CN107508479B - 一种四开关交流侧功率解耦电路及解耦控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种四开关交流侧功率解耦电路、解耦控制方法，涉及电工技术领域，使用具有对称结构的四开关功率解耦电路连接在逆变器的交流输出侧，减小光伏侧输出电流纹波，降低了并网电流THD；同时逆变单元与解耦单元总共仅需8个开关管，降低了成本。
Description
技术领域
本发明涉及电工技术领域，特别是涉及一种四开关交流侧功率解耦电路及解耦控制方法，能够减小解耦电容值，实现长寿命的无电解电容微逆变器技术。
背景技术
微逆变器因其多发电量、易扩展、低成本、热插拔和模块化设计的优点，逐渐成为未来分布式光伏逆变器的趋势。然而，在分布式发电系统中，光伏组件由于MPPT控制产生恒定的输入功率，而传输到电网的功率却含有两倍工频的功率脉动，两者的瞬时值不一致。故传统微逆变器均使用电解电容器实现逆变器的瞬时输入输出功率的平衡。如此，相对5-10万小时寿命的半导体器件和无源元件来说，电解电容器寿命小于1万小时，成为限制微逆变器稳定性和使用寿命的关键。因此，研究无电解电容的微逆变器技术成为提高微逆变器性能和使用寿命的优选技术方案，也是众多学者的重要研究方向之一。
所谓无电解电容微逆变器技术，即采用由功率开关和无源器件组成的电力电子功率解耦电路代替传统的电解电容器实现能量缓冲功能。按照功率解耦电路接入点的不同大致分为直流输入侧型、DC-link中间侧型、交流输出侧型和三端口解耦型四种类型。
交流侧解耦技术是将解耦电容并接在交流侧，由于其电压较大且为交流电压，故解耦电容可以有效减少。美国亚利桑那州立大学的B.S.Wang等提出一种应用于单相逆变器的双向交交变频式微逆变器拓扑，由六个双向开关组成的三桥臂电流源型变流器实现交流侧并网连接，其中两个桥臂与电网连接，另外一桥臂通过解耦电容与电网连接，实现功率的双向流动和能量缓冲，可极大的减少解耦电容。国内学者提出了一种三桥臂电压源型微逆变器，结构与之类似，但同样需要六个双向开关。
发明内容
本发明实施例提供了一种四开关交流侧功率解耦电路及解耦控制方法，可以解决现有技术中存在的问题。
一种四开关交流侧功率解耦电路，所述功率解耦电路连接在逆变器的交流输出侧，包括电容Cd1和Cd2、电感Ld、四个开关管T1、T2、T3和T4以及四个二极管D1、D2、D3和D4，电容Cd1的负极连接至开关管T4的源极，同时也连接至逆变器的一个输出端，开关管T4的漏极连接至电感Ld的一端，同时也连接至开关管T3的源极，开关管T3的漏极连接至电容Cd1的正极，二极管D4、D3分别和开关管T4、T3并联，其中二极管D4的正极连接开关管T4的源极，二极管D3的正极连接开关管T3的源极；
电感Ld的另一端连接至开关管T1的漏极以及T2的源极，开关管T2的漏极连接至电容Cd2的正极，电容Cd2的负极连接至开关管T1的源极以及逆变器的另一个输出端，二极管D2、D1分别和开关管T2、T1并联，其中二极管D2的正极连接开关管T2的源极，二极管D1的正极连接开关管T1的源极，上述开关管T1、T2、T3和T4的栅极分别连接至一个控制信号源。
本发明还提供了一种功率解耦电路的控制方法，解耦电容电压Ud1，Ud2，经公式(1)、(2)、(3)和(4)计算得到PEM控制信号的占空比，结合电网电压极性的时序，经公式(5)得到四个开关管的逻辑控制信号，使用这四个控制信号分别控制四个开关管的开关状态，公式(1)、(2)、(3)、(4)和(5)分别为：
其中，和/>分别为开关管T1、T2、T3和T4的PEM占空比，idref是解耦电感电流给定值，Ld是解耦电感，Uinv为逆变器交流输出侧电压，Ts为解耦电路开关周期，Ppv为光伏输出功率，ω为电网角频率，Ud1为解耦电容Cd1的电压，Ud2为解耦电容Cd2的电压，R1和R2分别为电网电压极性和解耦电路对能量的充放状态，PEM为控制信号。
本发明实施例中使用具有对称结构的四开关功率解耦电路连接在逆变器的交流输出侧，具有以下有益效果：
1、采用交流输出侧并联功率解耦技术代替电解电容器的功率解耦功能，既实现解耦电容的小型化设计，且逆变电路结构简单，控制技术成熟可靠；
2、减小光伏侧输出电流纹波，减小母线电容纹波，降低了并网电流THD；
3、与以往交流侧功率解耦方案不同，功率解耦单元与逆变单元集成在一起，总共需要6个双向开关管，即12个单向开关。本方案中逆变单元与解耦单元总共仅需8个开关管，降低了成本；
4、本发明中，逆变器主电路被设计为一种H桥式电压源型逆变拓扑，由于解耦单元独立于主电路外，不需要改造逆变器的电路结构，所以该方案设计的功率解耦拓扑还可以应用于其他大部分电压源型逆变器。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的一种四开关交流侧功率解耦电路的拓扑结构；
图2为本发明中逆变器与功率解耦电路的能量耦合关系示意图；
图3为PV输出功率(Ppv)、电网所需瞬时功率(Pac)和解耦功率(Ppd)之间的能量关系示意图；
图4为一个电网周期内解耦电路的工作模式次序示意图；
图5为工作模式1-Boost示意图；
图6为工作模式2-Buck示意图；
图7为工作模式3-Boost示意图；
图8为工作模式4-Buck示意图；
图9为解耦电容电压波形示意图；
图10为开关逻辑控制电路的simulink仿真模型和驱动信号仿真波形示意图；
图11为PEM信号产生原理示意图；
图12为4中工作模式下id的波形示意图；
图13为解耦控制框图；
图14为系统控制框图；
图15为母线电容电压与输入电流仿真波形；
图16为电网电压与电流仿真波形；
图17为网侧电流谐波分析示意图；
图18为解耦电路中个开关管驱动波形；
图19为解耦电容电压和解耦电感电流波形；
图20为解耦电感电流与逆变桥输出电压示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
参照图1，本发明实施例中提供了一种四开关交流侧功率解耦电路，该功率解耦电路连接在逆变器的交流输出侧，包括电容Cd1和Cd2、电感Ld、四个开关管T1、T2、T3和T4以及四个二极管D1、D2、D3和D4。电容Cd1的负极连接至开关管T4的源极，同时也连接至逆变器的一个输出端，开关管T4的漏极连接至电感Ld的一端，同时也连接至开关管T3的源极，开关管T3的漏极连接至电容Cd1的正极，二极管D4、D3分别和开关管T4、T3并联，其中二极管D4的正极连接开关管T4的源极，二极管D3的正极连接开关管T3的源极。
电感Ld的另一端连接至开关管T1的漏极以及T2的源极，开关管T2的漏极连接至电容Cd2的正极，电容Cd2的负极连接至开关管T1的源极以及逆变器的另一个输出端，二极管D2、D1分别和开关管T2、T1并联，其中二极管D2的正极连接开关管T2的源极，二极管D1的正极连接开关管T1的源极。上述开关管T1、T2、T3和T4的栅极分别连接至一个控制信号源。
该拓扑围绕解耦电感Ld中心对称，能实现逆变器输出级与电容Cd1，Cd2间能量的双向流动，功率开关仅有4个，故称为双向对称式四开关功率解耦电路拓扑(下文简称为四开关功率解耦电路)。改变各开关的工作状态，可令功率解耦电路等效为Boost或Buck电路，从而实现对脉动功率的解耦控制。
逆变器与功率解耦电路的能量耦合关系如图2所示，图中逆变器采用常见的电压源逆变器结构，功率解耦电路采用本实施例的四开关功率解耦电路。可见，光伏(PV)输出功率Ppv与网侧所需瞬时功率Pac并网不相等，所以将解耦电路并联在逆变器输出侧，承担缓冲脉动能量(或称解耦能量)Ppd的作用。电感Lf和电容Cf为滤波电感和电容。图中Upv为光伏(PV)侧输出电压，Ipv是PV输出电流，Uinv为逆变器交流输出侧电压，Ug为电网电压，ig为微逆变向电网的注入电流。若忽略逆变器自身损耗，图2中的能量关系可以表示为：
Pac＝Ppv-Ppvcos(2ωt+θ) (1)
式(1)等号右边由两部分构成，一部分是网侧所需的平均功率Ppv，这部分功率正好等于PV输出功率，另一部分是以二倍工频变化的脉动功率，Pavcos(2ωt+θ)，即为图2中的Ppd，θ是功率因数角，理想条件下为零。
当Ppv≥Pac时，功率解耦电路需要吸收输入功率多余的能量，此时Ppd≤0，解耦电路吸收功率；当Ppv≤Pac时，功率解耦电路需要释放能量以补充不足的功率，此时Ppd≥0。PV、电网和解耦电路之间的能量关系如图3所示。
单相桥式逆变器在单极性SPWM调制下，输出正向和负向电压，每隔半个电网周期切换一次电压极性，则功率解耦电路的输入电压也有正负之分，输入电流也有正负之分。因此，一个电网周期内，带有解耦电路的微逆变器可分为四种不同工作模式：
模式1：逆变器输出为正向电压，功率解耦电路吸收能量；
模式2：逆变器输出为正向电压，功率解耦电路释放能量；
模式3：逆变器输出为反向电压，功率解耦电路吸收能量；
模式4：逆变器输出为反向电压，功率解耦电路释放能量。
如图4所示，在电网电压正半周内具有模式1和模式2两种工作模式，且工作模式1分成两个部分；同样，在电网电压负半周内具有模式3和模式4两种工作模式，且工作模式3分成两部分。故在一个电网周期内，功率解耦电路的工作模式顺序为模式1→2→1→3→4→3，能量缓冲过程为吸收→释放→吸收→吸收→释放→吸收。
图5、图6、图7和图8分别为四种不同工作模式下的等效工作电路和开关管的开断控制以及电流流通路径示意图，其中Uinv表示逆变器交流侧等效电源，D1、D2、D3、D4分别是开关管T1、T2、T3、T4的反并二极管。
图5为工作模式1的等效电路，等效成Boost电路。该模式下，开关管T1、T2和T3断开，T4作为主控开关，实现Boost控制，调节T4的驱动信号占空比使电容Cd1吸收能量，电压上升。T4开通时，电流id流通路径为电源正-D1-Ld-T4-电源负，T4断开时，电流id流通路径为电源正-D1-Ld-D3-T2-Cd1-电源负。
图6为工作模式2的等效电路，该模式等效为Buck电路。该模式下，开关管T1导通，T2，T4关断，T3作为主控开关，实现Buck控制，调节T3的驱动信号占空比使电容Cd1释放能量，电压下降。T3开通时，电流id流通路径为电源负-Cd1-T3-Ld-电源正，T3断开时，电流id流通路径为电源负-D4-Ld-T1-电源正。
图7为工作模式3的等效电路，该模式等效为Boost。该模式下，开关管T2，T3，T4断开，T1作为主控开关，实现Boost控制，调节T1的驱动信号占空比使电容Cd2吸收能量，电压上升。T1开通时，电流id流通路径为电源正-D4-Ld-T1-电源负，T1断开时，电流id流通路径为电源正-D4-Ld-D2-Cd2-电源负。
图8为工作模式4的等效电路，该模式等效为Buck。该模式下，开关管T4导通，T1，T3断开，T2作为主控开关，实现Boost控制，调节T2的驱动信号占空比使电容Cd2释放能量，电压下降。T2开通时，电流id流通路径为电源负-Cd2-T2-Ld-T4-电源正，T2断开时，电流id流通路径为电源负-D1-Ld-T4-电源正。
在一个电网周期内，电容电压波形如图9所示，图中，Ud1为电容Cd1上电压，UH1，UL1，Uav1分别为Ud1的峰值，谷值，平均值；Ud2为电容Cd2上电压，UH2，UL2，Uav2分别为Ud2的峰值，谷值，平均值。为了设计方便，令Cd1＝Cd2＝Cd，则有UH1＝UH2＝UH，UL1＝UL2＝UL，Uav1＝Uav2＝Uav。
不同工作模式下开关管的工作状态如表1所示。
表1不同工作模式下开关管工作状态
由表1可知，在每一种工作模式下，仅有一个开关处于ON/OFF状态，该开关为主控开关，其驱动信号由脉冲能量调制(Pulse Energy Modulation：PEM，将在后文深入分析)技术产生，其余开则保持固定状态。T1─T4的开关状态与电网电压极性，解耦电路的能量状态，及PEM信号有直接的关系，为了便于对各开关施加合适的控制信号，需要推导开关状态与上述三个变量的关系式。结合表1，令R1表示电网电压极性，当电网处于正半周，R1＝1，电网处于负半周时R1＝0；令R2表示解耦电路对能量的充放状态，当解耦电路吸收能量时，R2＝0，当解耦电路释放能量时，R2＝1。由此，可推导出各开关状态与R1，R2，PEM驱动信号的关系式：
建立T1-T4的开关逻辑控制电路，仿真模型如图10(a)所示，开关驱动信号仿真波形如10(b)所示。深黑色区域表示该时间内，对应开关作为主控开关，受PEM信号控制。
解耦电路的PEM原理分析：
由于Ppv＝Pav，解耦电路在每个开关周期Ts内需要处理的平均功率为：
Ppd＝PpvTscos(2ωt) (3)
功率解耦电路在不同工作模式下的等效电路均可视为一单开关电路，故可根据不同模式下的功率解耦关系建立能量控制模型，确定开关器件的开通时刻和脉冲宽度，从而得到PEM控制信号。不失一般性，以图5中等效电路为例，结合图11，说明PEM信号产生原理。
图11中，Uinv是逆变器输出电压，其输出频率等于逆变器开关频率fs(fs＝1/Ts)，ig是并网电流，idref是解耦电感电流给定值，id是解耦电感电流瞬时值。图11(b)中，t1时刻，逆变器开始输出正向电压，同时开关管T4导通，id开始上升，t2时刻，id到达给定值，T4立刻关断，id开始下降，t3时刻降到零，且满足t3<t4<t0+Ts。所以，所以解耦电路工作在DCM模式。令DTs＝t2-t1，DT便是PEM的脉宽，其大小由idref决定。
不同模式下PEM信号占空比的计算方法如下
模式1：等效电路为Boost，如图5所示。id以顺时针流向为正方向(下同)，D表示占空比，Ld是解耦电感。开关管T4开始导通，电感电流上升至idref，对该过程列写方程：
然后T4立刻关断，经过D’Ts时长，电感电流从idref下降至零：
则解耦电路的输入功率可以表示为：
解耦电容Cd1的瞬时能量可以表示为：
式中，Emin为Ud1＝UL时，电容Cd1存储的能量，其值为1/2*Cd1UL 2。将式(3)代入式(7)，可得到：
UL为解耦电容电压的波谷值，于是可以得到Ud1：
根据能量守恒，解耦电路的输入功率等于解耦电路需要处理的瞬时功率，联立(3)～(9)，得到：
根据式(10)，计算PEM信号的占空比：
模式2：等效电路为Buck，如图6所示。开关管T3开始导通，电感电流上升至idref：
T4立刻关断，经过D’Ts时长，电感电流idref下降至零：
同理可得到iref和占空比D：
模式3：等效电路为Boost，如图7所示。
模式4：等效电路为Buck，如图8所示。
4种模式下解耦电感电流id的波形如图12所示，解耦电路控制的关键在于对PEM信号占空比的精确，如图13所示。
图13中所示，母线电压Ub和解耦电容电压Ud1，Ud2，经公式(11)，(15)，(17)，(19)计算得到PEM控制信号的占空比，结合R1，R2的时序，经公式(2)得到4个开关的逻辑控制信号。
由于解耦电路并联在逆变器交流输出侧，无需改变主电路结构，可采用传统的两级式拓扑，此时，解耦电路和主电路控制是相对独立的，系统控制如图14所示。
为便于说明该方案的特点，逆变器主电路采用H桥电压源型结构，控制方法采用经典的电压、电流双环控制，实现并网逆变。由于输入输出侧瞬时功率不匹配，光伏侧输入电流Ipv，母线电压Ub都会携带显著的二次纹波。当解耦电路(Power Decoupling Circuit)并联在逆变器输出侧，在PEM控制下，解耦电路能够缓冲输入输出侧的瞬时能量，使二者接近平衡，从而抑制光伏侧电流及母线电压上的二次纹波。
仿真验证
为验证上述原理及控制方法，采用Matlab仿真500W的逆变器。Matlab光伏模拟器输出额定电压360V，通过逆变桥并网，解耦电容电压平均值为500V，电压纹波(峰峰值)为200V，其它仿真参数如表2所示。
式(20)中，ω为电网角频率，Uav为解耦电容电压平均值，△U＝UH-UL，为解耦电容电压纹波。当其他参数固定，△U越大，C越小，按照表2中设计的参数，可以计算得到所需的解耦电容为16uF。
表2仿真参数
| 电路参数 | 符号 | 参考值 |
| 额定功率 | Pn | 500W |
| 电网电压 | Ug | 220V |
| 电网频率 | f | 50Hz |
| 输入电压 | Uin | 100V |
| 母线电压 | Ub | 360V |
| 母线电容 | Cb | 50uF |
| 解耦电路电感 | Ld | 50uH |
| 解耦电容1 | Cd1 | 16uF |
| 解耦电容2 | Cd2 | 16uF |
| 滤波电感 | Lf | 10mF |
| Boost开关频率 | fb | 50KHz |
| 逆变桥开关频率 | fH | 20KHz |
| 解耦电路开关频率 | fd | 20KHz |
图15(a)为解耦电路未投入工作时的母线电容电压和输入电流，由于母线电容Cb仅为50uF，其电压二次纹波高达110V，输入电流二次纹波约3A，严重降低了光伏利用率并会影响并网电流质量；图15(b)为解耦电路投入工作时的母线电容电压和输入电流，电压二次纹波仅为20V，输入电流二次纹波约1.2A。说明了设计的解耦电路对二次纹波抑制效果显著，这将有利于提高光伏利用率和并网电流质量。若脉动能量完全由母线电容解耦，需要使用毫法级的电解电容，而在加入解耦电路后，母线电容可使用小容量、长寿命的薄膜电容，替代电解电容。
图16分别是解耦电路未工作和工作时的网侧电压电流波形，两幅图中并网电流与电网电压都保持同相位。图16(a)中解耦电路未工作时并网电流发生轻微畸变；图16(b)中解耦电路工作时，并网电流波形良好。
图17为并网电流的THD，17(a)解耦电路未工作时，并网电流THD为7.05％；17(b)中并网电流THD为4.58％，小于5％，符合并网标准。
图18是解耦电路中各开光管的驱动波形，横向比较，4个开关管驱动波形都是以20ms作为一个大周期；纵向比较，解耦电路在每种工作模式内，仅有一个开关被频繁触发关断，如在0.1～0.125s内，开关管T4的驱动波形表现为黑色阴影，表示开关管T4接收到PEM驱动信号，其余3个开关都保持恒定状态，说明在每种工作模式下，解耦电路等效为单开关电路。
图19(a)，(b)分别是解耦电容电压Ud1，Ud2的仿真波形，解耦电容Cd1，Cd2各工作半个电网周期；图19(c)是解耦电感电流的仿真波形，黑色包络线表示解耦电感电流峰值给定值Idref，除电网电压过零点时刻(t＝0.01K，K＝0，1，2…)附近，其余时间内，电感电流基本正好到达Idref再下降，因为根据SPWM调制的特点，逆变桥驱动脉冲的脉宽按正弦变化，逆变桥在每个开关周期内导通的时间有脉宽决定，电压过零点附近的逆变桥驱动脉冲的脉宽为
tpulse＝maTs sin(0.01ωK+τ) (21)
式(21)中，ma是调制度，Ts是逆变桥开关频率，τ表示电压过零点时刻到附近任意时刻的时间差，τ极小，所以电压过零点附近tpulse非常小，解耦电路在这段时间内可能无法缓冲足够的能量，但从图15，16的效果看，这对解耦电路性能的影响是非常小的。
图20说明了解耦电感电流与逆变桥输出电压之间的关系。该图表明，当解耦电路实现完全解耦，解耦电感电流会在逆变桥输出电压消失前下降到零，其结果与图11类似。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
Claims (1)
1.一种四开关交流侧功率解耦电路的控制方法，其特征在于，所述功率解耦电路连接在逆变器的交流输出侧，包括电容Cd1、电容Cd2、电感Ld、四个开关管T1、T2、T3和T4以及四个二极管D1、D2、D3和D4，电容Cd1的负极连接至开关管T4的源极，同时也连接至逆变器的一个输出端，开关管T4的漏极连接至电感Ld的一端，同时也连接至开关管T3的源极，开关管T3的漏极连接至电容Cd1的正极，二极管D4、二极管D3分别和开关管T4、开关管T3并联，其中二极管D4的正极连接开关管T4的源极，二极管D3的正极连接开关管T3的源极；
电感Ld的另一端连接至开关管T1的漏极以及开关管T2的源极，开关管T2的漏极连接至电容Cd2的正极，电容Cd2的负极连接至开关管T1的源极以及逆变器的另一个输出端，二极管D2、二极管D1分别和开关管T2、开关管T1并联，其中二极管D2的正极连接开关管T2的源极，二极管D1的正极连接开关管T1的源极，上述开关管T1、T2、T3和T4的栅极分别连接至一个控制信号源；
其中，解耦电容电压Ud1和Ud2，经公式(1)、(2)、(3)和(4)计算得到脉冲能量调制PEM控制信号的占空比，结合电网电压极性的时序，经公式(5)得到四个开关管的逻辑控制信号，使用这四个控制信号分别控制四个开关管的开关状态，公式(1)、(2)、(3)、(4)和(5)分别为：
其中，和/>分别为开关管T1、T2、T3和T4的脉冲能量调制PEM占空比，idref是解耦电感电流给定值，Ld是解耦电感，Uinv为逆变器交流输出侧电压，Ts为解耦电路开关周期，Ppv为光伏输出功率，ω为电网角频率，Ud1为解耦电容Cd1的电压，Ud2为解耦电容Cd2的电压，R1和R2分别为电网电压极性和解耦电路对能量的充放状态，PEM为控制信号。
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