CN116455255A - 一种适用于反激式微逆模式切换的控制方法 - Google Patents

一种适用于反激式微逆模式切换的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及及分布式光伏发电领域，旨在提供一种适用于反激式微逆模式切换的控制方法。该控制方法采用峰值电流控制方式对逆变器进行控制，使逆变器工作于电流断续模式(DCM)或者临界断续模式(BCM)；根据峰值电流控制参考值iref的即时数值，生成用于控制主开关管QM通断的PWM信号；利用DCM模式下的占空比最大值Dp，生成两种工作模式下的参考电流，进而调节主开关管QM的占空比以实现电流的正弦交流并网，并基于对占空比最大值Dp的调节实现最大功率点跟踪。本发明可在实现并网电流正弦化的条件下，实现微型逆变器的最大功率点跟踪功能；控制逻辑简单、计算方便，可通过十分简单的电路实现；其硬件产品成本低、运行稳定。

Description

一种适用于反激式微逆模式切换的控制方法
技术领域
本发明涉及分布式光伏发电领域，具体涉及一种适用于反激式微逆模式切换的控制方法。
背景技术
随着光伏系统应用范围的扩展，分布式、户用型的光伏产品将进一步发展。目前的分布式光伏产品与控制相关的器件主要包括微型逆变器、功率优化器等。
在微型逆变器中，反激式微型逆变器是当前商业化较为成功、应用较为广泛的一种。反激式微型逆变器使用反激电路将光伏组件输出的直流电转换为交流电注入电网。一般来讲，反激式微型逆变器通常工作于电流断续模式(Discontinuous Current Mode，DCM)或者电流临界断续模式(Boundary Conduction Mode，BCM)。若要让逆变器尽可能高效工作，通常会在瞬时功率较低，即电网电压过零点附近，使变换器工作于DCM模式，防止过高的开关频率带来的损耗；而在瞬时功率较高，即电网电压处于峰值附近，使变换器工作于BCM模式，防止过高的导通电流带来的损耗。针对DCM模式，目前有利用占空比最大值进行最大功率点跟踪(Maximum Power Point Tracking，MPPT)控制的开环控制方法；针对BCM模式，通常采用需要闭环控制的电压控制方法。然而，针对两种工作模式的不同控制方法的控制参数并不统一；以峰值电流控制为例，如果两种模式的控制参数不统一，则需要设置两套控制系统单独生成各自的参考电流，这会大大增加系统和控制的复杂度。为了解决这一问题，需要对两种工作模式的控制参数进行统一。
因此，提供一种能够开环控制、逻辑简单，且能将两种工作模式的控制参数统一的适用于反激式微逆模式切换的控制方法是适应目前行业需求的。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种适用于反激式微型逆变器模式切换的控制方法。
为解决技术问题，本发明的解决方案是：
提供一种适用于反激式微型逆变器模式切换的控制方法，该反激式微型逆变器包括位于原边电路中与变压器T原边绕组相连的主开关管QM；
该控制方法采用峰值电流控制方式对逆变器进行控制，使逆变器工作于电流断续模式(DCM)或者临界断续模式(BCM)；根据峰值电流控制参考值iref的即时数值，生成用于控制主开关管QM通断的PWM信号；通过采样实时的电网电压vg和并网电流ig，计算得到瞬时并网功率pg，并将其数值与逆变器的预设功率阈值Pth比较；当pg大于Pth时控制逆变器工作于BCM模式，当pg小于Pth时控制逆变器工作于DCM模式；利用DCM模式下的占空比最大值Dp，生成两种工作模式下的参考电流，进而调节主开关管QM的占空比以实现电流的正弦交流并网，并基于对占空比最大值Dp的调节实现最大功率点跟踪。
作为本发明的优选方案，所述峰值电流控制参考值iref的即时数值，在DCM和BCM模式下分别根据下述不同计算方式获得；
其中：
所述占空比最大值Dp满足以下关系式：
上述各式中，iref(t)为参考值iref的即时数值；Dp为DCM模式下占空比最大值，N为变压器T中副边与原边的匝数比；Ipv为光伏组件的输出电流，Vpv为光伏组件的输出电压，ωg为电网电压的角速度，t表示时间；d(t)表示主开关管QM的占空比的即时数值，Lm为变压器T的励磁电感，Vg为电网电压有效值，fsw-DCM表示DCM模式下反激式微逆的工作频率。
作为本发明的优选方案，为实现最大功率点跟踪，在控制过程中持续对DCM模式下占空比最大值Dp进行调节；具体包括以下步骤：
(1)设占空比最大值Dp的初始值为0；
(2)将光伏组件的输出电流Ipv和输出电压Vpv做乘法运算，得到本周期的光伏组件输出功率Ppv；将该值与上一周期的输出功率做比较，得到输出功率的变化方向；
(3)调整占空比最大值Dp，并将其数值与上一周期的值做比较，得到占空比最大值Dp的变化方向；
(4)若本周期内输出功率Ppv和占空比最大值Dp同时增大或者同时减小，则在下周期增大占空比最大值Dp的值；若本周期内两者的变化方向不一致，则下周期减小占空比最大值Dp的值。
本发明进一步提供了用于实现前述适用于反激式微逆模式切换的控制方法的逆变器控制器，该控制器包括依次电连接的采样模块、MPPT控制模块、参考值计算模块和PWM生成模块，采样模块还同时分别电连接参考值计算模块和PWM生成模块；
所述采样模块用于采集逆变器和电网运行参数，并向MPPT控制模块输出光伏组件的输出电流Ipv和输出电压Vpv，向参考值计算模块输出光伏组件的输出电压Vpv和电网电压有效值Vg；向PWM生成模块输出变压器原边电流ip和变压器副边电流is，以及电网电压vg和电网电流ig的实时值；
所述MPPT控制模块用于生成DCM模式下占空比最大值Dp，输出至参考值计算模块；
所述参考值计算模块用于计算获得峰值电流控制的参考值iref的即时数值，输出至PWM生成模块；
所述PWM生成模块用于产生PWM信号，输出至主开关管QM以控制其通断。
本发明还提供了一种用于实现前述最大功率点跟踪控制方法的反激式微型逆变器，包括原边电路、变压器T和副边电路，原边电路中设有与变压器T原边绕组相连的主开关管QM；逆变器的输入端与光伏组件的输出端相连，逆变器的输出端与电网vg相连；该反激式微型逆变器还包括所述的逆变器控制器，控制器中的PWM生成模块电连接至主开关管QM。
作为本发明的优选方案，所述原边电路还包括输入电解电容Cin；输入电解电容Cin并联在光伏组件的输出两端，Cin的正极与光伏组件的正极相连，同时该端与变压器原边绕组的一端相连；变压器原边绕组另一端与主开关管QM漏极相连，QM源极接至Cin负极，即与接地端相连。
作为本发明的优选方案，所述副边电路包括整流二极管DM、副边解耦电容Co、桥式展开电路和CL滤波电路；变压器T的副边绕组与整流二极管DM串联后与桥式展开电路相连，桥式展开电路的两个桥臂中间并联CL滤波电路，CL滤波电路的输出与电网输入端相连；副边解耦电容Co并联于桥式展开电路两端，副边解耦电容Co与副边地相连的一端与变压器副边绕组中未与整流二极管DM相连的一端相连。
作为本发明的优选方案，所述桥式展开电路包含四个MOS开关管Q1、Q2、Q3和Q4，其中开关Q1和Q4在电网电压处于正半周期时导通，反之关断；开关管Q2和Q3在电网电压处于负半周期时导通，反之关断。
作为本发明的优选方案，所述CL滤波电路包括滤波电容Cf和滤波电感Lf；其中，滤波电容Cf跨接于开关管Q1的源极和开关管Q3的漏极之间，滤波电感Lf连接滤波电容Cf和电网输入端一侧，电网输入端的另一侧与滤波电容Cf不与滤波电感Lf相连的另一端相连。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
1、本发明提供的逆变器控制方法可在实现并网电流正弦化的条件下，实现微型逆变器的最大功率点跟踪功能；
2、本发明的控制逻辑简单，计算方便，可以通过十分简单的电路实现；因此其硬件产品成本低、运行稳定。
附图说明
图1是本发明所述的反激式微型逆变器的电路结构示意图。
图2是本发明所述的变换器控制器的电路结构示意图。
图3是本发明所述最大功率点跟踪控制方法流程图。
图4是本发明反激式微型逆变器模式切换下的变压器原边和副边电流。
图5是本发明所述反激式微逆最大功率点跟踪实现原理的推导图。
图6是本发明所述反激式微逆模式选择判断流程图。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中要使用的附图作简单地介绍。
图1是本发明所述反激式微型逆变器示意图。所述反激式逆变器包含原边电路、高频变压器T以及副边电路。逆变器的输入端与光伏组件相连，输出端与电网vg相连。
其中，原边电路包含输入电解电容Cin和主功率MOS开关管QM(以下简称为主开关管QM)。其连接方式为，输入电解电容Cin并联在光伏组件的输出两端，Cin的正极与光伏组件的正极相连，同时该端与变压器原边绕组的一端相连。变压器原边绕组另一端与主开关管QM漏极相连，QM源极接至Cin负极，即与接地端相连。
副边电路包含一个整流二极管DM，一个副边解耦电容Co，一个由MOS开关管Q1，Q2，Q3和Q4组成的桥式展开电路，以及由滤波电容Cf和滤波电感Lf组成的CL滤波电路。其连接方式为，变压器副边与原边和Cin相连的一端的异名端与整流二极管DM的阳极相连，整流二极管DM的阴极与Co的一端相连，同时该端与Q1和Q4的漏极相连；Q1的源极与Q2的漏极相连，Q4的源极与Q3的漏极相连；Q2和Q3的源极与电容Co的另一端相连，同时该端与副边绕组不与DM相连的一端相连。滤波电容Cf接在QI源极和Q3漏极之间，滤波电感Lf一端与Q1源极相连，另一端与电网vg的一端相连，电网vg的另一端与Q3的漏极相连。对于Q1、Q2、Q3、Q4，当电网电压处于正半周期时，Q1和Q3导通，当电网电压处于负半周期时，Q2和Q4导通。
反激式逆变器的主要电路结构属于公知技术，由于其电路结构和功能实现原理已有许多文献书籍介绍，本发明对此不再赘述。
图2是本发明所述反激式微型逆变器的控制器示意图。
该逆变器控制器包含依次电连接的采样模块、MPPT控制模块、参考值计算模块和PWM生成模块，采样模块还同时分别电连接参考值计算模块和PWM生成模块。
采样模块用于采集逆变器和电网运行参数，通过采样得到光伏组件输出电压Vpv，光伏组件输出电流Ipv，变压器原边电流ip，变压器副边电流is，电网电压vg等信号的采样值。采样模块将输出电流Ipv和输出电压Vp输出至MPPT模块，由后者生成DCM模式下占空比最大值Dp。利用Dp能够调节主开关管QM的占空比，实现电流的正弦交流并网。
DCM模式下占空比最大值Dp满足以下关系式：
式中，Ipv为光伏组件的输出电流，Vpv为光伏组件的输出电压，Lm为变压器T的励磁电感，fsw-DCM为DCM模式下，逆变器定频工作时的开关频率。
DCM模式下占空比最大值Dp与光伏组件的输出电压Vpv和电网电压有效值Vg一起被输入至参考值计算模块，由其根据下式计算得到DCM和BCM两种模式下的峰值电流控制参考值iref的即时数值：
其中：
式中，iref(t)为电流参考值iref的即时数值；k为占空比控制因子，N为变压器T中副边与原边的占空比，ωg为电网电压的角速度，t表示时间；d(t)表示主开关管QM的占空比的即时值。
然后将该参考值的即时数值iref与变压器原边电流ip和变压器副边电流is共同输入至PWM生成模块，同时也将变换器输出的电压vg和电流ig同时输入PWM生成模块，计算得到逆变器输出的瞬时功率pg。PWM生成模块根据该瞬时值的大小与功率阈值Pth的比较结果选择相应的工作模式(DCM或者BCM)，进而得到控制QM通断的PWM信号。PWM生成模块的功能实现方式属于公知技术，由于PWM信号的生成方式已有许多文献书籍介绍，本发明对此不再赘述。
图3是本发明所述最大功率点跟踪控制方法流程图。
为实现最大功率点跟踪，本发明需在控制过程中对DCM模式下占空比最大值Dp进行持续调节；具体包括以下步骤：
首先，设Dp的初始值为0；通过对Vpv和Ipv做乘法运算，得到实时的光伏组件的输出功率Ppv，并将该值与上一周期得到的功率值做比较，得到功率的变化方向。若变大，记为1，反之记为0；同理得到Dp的变化方向。若本周期内，Ppv和Dp同时增大或者同时减小，则下周期增大Dp的值；若本周期内Ppv和Dp的变化方向不一致，则下周期减小Dp的值，很明显这之间存在一个同或的关系。
具体实例如下表所示：
本周期Ppv变化方向 本周期Dp变化方向 下周期Dp变化方向
1(增加) 1(增加) 1(增加)
1(增加) 0(减少) 0(减少)
0(减少) 0(减少) 1(增加)
0(减少) 1(增加) 0(减少)
通过在控制过程中持续对DCM模式下占空比最大值Dp进行调节，能够让Dp实时跟踪光伏组件和电网的运行参数变化情况，并由其数值的改变影响到PWM控制信号的调整。最终通过调节反激式微型逆变器的运行，使光伏组件能够运行在最大功率输出状态。
需要说明的是，虽然本发明中将Dp命名为DCM模式下利用占空比最大值，但在进行DCM和BCM模式下峰值电流控制参考值iref的即时数值计算时，都会用到该参数；并且，在DCM和BCM模式下的控制过程中，都可以参照上述流程对该参数的具体数值进行适应性调整。
图4是本发明反激型微型逆变器在模式切换状态下变压器原副边电流。
下面结合图1～5，对于本发明所述控制方法的实现原理进行更为详细的说明：
先简要介绍DCM模式下利用占空比最大值Dp控制MPPT的基本原理。
由于主开关管QM的开关频率远高于电网工频，因此为了简化分析，假设在一个开开关周期内，电网电压保持不变。结合DCM模式下反激式微逆本身工作特性，可以得出，QM的导通时间为：
式中，iref-DCM(t)为电流参考值iref在DCM模式时的即时数值；
同时，不难得出励磁电感电流从峰值降低到0的时间toff满足以下关系：
由于副边采用的桥式展开电路只起到了将馒头波转换为正弦波的作用，因此可以认为，变压器T副边电流的平均值即为并网电流：
其中，ig(t)为并网电流ig的即时数值，Ig为并网电流有效值，Vg为电网电压有效值，t表示时间；
结合以上各式，若要保证并网电流为正弦值，则不难得出导通时间ton需要按照正弦规律变化。由于DCM模式下开关定频工作，因此可以认为，占空比需要按照正弦规律变化，则ton满足以下式子：
其中Dp即为DCM模式下占空比的最大值，其数值由MPPT控制电路生成。
若QM满足上述关系，可以得出此时的副边电流的平均值为：
同时，忽略变换器本身损耗，假设输入功率等于输出功率的有效值：
Ppv＝VgIg＝VpvIpv＝Pgactive
Pgactive表示逆变器输出有功功率。进一步地，可以得出如下关系式：
从该关系式中不难看出，此时Ipv是Vpv的正比例函数，将该正比例函数与光伏组件的I-V，P-V曲线画到同一张图中，即可得到图5。从图5不难看出，随着Dp值的增大，该正比例函数的斜率也在增大，同时该正比例函数与光伏组件的I-V特性曲线有唯一确定的交点，这意味着每一个Dp值就对应着一个工作点。
若要采用控制Dp值的方式控制MPPT，则相关逻辑关系可做如下描述：若在本周期Dp值增大，同时光伏组件输出功率Ppv也增大，则下一控制周期继续增大Dp值，反之若在本周期随着Dp值的增大Ppv减小，则下一控制周期需要减小Dp值；若在本周期Dp值减小，同时Ppv减小，则下一控制周期需要减小Dp值，反之则增大Dp值。若将Dp值和Ppv的增大记为逻辑1，减小记为逻辑0，则按照以上描述可以得到如上文中的表格所示的逻辑关系表，不难看出，下一控制周期的Dp值的变化方向与本周期Dp值和Ppv的变化方向之间是同或关系，这也与图3所描述流程图相符。只要按照上述流程控制Dp值，就一定存在一个确定的值Dmpp，使得光伏组件在DCM模式下的工作点位于最大功率点所对应的电压Vmpp和功率Pmpp处。
接下来具体说明BCM模式下如何进行控制，同理，若采用峰值电流控制，则BCM模式下的电流参考值大小为：
式中，iref-BM(t)为电流参考值iref在BCM模式时的即时数值；
由于副边采用的桥式展开电路只起到了将馒头波转换为正弦波的作用，因此可以认为，变压器T副边电流的平均值即为并网电流：
同时，得出：
其中d(t)表示BCM模式下主开关管QM的占空比的即时数值。
结合以上式子，若要保证并网电流为正弦值，同时也用DCM模式下的占空比最大值Dp进行MPPT控制，则通过参数的调整可以得出，此时QM的导通时间在BCM模式下必须满足以下关系：
下面具体说明该式的正确性：
当BCM模式下，QM的导通时间满足以上式子时，不难得出，此时的副边电流的平均值为：
很明显，此时的副边电流平均值与DCM模式下得到的电流平均值相等，这意味这，若控制BCM模式下，控制QM的导通时间满足本专利所述的导通时间，即可使得两种模式下得到的并网电流始终恒等，也即此时两种模式下输出的功率相等。这也表明，此时BCM模式下的MPPT功能也能实现。
从而可以得到此时，在BCM模式下反激式微逆的电流参考值iref-BCM的即时值为：
综上所述，只要控制Dp这一个变量，通过对应模式下参考电流的生成，即可同时满足DCM和BCM两种模式下，反激式微逆的MPPT功能以及并网功能。进一步推导可以得到，采用Dp为唯一控制变量，在两种模式下生成得到的电流参考值如下式所示：
图6展示了对逆变器进行工作模式选择的基本流程图。
在实际工作的过程中，半个工频周期内，控制器会采样实时的电网电压vg和并网电流ig，进而计算得到瞬时并网功率pg。由技术人员根据逆变器的实际工况设置功率阈值Pth，当pg大于Pth时，控制逆变器工作于BCM模式，当pg小于Pth时，控制逆变器工作于DCM模式。
综上所述，反激式微型逆变器在控制电路的控制下，最终可以在保证并网电流正弦化的前提下，实现最大功率点跟踪功能，且可以实现DCM和BCM模式下控制参数的统一。同时，以上控制方式实现简单，也可通过模拟控制的方式实现，在此不作赘述。
以上所述的具体实施方式对本发明的技术方案和有益效果进行了详细说明，应理解的是以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，凡在本发明的原则范围内所做的任何修改、补充和等同替换等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种适用于反激式微逆模式切换的控制方法，该反激式微型逆变器包括位于原边电路中与变压器T原边绕组相连的主开关管QM；其特征在于，
该控制方法采用峰值电流控制方式对逆变器进行控制，使逆变器工作于电流断续模式(DCM)或者临界断续模式(BCM)；根据峰值电流控制参考值iref的即时数值，生成用于控制主开关管QM通断的PWM信号；通过采样实时的电网电压vg和并网电流ig，计算得到瞬时并网功率pg，并将其数值与逆变器的预设功率阈值Pth比较；当pg大于Pth时控制逆变器工作于BCM模式，当pg小于Pth时控制逆变器工作于DCM模式；利用DCM模式下的占空比最大值Dp，生成两种工作模式下的参考电流，进而调节主开关管QM的占空比以实现电流的正弦交流并网，并基于对占空比最大值Dp的调节实现最大功率点跟踪。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述峰值电流控制参考值iref的即时数值，在DCM和BCM模式下分别根据下述不同计算方式获得；
其中：
所述占空比最大值Dp满足以下关系式：
上述各式中，iref(t)为参考值iref的即时数值；Dp为DCM模式下占空比最大值，N为变压器T中副边与原边的匝数比；Ipv为光伏组件的输出电流，Vpv为光伏组件的输出电压，ωg为电网电压的角速度，t表示时间；d(t)表示主开关管QM的占空比的即时数值，Lm为变压器T的励磁电感，Vg为电网电压有效值，fsw-DCM表示DCM模式下反激式微逆的工作频率。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，为实现最大功率点跟踪，在控制过程中持续对DCM模式下占空比最大值Dp进行调节；具体包括以下步骤：
(1)设占空比最大值Dp的初始值为0；
(2)将光伏组件的输出电流Ipv和输出电压Vpv做乘法运算，得到本周期的光伏组件输出功率Ppv；将该值与上一周期的输出功率做比较，得到输出功率的变化方向；
(3)调整占空比最大值Dp，并将其数值与上一周期的值做比较，得到占空比最大值Dp的变化方向；
(4)若本周期内输出功率Ppv和占空比最大值Dp同时增大或者同时减小，则在下周期增大占空比最大值Dp的值；若本周期内两者的变化方向不一致，则下周期减小占空比最大值Dp的值。
4.一种用于实现权利要求1中所述适用于反激式微逆模式切换的控制方法的逆变器控制器，其特征在于，该控制器包括依次电连接的采样模块、MPPT控制模块、参考值计算模块和PWM生成模块，采样模块还同时分别电连接参考值计算模块和PWM生成模块；
所述采样模块用于采集逆变器和电网运行参数，并向MPPT控制模块输出光伏组件的输出电流Ipv和输出电压Vpv，向参考值计算模块输出光伏组件的输出电压Vpv和电网电压有效值Vg；向PWM生成模块输出变压器原边电流ip和变压器副边电流is，以及电网电压vg和电网电流ig的实时值；
所述MPPT控制模块用于生成DCM模式下占空比最大值Dp，输出至参考值计算模块；
所述参考值计算模块用于计算获得峰值电流控制的参考值iref的即时数值，输出至PWM生成模块；
所述PWM生成模块用于计算PWM信号，输出至主开关管QM以控制其通断；该模块将计算并网瞬时功率pg的大小，当并网瞬时功率pg小于阈值功率Pth时，PWM生成模块根据DCM模式下的电流参考值生成使逆变器工作于DCM模式的PWM信号；当并网瞬时功率pg大于阈值功率Pth时，PWM生成模块根据BCM模式下的电流参考值生成使逆变器工作于BCM模式的PWM信号。
5.一种用于实现最大功率点跟踪控制方法的反激式微型逆变器，包括原边电路、变压器T和副边电路，原边电路中设有与变压器T原边绕组相连的主开关管QM；逆变器的输入端与光伏组件的输出端相连，逆变器的输出端与电网vg相连；其特征在于，该反激式微型逆变器还包括权利要求3所述的逆变器控制器，控制器中的PWM生成模块电连接至主开关管QM。
6.根据权利要求5所述的反激式微型逆变器，其特征在于，所述原边电路还包括输入电解电容Cin；输入电解电容Cin并联在光伏组件的输出两端，Cin的正极与光伏组件的正极相连，同时该端与变压器原边绕组的一端相连；变压器原边绕组另一端与主开关管QM漏极相连，QM源极接至Cin负极，即与接地端相连。
7.根据权利要求5所述的反激式微型逆变器，其特征在于，所述副边电路包括整流二极管DM、副边解耦电容Co、桥式展开电路和CL滤波电路；变压器T的副边绕组与整流二极管DM串联后与桥式展开电路相连，桥式展开电路的两个桥臂中间并联CL滤波电路，CL滤波电路的输出与电网输入端相连；副边解耦电容Co并联于桥式展开电路两端，副边解耦电容Co与副边地相连的一端与变压器副边绕组中未与整流二极管DM相连的一端相连。
8.根据权利要求7所述的反激式微型逆变器，其特征在于，所述桥式展开电路包含四个MOS开关管Q1、Q2、Q3和Q4，其中开关Q1和Q4在电网电压处于正半周期时导通，反之关断；开关管Q2和Q3在电网电压处于负半周期时导通，反之关断。
9.根据权利要求8所述的反激式微型逆变器，其特征在于，所述CL滤波电路包括滤波电容Cf和滤波电感Lf；其中，滤波电容Cf跨接于开关管Q1的源极和开关管Q3的漏极之间，滤波电感Lf连接滤波电容Cf和电网输入端一侧，电网输入端的另一侧与滤波电容Cf不与滤波电感Lf相连的另一端相连。
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