CN104135034A - 基于lc滤波的单相光伏并网逆变器网压解耦控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于LC滤波的单相光伏并网逆变器网压解耦控制方法，其包括以下步骤：步骤1、通过采样获取电网电压、滤波电感电流和母线电压；步骤2、采用双环逆变控制方法，计算逆变全桥电路中各开关管的导通时间。逆变全桥的开关开闭使逆变器输出与电网电压同频同相的正弦电流，保证母线电压稳定，即有多少能量输入，逆变电路就将多少能量输送到电网上，提高并网电流质量，可以使逆变器按单位功率因素运行，并且可以实现功率因素调整，向电网输送无功补偿分量。

Description

基于LC滤波的单相光伏并网逆变器网压解耦控制方法

技术领域

本发明涉及光伏并网逆变器的优化控制，提出一种基于LC滤波的光伏并网逆变器网压解耦控制方法，属于太阳能光伏发电技术领域。

背景技术

太阳能是当前世界上最清洁、最现实、大规模开发利用最有前景的可再生能源之一。太阳能光伏并网发电是太阳能光伏利用的主要趋势，必将得到快速的发展。光伏并网逆变器是光伏发电系统的核心，是新能源发电、微电网等与大电网之间的接口电路，其进网电流质量控制是关键技术之一。光伏并网逆变器通常包括基于高频开关的PWM调制逆变拓扑、并网连接的L/LC/LCL低通滤波器、电压电流信号检测电路、逆变控制环以及驱动电路。逆变器并网控制是逆变器技术中的核心，硬件上要求滤波环节性能优良，对并网控制方法也提出了很高要求。并网逆变器的控制目标是使逆变器的输出电压无差别地跟踪市电电压，并且并网功率因素为1，并网电流THD值在额定功率运行时低于5％。

并网连接的L/LC/LCL低通滤波器设计对系统稳定性和并网电流波形质量至关重要，L滤波器是一阶系统，较少采用；LC滤波器是二阶系统，既能有很好的频带特性，相比三阶的LCL滤波稳定性更好，体积质量更小。根据逆变器拓扑和滤波环节的差异，国内外学者提出了多种控制方法，主要有迟滞控制、重复控制、预测控制、主动阻尼控制以及闭环控制等。目前大部分的研究都是针对特定的设备，集中分析电流内环采用电感电流反馈和电容电流反馈的区别，两者在网压跟踪效果上区别不大，但是电容电流反馈的抗负载扰动性能优于电感电流反馈，而电流保护能力不如电感电流反馈。

为抑制电网扰动对并网电流的影响，常采用网压解耦控制。即通过网压前馈，使电流调节器的输入由电压前馈和电流指令信号构成，若网压前馈能够克服电网扰动，则电流指令维持在一个小值时也能获得要求的并网电流，从而大大降低电流调节器的负担。传统的解耦控制都采用网压采样前馈，并未考虑滤波器对电流电压的相位影响，无法实现单位功率因素运行。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于LC滤波的单相光伏并网逆变器网压解耦控制方法及其系统。本控制方法及其系统，针对传统的逆变器双环控制方法中电网电压畸变对电流内环输出的干扰无法滤除的缺点，采用LC滤波的电容电流反馈，并用网压有效值分量加网压畸变分量代替网压采样前馈，以实现并网电压和并网电流控制的解耦。

为了实现上述目的，本发明采取的技术方案是：

一种基于LC滤波的单相光伏并网逆变器网压解耦控制方法，所述单相光伏并网逆变器包括光伏组件、BOOST升压电路、由结构相同的开关管T1、T2、T3、T4组成的逆变全桥电路、LC滤波电路，所述BOOST升压电路用于将光伏组件输出的直流电进行升压，并输出给逆变全桥电路，所述逆变全桥电路用于将升压后的直流电调制成正弦交流电信号，再通过LC滤波电路进行滤波和换相后输出至交流电网，其中，所述开关管T1和开关管T2串联后并接于BOOST升压电路的输出端，所述开关管T3和开关管T4串联后亦并接于BOOST升压电路的输出端，所述LC滤波电路包括滤波电容C和滤波电感L，所述滤波电容C和滤波电感L串联，滤波电感L的另一端连接至开关管T1和开关管T2之间，滤波电容C的另一端连接至开关管T3和开关管T4之间，所述交流电网并联于滤波电容C的两端，其包括以下步骤：

步骤1、通过采样获取电网电压、滤波电感电流和母线电压；

步骤2、采用双环逆变控制方法，计算逆变全桥电路中各开关管的导通时间，所述双环逆变控制方法是指在单环基础上加入母线电压外环控制母线电压稳定，电压外环的输出就是电流内环的参考电流；电流内环控制产生与网压同频同相的正弦电流，其包括以下步骤：

步骤21、采样计算得到一个电网周期的母线电压U_dc，与其参考值比较误差e_dc(k)： $e_{\mathrm{dc}}\left(k\right)=U_{\mathrm{dc}}-U_{\mathrm{dc}}^{*};$

步骤22、所述误差e_dc(k)经过母线电压PI调节器，得到PI调节器输出u(k)＝u(k-1)+K_p1[e_dc(k)-e_dc(k-1)]+K_i1e_dc(k)，每一个电网周期计算一次，K_p1和K_i1为PI控制器参数；

步骤23、所述PI调节器输出u(k)为电流内环参考值I^*的控制指令，将其视为参考电流的有效值；锁相环节锁相得到sin(ωt)，步骤1得到滤波电感电流i_L，令正弦表超前α角，计算滤波电感电流误差：为实现交流电流信号无静差跟踪，电流内环采用准PR控制器双线性差分离散，计算电流内环输出：c(k)＝K_p2Δi_L(k)+ac(k-1)-bc(k-2)+K_r[Δi_L(k)-Δi_L(k-2)]，a,b与电网频率和带宽选取有关，K_p2和K_r为准PR控制器参数；

步骤24、获得逆变全桥电路的占空比，所述逆变全桥电路的占空比为电流内环输出c(k)与网压解耦前馈u_fb相加后再与母线电压U_dc的比值：u_r＝[c(k)+u_fb]/u_dc；

步骤25、为降低逆变全桥电路各开关管的损耗，提高转换效率，采用单极性调制方式，计算各开关管的导通时间：u_r>0，开关管T1和开关管T4占空比为u_r，开关管T2和开关管T3不导通；u_r≤0，开关管T2和开关管T3占空比为-u_r，开关管T1和开关管T4不导通。

步骤24中所述网压解耦前馈u_fb的计算方法包括以下步骤：

步骤241、由于滤波环节采用LC滤波电路，电流内环控制方式采用电感电流反馈控制，PWM逆变开关频率与采样频率一致，锁相环节锁相网压得到sin(ωt)，电压采样电路采样得到电网电压u_n，一个周期内运用均方根公式求得电网电压有效值U_n；

步骤242、计算一个周期内网压畸变量：视为噪声；

步骤243、前馈电压信号

LC滤波电路引起的相位滞后α：其中，I_C为滤波电容C的电流值，I_g为并网电流。

所述开关管T1、T2、T3、T4均为IGBT功率管，滤波电感L的另一端连接至开关管T1的源极和开关管T2的漏极之间，滤波电容C的另一端连接至开关管T3的源极和开关管T4的漏极之间。

所述BOOST升压电路包括电感L1、二极管D、开关管T，所述电感L1和开关管T串联后并接于光伏组件的两端，所述二极管D的正极连接于电感L1和开关管T之间，其负极连接至开关管T1的漏极。

所述方法进一步包括采样获取光伏组件的输出电压和输出电流，利用爬山法计算开关管T的导通时间。

所述爬山法包括以下步骤：

由电压采样电路和电流采样电流分别得到V_pv(k)、V_pv(k-1)、i_pv(k)、i_pv(k-1)、U_dc，计算光伏组件输出功率增量：ΔP＝V_pv(k)i_pv(k)-V_pv(k-1)i_pv(k-1)，其中，V_pv(k)、V_pv(k-1)分别为光伏组件在k时刻和k-1时刻的输出电压，i_pv(k)、i_pv(k-1)分别为光伏组件在k时刻和k-1时刻的输出电流；

如果ΔP>0，说明工作点在P-V特性曲线的右侧上坡段；如果ΔP<0，说明工作点在P-V特性曲线的左侧下坡段；如果ΔP＝0，说明工作点在P-V特性曲线的最大功率点；

在BOOST升压电路有中，U_dc/V_PV＝1/(1-D),D是开关管T的占空比，当ΔP>0，V_ord(k+1)＝V_pv(k)+ΔV；当ΔP<0，V_ord(k+1)＝V_pv(k)-ΔV；当ΔP＝0，V_ord(k+1)＝V_pv(k)，则其中，V_ord(k+1)为k+1时刻Mppt控制器的电压指令值；

将开关管T的占空比D(k+1)与开关管T的开关周期相乘即为开关管T的导通时间。

与现有技术相比，本发明的优势体现在：

1、在双环控制的基础上加入网压解耦控制方法，解决了电网电压畸变对并网电流输出造成干扰的问题，同时也降低了电流控制器的负担。本发明的解耦控制有助于提高并网电流质量，可以使逆变器按单位功率因素运行，并且可以实现功率因素调整，向电网输送无功补偿分量。

2、双环控制和准PR电流控制器可以实现电流无静差跟踪，提高了控制系统的稳定性和可靠性。

附图说明

图1、光伏并网逆变器拓扑及控制系统图；

图2、本发明提出的并网逆变器网压解耦控制框图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明的内容做进一步详细说明。

实施例

图1给出了基于LC的单相双极式非隔离型光伏并网逆变器的拓扑结构和控制系统图。前级Boost电路给母线电容充电，实现直流母线升压以及光伏组件的MPPT控制功能。后级逆变部分采用双环控制实现功率变换。双环是指以母线电容稳压为目的的电压外环和以功率输出为目的电流内环。U_{b_ref}根据母线电容耐压和实际需要选取，一般为400V。电压外环母线电压调节器采用PI控制，它能够实现对U_{b_ref}无静差跟踪。电流内环采用电感电流反馈控制和网压解耦控制，电流控制器采用准PR控制器。

图2为本发明提出的逆变器网压解耦控制方法框图。I^*是并网电流的给定信号；G₁(s)是电流调节器；忽略功率器件压降及死区时间的非线性影响，SPWM控制方式下的桥式逆变环节可视为一个高增益的小惯性环节，该环节可以用来表示，K为开环增益，T为时间常数；是交流电感L和电路阻抗R组成的滤波环节；G_n(s)是系统控制中采用的网压前馈解耦环节，消除网压对电流内环的干扰；为电容滤波环节。

基于LC的单相并网逆变器网压解耦控制方法，其包括以下步骤：

(1)通过控制系统的电压采样电路模块和电流采样电路模块，检测到光伏组件输出电压、输出电流，同时检测电网电压(以下称网压)、滤波电感电流、母线电压等参数；

(2)利用控制系统中的DSP控制器，依据步骤(1)中的光伏组件输出电压、输出电流，采用爬山法计算升压电路开关的导通时间；

(3)利用控制系统中的DSP控制器，依据步骤(1)中的电网电压、滤波电感电流、母线电压，采用双环逆变控制算法，计算逆变全桥电路开关的导通时间；所述的双环逆变控制算法是指在单环基础上加入母线电压外环控制母线电压稳定，电压外环的输出就是电流内环的参考电流；电流内环控制产生与网压同频同相的正弦电流。

(4)由步骤(2)和步骤(3)中DSP控制器计算得到的PWM控制信号经由驱动电路放大后，分别控制BOOST升压电路的开关开闭和逆变全桥的开关开闭。BOOST升压电路开关开闭实现光伏组件的最大功率跟踪(MPPT)，将能量向后级传输；逆变全桥的开关开闭使逆变器输出与电网电压同频同相的正弦电流，保证母线电压稳定，即有多少能量输入，逆变电路就将多少能量输送到电网上。

所述步骤(2)中，爬山法包括以下步骤：

A、由电压采样电路和电流采样电流分别得到V_pv(k)、V_pv(k-1)、i_pv(k)、i_pv(k-1)、U_dc，计算光伏组件输出功率增量：ΔP＝V_pv(k)i_pv(k)-V_pv(k-1)i_pv(k-1)；

B、如果ΔP>0，说明工作点在P-V特性曲线的右侧上坡段；如果ΔP<0，说明工作点在P-V特性曲线的左侧下坡段；如果ΔP＝0，说明工作点在P-V特性曲线的最大功率点。BOOST电路有：U_dc/V_PV＝1/(1-D),U_dc是母线电压，D是占空比。当ΔP>0，V_ord(k+1)＝V_pv(k)+ΔV；当ΔP<0，V_ord(k+1)＝V_pv(k)-ΔV；当ΔP＝0，V_ord(k+1)＝V_pv(k)。那么

C、将占空比D(k+1)乘BOOST电路的开关周期即可得到开关导通的时间。

所述步骤(3)中的双环控制算法，包括以下步骤；

a、采样计算得到一个电网周期的母线电压U_dc，与其参考值(定值)比较误差： $e_{\mathrm{dc}}\left(k\right)=U_{\mathrm{dc}}-U_{\mathrm{dc}}^{*};$

b、经过母线电压PI调节器，得到控制器输出u(k)＝u(k-1)+K_p1[e_dc(k)-e_dc(k-1)]+K_i1e_dc(k)，每一个电网周期计算一次，K_p1和K_i1为PI控制器参数；

c、u(k)为电流内环参考值I^*，本发明将其视为参考电流的有效值；锁相环节锁相得到sin(ωt)，电流采样电路得到电感电流i_L。由于电感电流比并网电流(功率因数为1时，并网电流和电网电压同相)超前，控制对象是电感电流，所以电感电流指令要超前电网电压一个角度。这个超前的角度和LC滤波电路引起的滞后角抵消，从而使并网电流Ig和电网电压同相，令正弦表超前α角，计算电感电流误差：为实现交流电流信号无静差跟踪，电流内环采用准PR控制器双线性差分离散，计算电流内环输出：c(k)＝K_p2Δi_L(k)+ac(k-1)-bc(k-2)+K_r[Δi_L(k)-Δi_L(k-2)]，a,b与电网频率和带宽选取有关，K_p2和K_r为准PR控制器参数；

d、电流内环输出c(k)与网压解耦前馈u_fb的和再与母线电压之比即为逆变全

桥开关的占空比：u_r＝[c(k)+u_fb]/u_dc；

e、为降低逆变全桥电路各开关管的损耗，提高转换效率，采用单极性调制方式，计算各开关管的导通时间：u_r>0，开关管T1和开关管T4占空比为u_r，开关管T2和开关管T3不导通；u_r≤0，开关管T2和开关管T3占空比为-u_r，开关管T1和开关管T4不导通。

u_fb和α的计算步骤包括：

A、滤波环节采用LC滤波，电流内环控制方式采用电感电流反馈控制，PWM逆变开关频率与采样频率一致。锁相环节锁相网压得到sin(ωt)，电压采样电路采样得到网压u_n，一个周期内运用均方根公式求得网压有效值U_n；

B、计算一个周期内网压畸变量：视为噪声；

C、计算LC滤波引起的相位滞后α：

D、前馈电压信号

虽然本发明是通过具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情形或应用，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

Claims (7)

1.一种基于LC滤波的单相光伏并网逆变器网压解耦控制方法，所述单相光伏并网逆变器包括光伏组件、BOOST升压电路、由结构相同的开关管T1、T2、T3、T4组成的逆变全桥电路、LC滤波电路，所述BOOST升压电路用于将光伏组件输出的直流电进行升压，并输出给逆变全桥电路，所述逆变全桥电路用于将升压后的直流电调制成正弦交流电信号，再通过LC滤波电路进行滤波和换相后输出至交流电网，其中，所述开关管T1和开关管T2串联后并接于BOOST升压电路的输出端，所述开关管T3和开关管T4串联后亦并接于BOOST升压电路的输出端，所述LC滤波电路包括滤波电容C和滤波电感L，所述滤波电容C和滤波电感L串联，滤波电感L的另一端连接至开关管T1和开关管T2之间，滤波电容C的另一端连接至开关管T3和开关管T4之间，所述交流电网并联于滤波电容C的两端，其特征在于，其包括以下步骤：

步骤1、通过采样获取电网电压、滤波电感电流和母线电压；

步骤2、采用双环逆变控制方法，计算逆变全桥电路中各开关管的导通时间，所述双环逆变控制方法是指在单环基础上加入母线电压外环控制母线电压稳定，电压外环的输出就是电流内环的参考电流；电流内环控制产生与网压同频同相的正弦电流，其包括以下步骤：

步骤21、采样计算得到一个电网周期的母线电压U_dc，与其参考值比较误差e_dc(k)： $e_{\mathrm{dc}}\left(k\right)=U_{\mathrm{dc}}-U_{\mathrm{dc}}^{*};$

步骤22、所述误差e_dc(k)经过母线电压PI调节器，得到PI调节器输出u(k)＝u(k-1)+K_p1[e_dc(k)-e_dc(k-1)]+K_i1e_dc(k)，每一个电网周期计算一次，K_p1和K_i1为PI控制器参数；

步骤23、所述PI调节器输出u(k)为电流内环参考值I^*的控制指令，将其视为参考电流的有效值；锁相环节锁相得到sin(ωt)，步骤1得到滤波电感电流i_L，令正弦表超前α角，计算滤波电感电流误差：为实现交流电流信号无静差跟踪，电流内环采用准PR控制器双线性差分离散，计算电流内环输出：c(k)＝K_p2Δi_L(k)+ac(k-1)-bc(k-2)+K_r[Δi_L(k)-Δi_L(k-2)]，a,b与电网频率和带宽选取有关，K_p2和K_r为准PR控制器参数；

步骤24、获得逆变全桥电路的占空比，所述逆变全桥电路的占空比为电流内环输出c(k)与网压解耦前馈u_fb相加后再与母线电压U_dc的比值：u_r＝[c(k)+u_fb]/u_dc；

步骤25、为降低逆变全桥电路各开关管的损耗，提高转换效率，采用单极性调制方式，计算各开关管的导通时间：u_r>0，开关管T1和开关管T4占空比为u_r，开关管T2和开关管T3不导通；u_r≤0，开关管T2和开关管T3占空比为-u_r，开关管T1和开关管T4不导通。

2.根据权利要求1所述的基于LC滤波的单相光伏并网逆变器网压解耦控制方法，其特征在于，步骤24中所述网压解耦前馈u_fb的计算方法包括以下步骤：

步骤241、由于滤波环节采用LC滤波电路，电流内环控制方式采用电感电流反馈控制，PWM逆变开关频率与采样频率一致，锁相环节锁相网压得到sin(ωt)，电压采样电路采样得到电网电压u_n，一个周期内运用均方根公式求得电网电压有效值U_n；

步骤242、计算一个周期内网压畸变量：视为噪声；

步骤243、前馈电压信号

3.根据权利要求1或2所述的基于LC滤波的单相光伏并网逆变器网压解耦控制方法，其特征在于，LC滤波电路引起的相位滞后α：其中，I_C为滤波电容C的电流值，I_g为并网电流。

4.根据权利要求1所述的基于LC滤波的单相光伏并网逆变器网压解耦控制方法，其特征在于，所述开关管T1、T2、T3、T4均为IGBT功率管，滤波电感L的另一端连接至开关管T1的源极和开关管T2的漏极之间，滤波电容C的另一端连接至开关管T3的源极和开关管T4的漏极之间。

5.根据权利要求4所述的基于LC滤波的单相光伏并网逆变器网压解耦控制方法，其特征在于，所述BOOST升压电路包括电感L1、二极管D、开关管T，所述电感L1和开关管T串联后并接于光伏组件的两端，所述二极管D的正极连接于电感L1和开关管T之间，其负极连接至开关管T1的漏极。

6.根据权利要求5所述的基于LC滤波的单相光伏并网逆变器网压解耦控制方法，其特征在于，所述方法进一步包括采样获取光伏组件的输出电压和输出电流，利用爬山法计算开关管T的导通时间。

7.根据权利要求6所述的基于LC滤波的单相光伏并网逆变器网压解耦控制方法，其特征在于，所述爬山法包括以下步骤：

由电压采样电路和电流采样电流分别得到V_pv(k)、V_pv(k-1)、i_pv(k)、i_pv(k-1)、U_dc，计算光伏组件输出功率增量：ΔP＝V_pv(k)i_pv(k)-V_pv(k-1)i_pv(k-1)，其中，V_pv(k)、V_pv(k-1)分别为光伏组件在k时刻和k-1时刻的输出电压，i_pv(k)、i_pv(k-1)分别为光伏组件在k时刻和k-1时刻的输出电流；

如果ΔP>0，说明工作点在P-V特性曲线的右侧上坡段；如果ΔP<0，说明工作点在P-V特性曲线的左侧下坡段；如果ΔP＝0，说明工作点在P-V特性曲线的最大功率点；

在BOOST升压电路有中，U_dc/V_PV＝1/(1-D),D是开关管T的占空比，当ΔP>0，V_ord(k+1)＝V_pv(k)+ΔV；当ΔP<0，V_ord(k+1)＝V_pv(k)-ΔV；当ΔP＝0，V_ord(k+1)＝V_pv(k)，则其中，V_ord(k+1)为k+1时刻Mppt控制器的电压指令值；

将开关管T的占空比D(k+1)与开关管T的开关周期相乘即为开关管T的导通时间。