に制御する場合に比較してコスト増を抑制することが
できるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１を示す回路図である。

【図２】実施例１の各部の動作を示す動作説明図であ
る。

【図３】実施例１の入力電圧と入力電流との関係を示す
動作説明図である。

【図４】実施例１の具体例を示す回路図である。

【図５】図４の回路での負荷への供給電流の変化パター
ンを示す動作説明図である。

【図６】実施例２を示す回路図である。

【図７】実施例３を示す回路図である。

【図８】実施例４を示す回路図である。

【図９】実施例５を示す回路図である。

【図１０】実施例６を示す回路図である。

【図１１】谷埋回路の各種実施例を示す回路図である。

【図１２】従来例を示す回路図である。

【図１３】従来例の動作説明図である。

【図１４】従来例の動作説明図である。

【図１５】従来例の動作説明図である。

【図１６】他の従来例を示す回路図である。

【図１７】図１６に示した従来例の動作説明図である。

【符号の説明】

１ 谷埋回路 ＡＣ 交流電源 Ｃ₂ コンデンサ Ｃ₃ コンデンサ Ｃａ コンデンサ Ｃｂ コンデンサ Ｄ₀ ダイオード Ｄ₅ ダイオード Ｄａ ダイオード Ｄｂ ダイオード ＩＮＶ インバータ回路 Ｌ 負荷 Ｌ₁ インダクタ Ｌａ インダクタ Ｑ₁ スイッチング素子 Ｑ₂ スイッチング素子 ＲＥ 整流回路 Ｚ インピーダンス要素

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−276756（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−56659（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−56660（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−315269（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/06 H02M 7/538

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源を整流する整流回路と、整流回
   路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換して
   負荷に供給するインバータ回路とを備える電源装置にお
   いて、インバータ回路は、互いに直列接続され交互にオ
   ン・オフされる一対のスイッチング素子と、整流回路の
   直流出力端間と両スイッチング素子の直列回路との間に
   介装されるインピーダンス要素と、コンデンサおよび第
   １のインダクタを備えインピーダンス要素との直列回路
   が少なくとも一方のスイッチング素子の両端間に接続さ
   れるとともに負荷への出力を取り出す共振回路とを備
   え、整流回路の直流出力電圧の高い期間にはインバータ
   回路の出力エネルギの一部を蓄積し低い期間には蓄積エ
   ネルギにより決まる電圧を両スイッチング素子の直列回
   路の両端に印加する谷埋回路をインバータ回路に接続
   し、谷埋回路は、谷埋コンデンサと第２のインダクタと
   谷埋コンデンサの放電方向に直列接続された第１のダイ
   オードとの直列回路がインバータ回路を構成する両スイ
   ッチング素子の直列回路に並列接続され、谷埋コンデン
   サおよび第２のインダクタからなる直列回路と第１のダ
   イオードとの間を両スイッチング素子の接続点と負荷と
   の間に接続する経路を形成しインバータ回路の高周波出
   力を整流して谷埋コンデンサを充電する第２のダイオー
   ドとを備えることを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 交流電源を整流する整流回路と、整流回
   路の出力端に接続され直流電源を高周波出力に変換して
   負荷に供給するインバータ回路とを備える電源装置にお
   いて、インバータ回路は、互いに直列接続され交互にオ
   ン・オフされる一対のスイッチング素子と、整流回路の
   直流出力端間と両スイッチング素子の直列回路との間に
   順方向に介装されるダイオードと、コンデンサおよび第
   １のインダクタを備えダイオードとの直列回路が少なく
   とも一方のスイッチング素子の両端間に接続されるとと
   もに負荷への出力を取り出す共振回路とを備え、整流回
   路の直流出力電圧の高い期間にはインバータ回路の出力
   エネルギの一部を蓄積し低い期間には蓄積エネルギによ
   り決まる電圧を両スイッチング素子の直列回路の両端に
   印加する谷埋回路をインバータ回路に接続し、谷埋回路
   は、谷埋コンデンサと第２のインダクタと谷埋コンデン
   サの放電方向に直列接続された第１のダイオードとの直
   列回路がインバータ回路を構成する両スイッチング素子
   の直列回路 に並列接続され、谷埋コンデンサおよび第２
   のインダクタからなる直列回路と第１のダイオードとの
   間を両スイッチング素子の接続点と負荷との間に接続す
   る経路を形成しインバータ回路の高周波出力を整流して
   谷埋コンデンサを充電する第２のダイオードとを備える
   ことを特徴とする電源装置。
3. 【請求項３】 インバータ回路を構成する両スイッチン
   グ素子の接続点に第２のダイオードのアノードを接続す
   るとともに、正極側のスイッチング素子に第１のダイオ
   ードと第２のダイオードとの直列回路を並列接続し、負
   極側のスイッチング素子に第２のダイオードと谷埋コン
   デンサとの直列回路を並列接続したことを特徴とする請
   求項１または請求項２記載の電源装置。
4. 【請求項４】 インバータ回路を構成する両スイッチン
   グ素子の接続点に第２のダイオードのアノードを接続す
   るとともに、正極側のスイッチング素子に第２のダイオ
   ードと谷埋コンデンサとの直列回路を並列接続し、負極
   側のスイッチング素子に第１のダイオードと第２のダイ
   オードとの直列回路を並列接続したことを特徴とする請
   求項１または請求項２記載の電源装置。
5. 【請求項５】 インバータ回路を構成する両スイッチン
   グ素子の直列回路に別の谷埋コンデンサを並列接続した
   ことを特徴とする請求項３または請求項４記載の電源装
   置。
6. 【請求項６】 第１のインダクタに帰還巻線を設け、帰
   還巻線の出力をインバータ回路の高周波出力として谷埋
   コンデンサを充電することを特徴とする請求項１または
   請求項２記載の電源装置。
7. 【請求項７】 整流回路の直流出力に対して順方向とな
   るダイオードをインピーダンス要素に並列接続したこと
   を特徴とする請求項１記載の電源装置。