CN101976958A - 一种基于功率因素校正的高效调功装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于功率因素校正的高效调功装置，包括：前端功率因素校正电路、后端功率调节电路和微控制器。通过相位捕获模块捕获从电网获得的正弦电压Uac的过零点，通过采样模块获得整流后的直流电压Ui、电流Ii及储能电容两端的电压Uc和绝缘栅双极型晶体管Q₁、Q₄或Q₂、Q₃导通时的输出电流Ic；然后输出脉冲触发信号J，控制前端功率因素校正电路中金属氧化物半导体场效应管的通断，输出脉冲触发信号J₁、J₄分别给绝缘栅双极型晶体管Q₁、Q₄，输出在时序上比脉冲触发信号J₁、J₄延迟1/2Tc，占空比相同的脉冲触发信号J₂、J₃分别给绝缘栅双极型晶体管Q₂、Q₃，控制绝缘栅双极型晶体管Q_1～4的通断，最终使高效调功装置在输出负载所需较大功率的同时，保证近似为1的功率因数和极低的谐波分量。

Description

一种基于功率因素校正的高效调功装置

技术领域

本发明属于功率调节技术领域，更为具体地讲，涉及一种基于功率因素校正的高效调功装置。

背景技术

在节能环保倍受关注的今天，电力作为一种清洁方便的能源获得了越来越广泛的应用。但是，这并不是说只要以电力驱动，就节能环保，用电设备自身是否具有理想的功率因数，是否会对电网产生污染等因素对这一目标的实现有着决定性影响，所以要节能环保，就必须保证用电设备具有电网友好的特性。因用电设备自身的某些特性难以改变，所以设计合理的调功装置，使其在实现功率调节的同时对用电设备加以补偿就成了最有效的途径。

传统的调功装置具有一些明显的缺陷，如谐波分量高(如移相调功)、功率因数低(如饱和电抗器调功)，使其不能很好的满足节能环保的要求。二十世纪八十年代出现的功率因数校正(PFC)技术，不仅可以使功率因数近似为1，而且还可以有效的抑制谐波，是实现节能环保的最理想选择，但其对大功率高频全控开关器件的需求，极大的限制了它的普及，目前仍只在少量小功率设备中有所应用。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于功率因素校正的高效调功装置，以适用于较大功率设备的需求。

为实现上述目的，本发明基于功率因素校正的高效调功装置，包括：

一前端功率因素校正电路；前端功率因素校正电路包括全桥整流电路、储能电感、金属氧化物半导体场效应管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)，二极管以及储能电容；从电网获得的正弦电压Uac经过全桥整流电路后，输出直流电压Ui，然后，经储能电感一路输给二极管正端，再从二极管负端输出给储能电容正端，储能电容的负端接地，另一路输出到金属氧化物半导体场效应管的漏极，金属氧化物半导体场效应管的源极接地；

其特征在于，还包括：

一后端功率调节电路；后端功率调节电路包括四只绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)Q_1～4和变压器；储能电容的正端分别接两只绝缘栅双极型晶体管Q₁、Q₂的集电极，然后这两只绝缘栅双极型晶体管Q₁、Q₂的发射极分别接另两只绝缘栅双极型晶体管Q₃、Q₄的集电极并同时分别接变压器的初级两端，另两只绝缘栅双极型晶体管Q₃、Q₄的发射极接地，变压器的次级输出给用电设备；

一微控制器；微控制器中包括相位捕获模块、采样模块；相位捕获模块用于捕获从电网获得的正弦电压Uac的过零点，采样模块用于采集整流后的直流电压Ui、电流Ii及储能电容两端的电压Uc和绝缘栅双极型晶体管Q₁、Q₄或Q₂、Q3导通时的输出电流Ic；

微控制器输出脉冲触发信号J给前端功率因素校正电路中金属氧化物半导体场效应管的栅极，其占空比为：

其中：

Ts＝Ti/N，

式(1)中，Ts表示金属氧化物半导体场效应管完成一次通断操作的控制周期，Ti表示从电网获得的正弦电压Uac的相邻两次过零点间的时间间隔，N为每一个Ti时间间隔内对金属氧化物半导体场效应管的控制次数，Uim是上一个时间间隔Ti采集直流电压Ui计算得到的幅值，Ucset为储能电容两端的电压Uc的期望值，为根据设计确定的一个常量，n表示Ui过零点后的第n个控制周期，相应的D(n)表示第n个控制周期内脉冲触发信号的占空比，Ii(n)表示第n个控制周期开始时刻采样模块采集的整流后的直流电流Ii的值，Iset为设定电流的幅值，Pset是输出功率设定值，Uirms为整流后的直流电压Ui的有效值，Kp、Kpp为比例控制参数、Ki、Kip为积分控制参数，Ucavg为储能电容两端的电压Uc在一个Ti时间间隔内的平均值；

式(1)中，

表示：

对整流后的直流电流Ii每个时间间隔Ti内的第n个控制周期的设定电流值与采集值的差值进行累加，

式(1)中表示：

对储能电容两端的电压Uc每个时间间隔Ti内期望值Ucset与平均值Ucavg_m的差值进行累加；

其中：

t为调功装置本次运行已经持续的时间；

取小于t/Ti的最大整数；

微控制器输出还输出脉冲触发信号J_1-4分别给四只绝缘栅双极型晶体管Q_1～4的栅极，其中脉冲触发信号J₁、J₄相同，其占空比为：

$\mathrm{Dc}=\frac{1}{2}\frac{\mathrm{Pset}}{\mathrm{Uc}\×\mathrm{Ic}},$ 且小于1/2    (2)

脉冲触发信号J₂、J₃相同，其占空比与脉冲触发信号J₁、J₄相同，但在时序上比脉冲触发信号J₁、J₄延迟1/2Tc，Tc为脉冲触发信号J_1～4的周期。

本发明的发明目的是这样实现的：

随着现代半导体技术的快速发展，全控开关器件在高频和大功率方面不断获得突破。在此背景之下，本发明采用MOSFET和IGBT两种全控开关器件开发了基于PFC技术的调功装置。这两种开关器件均具有开关频率高，导通压降低的特点，且在具有适当正向电压的情况下，其导通与否完全受控于触发信号，这正符合PFC电路的要求。

本发明采用了MOSFET和IGBT作为被控器件，其中MOSFET具有比IGBT更高的开关频率，所以选择MOSFET作为功率因素校正电路中的被控器件，以减小输入电流纹波，从而更好的抑制谐波分量；在相同情况下IGBT的导通压降更低，所以选择IGBT Q_1～4作为后端功率调节电路的被控器件，以减小系统损耗，从而更加节能。

在本发明中，通过相位捕获模块捕获从电网获得的正弦电压Uac的过零点，通过采样模块获得整流后的直流电压Ui、电流Ii及储能电容两端的电压Uc和绝缘栅双极型晶体管Q₁、Q₄或Q₂、Q₃导通时的输出电流Ic；然后按照公式(1)输出脉冲触发信号J，控制前端功率因素校正电路中金属氧化物半导体场效应管的通断，按照公式(2)输出脉冲触发信号J₁、J₄分别给绝缘栅双极型晶体管Q₁、Q₄，输出在时序上比脉冲触发信号J₁、J₄延迟1/2Tc，占空比相同的脉冲触发信号J₂、J₃分别给绝缘栅双极型晶体管Q₂、Q₃，控制绝缘栅双极型晶体管Q_1～4的通断，最终使高效调功装置在输出负载所需较大功率的同时，保证近似为1的功率因数和极低的谐波分量。

附图说明

图1是基于功率因素校正的高效调功装置一种具体实施方式原理图；

图2是图1所示全桥整流电路输入电压Uac、输出电压Ui的波形图；

图3是图1所示全桥整流电路输出直流电流Ii的波形图；

图4是图1所示高效调功装置输出电压效果图；

图5是图1所示高效调功装置的等效电路；

图6是图1所示脉冲触发信号J占空比D(n)的计算框图；

图7是设定电流的幅值Iset的计算框图；

图8是本发明实例的直流电压Ui、直流电流Ii的波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图1是基于功率因素校正的高效调功装置一种具体实施方式原理图。

如图1所示，在本实施例中，本发明的基于功率因素校正的高效调功装置包括前端功率因素校正电路、后端功率调节电路和微控制器。

前端功率因素校正电路包括全桥整流电路TR、储能电感L、金属氧化物半导体场效应管(以下简称，MOSFET)Q，二极管D以及储能电容C。从电网获得的正弦电压Uac经过全桥整流电路TR后，输出直流电压Ui，然后，经储能电感L一路输给二极管D正端，再从经二极管D负端输出给储能电容C正端，储能电容C的负端接地，另一路输出到MOSFET Q的漏极，MOSFET Q的源极接地。

图2是图1所示全桥整流电路输入电压Uac、输出电压Ui的波形图。

如图2所示，从电网获得的正弦电压Uac经全桥整流电路TR整流后，负半周波形翻转180°，输出直流电压Ui，其中，Ti表示从电网获得的正弦电压Uac的相邻两次过零点间的时间间隔。对于中国的电网而言，Ti为10ms。

如图1所示，在调功装置工作工程中，当闭合MOSFET Q时，其两端电压Uq近似为零，此时因储能电容C两端电压Uc远大于MOSFET Q两端电压Uq，所以二极管D承受反压关断，直流电压Ui直接加在储能电感L两端，直流电流Ii逐渐增大，储能电感储能；当MOSFET Q时，由于储能电感L电流不能突变，直流电压Ui与储能电感L产生的感应电动势串联对储能电容C充电，此时直流电流Ii减小，储能电感L放电。

图3是图1所示全桥整流电路输出直流电流Ii的波形图。

如图3所示，图中的锯齿波即为直流电流Ii的近似表示，直流电流Ii的采样Ii(n)每次都是在控制周期开始时刻进行，也就是采到的是直流电流Ii与参考值Iref交点处，即虚线所在位置的值。当MOSFET Q以足够高的频率交替通断时，即脉冲触发信号J的频率足够高时，直流电流Ii的波动会变得极小，可认为直流电流Ii平滑变化。

在本发明中，微控制器输出脉冲触发信号J给前端功率因素校正电路中MOSFET Q的栅极，其占空比为：

由于在实际应用中远小于1，因此，D(n)主要由D1(n)决定，D1(n)为：

$D1\left(n\right)=1-\frac{\mathrm{Uim}}{\mathrm{Ucset}}\×\sin \left(\frac{n}{N}\mathrm{\π}\right)$

同时，相位捕获模块捕获从电网获得的正弦电压Uac的过零点，每次过零点，对n进行清零操作，这就保证了每一次电压过零点时n都从零开始计数，即实现了起始点的同步，并且N＝Ti/Ts，这样，脉冲触发信号J的占空比随直流电压Ui紧密变化，使得输出直流电流Ii也紧随直流电压Ui变化，使直流电流Ii与Ui同频同相的变化，从而达到高功率因数和低谐波分量的目标。

如图1所示，在本实施例中，后端功率调节电路包括四只绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，以下简称IGBT)Q_1～4和变压器。储能电容C的正端分别接两只IGBT Q₁、Q₂的集电极，然后这两只IGBT Q₁、Q₂的发射极分别接另两只IGBT Q₃、Q₄的集电极并同时分别接变压器T的初级两端，另两只IGBT Q₃、Q₄的发射极接地，变压器T的次级输出给用电设备。

因储能电容C两端的两端电压Uc不能突变，且调功装置中的储能电容C的容量足够大，所以对于后端功率调节电路储能电容C为恒压源。本发明调功装置中后端功率调节电路采用IGBT构成的全桥实现，输出波形为方波。变压器T的变比N1/N2可根据负载，即用电设备选择，以适应不同的负载，输出给用电设备的电压为Uo。

图4是图1所示高效调功装置输出电压效果图。

如图4所示，在本实施中，Tc为后端功率调节电路的IGBT完成一次通断动作的周期，在系统中固定不变。Dc为导通时间占整个周期Tc的比例，根据负载的功率需求进行实时调节。当IGBT  Q₁、Q₄导通时，调功装置向负载输出正向脉冲，当IGBT Q₂、Q₃导通时调功装置向负载输出反向脉冲。

如图1所示，微控制器输出脉冲触发信号J_1～4分别给四只IGBT Q_1～4的栅极，其中脉冲触发信号J₁、J₄相同，其占空比为：

$\mathrm{Dc}=\frac{1}{2}\frac{\mathrm{Pest}}{\mathrm{Uc}\×\mathrm{Ic}},$ 且小于1/2；

脉冲触发信号J₂、J₃相同，其占空比与脉冲触发信号J₁、J₄相同，但在时序上比脉冲触发信号J₁、J₄延迟1/2Tc，Tc为脉冲触发信号J₁、J₄的周期。

如图1所示，在本实施例中，微控制器中包括相位捕获模块、采样模块。相位捕获模块用于捕获从电网获得的正弦电压Uac的过零点，采样模块用于采集整流后的直流电压Ui、电流Ii及储能电容两端的电压Uc和绝缘栅双极型晶体管Q₁、Q₄或Q₂、Q3导通时的输出电流Ic。捕获采集这些参数，用于计算微控制器输出脉冲触发信号J、J_1～4的占空比D(n)、Dc。

下面就脉冲触发信号J、J_1～4的占空比D(n)、Dc进行详细说明。

1、脉冲触发信号J占空比D(n)

在保证高功率因数和低谐波分量的情况下，根据负载，即用电设备需求调节输出功率是调功装置的主要任务、功能和核心部分。本发明的调功装置通过控制IGBT Q_1～4的通断时间，向负载输出不同的功率，即设定功率Pset，同时根据此设定功率Pset，调节MOSFET Q的通断，从而使输入功率跟随输出功率的变化，并在整个过程中保持直流电流Ii波形与直流电压Ui波形同频同相，以保证高功率因数和低谐波分量。

通过数学推导，我们得到MOSFET Q的占空比计算公式

$D\left(n\right)=1-\frac{\mathrm{Ui}}{\mathrm{Uc}}+\frac{L\×[\mathrm{Ii}(n+1)-\mathrm{Ii}\left(n\right)]}{\mathrm{Ts}\×\mathrm{Uc}}---\left(3\right)$

上式中Ts表示MOSFET Q完成一次通断操作的控制周期，n表示整流后的直流电压Ui过零点后的第n个控制周期，相应的D(n)表示第n个控制周期内MOSFET Q的占空比，Ii(n)表示第n个周期开始时刻Ii的值，L为储能电感L的电感值，Uc为储能电容C两端的电压值。

由于(3)式中的Ii(n+1)超前于当前周期n，所以无法实际采样得到，且(3)式没有与后续功率调节部分整合的接口，为了弥补这些缺陷，我们用参考值Iref(n+1)代替Ii(n+1)，则式(3)变为

$D\left(n\right)=1-\frac{\mathrm{Ui}}{\mathrm{Uc}}+\frac{L}{\mathrm{Ts}\×\mathrm{Uc}}\×[\mathrm{Iref}(n+1)-\mathrm{Ii}\left(n\right)]---\left(4\right)$

此时Iref(n+1)就可以通过后端功率调节电路给定，从而方便系统集成，又因为要保证直流电流Ii与直流电压Ui同频同相，所以Iref(n+1)必须与直流电压Ui同频同相变化，这可转化为n与相位的一一对应，为了实现同频，我们引入相位捕获，也就是在每一次电网获得的正弦电压Uac过零点，对n进行清零操作，这就保证了每一次电压过零点时n都从零开始计数，即实现了起始点的同步；而同相则要求控制周期Ts与特定的相位步进相对应，也就是控制周期Ts必须与直流电压Ui的周期Ti紧密相关，在本发明的调功装置中控制周期Ts按下式计算：

$\mathrm{Ts}=\frac{\mathrm{Ti}}{N}---\left(5\right)$

其中N为每一个直流电压Ui的周期Ti内对MOSFET Q的控制次数，Ti等于相邻两次过零点间的时间间隔。Iref(n+1)按照下式给出：

$\mathrm{Iref}(n+1)=\mathrm{Iset}\×\sin \left(\frac{n+1}{N}\mathrm{\π}\right)---\left(6\right)$

在(6)式中Iset由后端功率调节电路给定，为设定电流的幅度。

取

则(4)式可表示为：

D(n)＝D1(n)+D2(n)    (7)

由于在实际应用中

远小于1，所以在D(n)中D1(n)占主要部分，即调功装置稳定性主要取决于D1(n)。

图5是图1所示高效调功装置的等效电路。

如图5所示，其中Ri为储能电感L左侧电路的等效电阻，Rs为全桥整流电路TR右侧电路的等效电阻。由图5可得

$\mathrm{Ui}=\mathrm{Uac}\×(1-\frac{\mathrm{Ri}}{\mathrm{Ri}+\mathrm{Rs}})---\left(8\right)$

假设在调功装置中，经采样模块得到直流电压Ui的值直接用于实际控制，如果在某此采样过程中受到干扰，使直流电压Ui的采样值明显小于实际值，此时占空比D1(n)会偏大，直流电流Ii随之上升，进而造成等效电阻Rs减小，由(8)式可知，这又引起直流电压Ui实际值的减小，反过来减小的直流电压Ui又进一步造成占空比D1(n)的增大，即调功装置出现了正反馈，这会极大的破坏调功装置的稳定性。该问题可通过更加稳定可靠的采样调理电路加以抑制，但无疑会增加系统的成本和实现难度，当然也可以通过D2(n)加以修正，但这会造成D2(n)负担过重，进而使调功装置调试变得困难。在本实施例中，用直流电压Ui在上一个周期内的均值来代替实时值，有效抑制了正反馈的发生，提高了系统的稳定性，此时占空比D1(n)变成：

$D1\left(n\right)=1-\frac{\mathrm{Uim}}{\mathrm{Ucset}}\×\sin \left(\frac{n}{N}\mathrm{\π}\right)---\left(9\right)$

其中Uim是用直流电压Ui上一个周期内采样值计算得到的直流电压Ui的幅度，Ucset是储能电容两端电压Uc的期望值，为根据设计确定的一个常量。用期望值Ucset代替储能电容两端电压Uc可以使调功装置具有负反馈特性，使直流电压Uc更加稳定——当储能电容两端电压Uc小于期望值Ucset时，按照(9)式所得占空比D1(n)偏大，输入电流Ii随之增大，则更多的能量存入储能电容C，直流电压Uc随之上升；反之依然。总而言之，通过上述对占空比D1(n)计算公式的改进，不仅抑制了算法中固有的正反馈，更引入了负反馈，使调功装置稳定性得到了极大的提高。

虽然D2(n)对占空比的贡献很小，但其对波形的调节却有着极其重要的作用。分析(3)式可知，由于一个控制周期Ts的时间极短，可以认为在控制周期Ts内直流电压Ui和储能电容两端电压Uc的值保持不变，由占空比D1(n)计算得到的占空比只保持控制周期Ts开始时刻与结束时刻直流电流Ii与参考值Iref相等，无法使直流电流Ii遵循正弦规律，所以D2(n)的修正作用必不可少。对于D2(n)，由于调功装置稳定运行时，储能电容两端电压Uc的波动极小，可以认为其是常量，又因为对于特定的电网，频率波动极小，所以控制周期Ts也可以认为是常量，再加上系统中的储能电感L的电感量也为定值，这时D2(n)可简化为：

D2(n)＝Kp×[Iref(n+1)-Ii(n)]    (10)

其中 $\mathrm{Kp}=\frac{L}{\mathrm{Ts}\×\mathrm{Uc}}.$

分析(10)式可知，D2(n)就是PID控制中的比例项，由控制理论可知，比例调节可减小误差但并不能消除误差，即单纯采用(10)式中的计算方法仍无法使直流电流Ii完全按照Iref(n+1)所表示的正弦规律变化，为此，需要在算法中引入积分项对其加以修正，以从根本上消除误差，使直流电流Ii完全按照给定的正弦变化，此时D2(n)转化为：

其中t为系统本次运行已经持续的时间，Iref_m(n)和Ii_m(n)分别表示系统启动后在第m个直流电压Ui周期内的第n个控制周期的设定值和测量值。由于占空比D(n)是按近似正弦规律变化的，且在直流电流Ii变化时，对于不同的n，D(n)的变化量也不同，如在过零点附近，即n＝0或N附近，D(n)近似为1，变化极小，而当n＝N/2时，D(n)则有较为明显的变化，所以在(11)式中我们采用逐点积分的方法进行处理，从而增强了系统的灵活性。另外随着积分环节的引入，Kp值需要作出调整，不能再通过单纯的计算获得，但可通过实际调试得出。

图6是脉冲触发信号J占空比D(n)的计算框图。

根据上述分析，可以得到脉冲触发信号J占空比D(n)的计算框图，如图6所示。在图6中，G1(s)为直流电压Ui到占空比D1(n)的传递函数，G2(s)为从占空比D(n)到直流电流Ii传递函数，H(s)为直流电流Ii采样通道的传递函数，表示参考值有一个控制周期的超前，Ki/s表示积分调节，其中Ki为积分系数，1/s为积分算子。

2、脉冲触发信号J_1～4的占空比Dc

微控制器输出脉冲触发信号J₁、J₄与J₂、J₃只需IGBT Q₁、Q₄与Q₂、Q₃两对IGBT交替进行通断操作即可实现，其占空比计算公式如下：

$\mathrm{Dc}=\frac{1}{2}\frac{\mathrm{Pset}}{\mathrm{Uc}\×\mathrm{Ic}}---\left(12\right)$

其中Pset是输出功率设定值，Ic是绝缘栅双极型晶体管Q₁、Q₄或Q₂、Q3导通时的输出电流。为了保证变压器T储能的平衡，一个脉冲触发信号J_1～4的周期Tc内两对IGBT的占空比必须相同。

如图1所示，储能电容C输出与后端功率调节电路相连，是传递能量的关键器件，其两端电压Uc的稳定程度直接决定了调功装置的运行状况。由于本装置为调功装置，输出功率必须快速跟随输出功率设定值Pset变化，所以储能电容C两端电压Uc的稳定只能通过调整前端功率因素校正电路的输入实现。输出功率变化引起储能电容C两端电压Uc的变化，储能电容C两端电压Uc的改变又进一步引起输入功率的改变，这使系统连接成为一个整体，但这种逐级传递存在一定的延迟，在输出功率变化较快的应用中，极易造成储能电容C两端电压Uc的大范围波动，破坏系统的稳定性。针对这一问题，本发明设计了输出功率设定值Pset前馈环节，即每次输出功率设定值Pset改变时，在调节功率输出的同时改变前端功率因素校正电路输入部分的电流设定值Iset，实现系统输入与输出同步变化，减小了延迟，提高了系统稳定性。前馈环节的计算公式如下：

$\mathrm{Iset}1=\frac{\sqrt{2}\mathrm{Pset}}{\mathrm{Uirms}}---\left(13\right)$

其中Uirms为直流电压Ui的有效值。

因输入与输出在设定值附近不可避免的存在一些波动，这仍会造成储能电容C两端电压Uc偏离期望值Ucset，为此引入PI调节进行实时修正。又因为前端功率因素校正电路吸收的能量是按照正弦规律变化的，而后端功率调节电路输出功率恒定，所以储能电容C两端电压Uc存在与直流电压Ui同频的小幅波动，因此，我们用储能电容C两端电压Uc在一个直流电压Ui周期内的平均值Ucavg作为PI调节的反馈量。

前端功率因素校正电路直流电流Ii幅度设定值：

Iset＝Iset1+Iset2        (15)

图7是设定电流的幅值Iset的计算框图。

根据上述分析，可以得到设定电流的幅值Iset的计算框图，如图7所示。在图7中，Gp1(s)为输出功率设定值Pset前馈环节的传递函数，Gp2(s)为前端功率因素校正电路的传递函数，Hp(s)为储能电容C两端电压Uc采样通道的传递函数，Kip/s表示积分调节，其中Kip为积分系数，1/s为积分算子。

实例

在本实例中，采用TI公司的TMS320F1812作为微控制器构成本实例的基于功率因素校正的高效调功装置。

图8是本发明实例的直流电压Ui、直流电流Ii的波形图。

如图8所示，上半部分为直流电压Ui的波形，下半部分为直流电流Ii的波形。该图利用TI提供的开发环境CCStudio v3.3，通过在同一时刻对直流电压Ui、直流电流Ii进行采样获得，采样频率为18KHz。从图8中可以看出，除了过零点附近外，直流电流Ii很好的跟踪了直流电压Ui，成功提高了系统的功率因数，降低了谐波含量。

在本发明中，采用直接给出前端功率因素校正电路占空比主要部分D1(n)的方法，降低了前端功率因素校正电路占空比调节的难度，提高了调功装置的稳定性：1)用直流电压Ui上一个周期内的采样值计算得到的电压值代替实时值，有效抑制了表达式中的正反馈特性；2)用储能电容电压两端电压Uc的期望值Ucset代替实际值，使前端功率因素校正电路具有负反馈特性，提高了电容电压两端电压Uc的稳定程度。同时采用分点PI控制方法，对占空比进行微调，使直流电流Ii与直流电压Ui同频同相，最大限度的提高功率因数，降低谐波含量。另外，本发明的调功装置还引入输出功率设定值Pset前馈环节，减弱了系统延迟，实现了输入电流与负载功率的同步变化，使调功装置可运用于需求功率快速变化场合。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims (1)

1.一种基于功率因素校正的高效调功装置，包括：

一前端功率因素校正电路；前端功率因素校正电路包括全桥整流电路、储能电感、金属氧化物半导体场效应管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)，二极管以及储能电容；从电网获得的正弦电压Uac经过全桥整流电路后，输出直流电压Ui，然后，经储能电感一路输给二极管正端，再从二极管负端输出给储能电容正端，储能电容的负端接地，另一路输出到金属氧化物半导体场效应管的漏极，金属氧化物半导体场效应管的源极接地；

其特征在于，还包括：

一后端功率调节电路；后端功率调节电路包括四只绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)Q_1～4和变压器；储能电容的正端分别接两只绝缘栅双极型晶体管Q₁、Q₂的集电极，然后这两只绝缘栅双极型晶体管Q₁、Q₂的发射极分别接另两只绝缘栅双极型晶体管Q₃、Q₄的集电极并同时分别接变压器的初级两端，另两只绝缘栅双极型晶体管Q₃、Q₄的发射极接地，变压器的次级输出给用电设备；

一微控制器；微控制器中包括相位捕获模块、采样模块；相位捕获模块用于捕获从电网获得的正弦电压Uac的过零点，采样模块用于采集整流后的直流电压Ui、电流Ii及储能电容两端的电压Uc和绝缘栅双极型晶体管Q₁、Q₄或Q₂、Q3导通时的输出电流Ic；

微控制器输出脉冲触发信号J给前端功率因素校正电路中金属氧化物半导体场效应管的栅极，其占空比为：

其中：

Ts＝Ti/N，

式(1)中，Ts表示金属氧化物半导体场效应管完成一次通断操作的控制周期，Ti表示从电网获得的正弦电压Uac的相邻两次过零点间的时间间隔，N为每一个Ti时间间隔内对金属氧化物半导体场效应管的控制次数，Uim是上一个时间间隔Ti采集直流电压Ui计算得到的幅值，Ucset为储能电容两端的电压Uc的期望值，为根据设计确定的一个常量，n表示Ui过零点后的第n个控制周期，相应的D(n)表示第n个控制周期内脉冲触发信号的占空比，Ii(n)表示第n个控制周期开始时刻采样模块采集的整流后的直流电流Ii的值，Iset为设定电流的幅值，Pset是输出功率设定值，Uirms为整流后的直流电压Ui的有效值，Kp、Kpp为比例控制参数、Ki、Kip为积分控制参数，Ucavg为储能电容两端的电压Uc在一个Ti时间间隔内的平均值；

式(1)中，

表示：

对整流后的直流电流Ii每个时间间隔Ti内的第n个控制周期的设定电流值与采集值的差值进行累加，

式(1)中表示：

对储能电容两端的电压Uc每个时间间隔Ti内期望值Ucset与平均值Ucavg_m的差值进行累加；

其中：

t为调功装置本次运行已经持续的时间；

为取小于t/Ti的最大整数；

微控制器输出还输出脉冲触发信号J_1～4分别给四只绝缘栅双极型晶体管Q_1～4的栅极，其中脉冲触发信号J₁、J₄相同，其占空比为：

$\mathrm{Dc}=\frac{1}{2}\frac{\mathrm{Pset}}{\mathrm{Uc}\×\mathrm{Ic}},$ 且小于1/2        (2)

脉冲触发信号J₂、J₃相同，其占空比与脉冲触发信号J₁、J₄相同，但在时序上比脉冲触发信号J₁、J₄延迟1/2Tc，Tc为脉冲触发信号J_1～4的周期。

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