CN106961226B - 一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路，包括开关管T1‑T6、二极管D1‑D6、耦合电容Cc及电感Lc；T1和D1，T2和D2，T3和D3，T4和D4，T5和D5及T6和D6均为反并联连接，T5的集电极与T6的集电极连接，T2的集电极与T3的集电极连接，T6的发射极与Lc的一端连接，T3的发射极与Lc的另一端连接；T1的集电极与T6的发射极连接，T4的集电极与T3的发射极连接，T1发射极及T4发射极接入逆变器交流输出端；Cc的一端分别与T2的发射极、T5的发射极连接，Cc的另一端与T4的发射极连接。本发明能够代替传统电解电容器实现功率耦合功能，能够减小耦合电容值，提高微逆变器效率。

Description

一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路
技术领域
本发明属于电工技术领域，特别涉及微逆变器技术，具体是一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路。
背景技术
微逆变器因其多发电量、易扩展、低成本、热插拔和模块化设计的优点，逐渐成为未来分布式光伏逆变器的趋势。然而，在分布式发电系统中，光伏组件由于MPPT控制产生恒定的输入功率，而传输到电网的功率却含有两倍工频的功率脉动，两者的瞬时值不一致。故传统微逆变器均使用电解电容器实现逆变器的瞬时输入输出功率的平衡。如此，相对5-10万小时寿命的半导体器件和无源元件来说，电解电容器寿命小于1万小时，成为限制微逆变器稳定性和使用寿命的关键。因此，研究无电解电容的微逆变器技术成为提高微逆变器性能和使用寿命的优选技术方案，也是众多学者的重要研究方向之一。
所谓无电解电容微逆变器技术，即采用由功率开关和无源器件组成的电力电子功率耦合电路代替传统的电解电容器实现能量缓冲功能。按照功率耦合电路接入点的不同大致分为直流输入侧型、DC-link中间侧型、交流输出侧型和三端口解耦型四种类型。
直流输入侧功率耦合技术通常适用于单级并网微逆变器。日本东京都立大学的Shimizu教授等提出了带功率耦合电路的反激光伏并网逆变器，当逆变器输入功率大于输出功率时，解耦电容通过变压器原边励磁电感充电，当逆变器输入功率小于输出功率时，解耦电容放电给励磁电感补充能量。美国华盛顿大学的B.J.Pierquet教授等提出一种将功率耦合电路串联在光伏整列和微逆变器之间，构成两级微逆变器结构，如此便于单独控制能量存储电压和波动，避免使用电解电容器，而且保持了微逆变器的无功传输功能。然而，虽然单级微逆变器只有一级结构，但系统的MPPT、孤岛检测以及功率耦合控制较为复杂，系统的升压比低，光伏直流输出电压高，且耦合电容值仍然较大。
在多级微逆变器中，由于中间直流侧电压含有较高电压，故通常采用DC-link中间侧型的功率耦合技术，此时为了降低耦合电容值，允许直流侧电压波动较大。英国剑桥大学的G.A.J.Amaratunga等提出了一种由移相全桥电路、Buck电路及全桥逆变器构成的三级结构微型光伏并网逆变器。其中移相全桥电路实现升压和MPPT功能，Buck电路产生正弦半波电流，最后一级电路产生正弦注入电流。该拓扑结构通过同步控制直流母线前后不同的电路，以保证能量守恒和稳定的母线电压，从而实现输入功率和输出功率的平衡。
而交流侧耦合技术是将耦合电容并接在交流侧，由于其电压较大且为交流电压，故解耦电容可以有效减少。美国亚利桑那州立大学的B.S.Wang等提出一种双向交交变频式微逆变器拓扑，由六个双向开关组成的三相电流源型变流器实现交流侧并网连接，其中两相与电网连接，另外一相通过耦合电容与电网连接，实现功率的双向流动和能量缓冲，可大大减少耦合电容。
对于三端口功率耦合技术，即是把三端口变换器中的一个端口用于实现最大功率点跟踪，另一个端口实现功率解耦，第三端口实现并网。南京航空航天大学的胡海兵教授等研究了一种具有功率解耦功能的三端口反激式单级光伏微型逆变器，在传统的反激电路上，通过增加一个开关和一组原边绕组所构成的第3个端口以实现功率解耦，功率解耦电容同时用作功率存储元件和漏感能量吸收缓冲电路，可减少功率损耗，提高效率。台湾地区“台湾大学”的电能处理研究组也提出一种带有源功率耦合电路的三端口反激式单级光伏微逆变器，通过增加一组负边绕组和一个四象限运行的桥式变流器构成的功率解耦端口，大大简化了交流并网端口的控制系统设计。美国伊利诺伊大学的Krein,P.T教授等提出一种交流连接的三端口微逆变器结构，将在变压器交流侧端口增加一组绕组和桥式变流器构成功率耦合电路。这些三端口光伏微逆变器利用变压器绕组使电容电压及电压纹波可以有很大的提高，可大幅度减少耦合电容容值。
发明内容
本发明的目的是克服上述现有技术中存在的问题，提供一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路，通过并联接入逆变器的交流输出端，能够代替传统电解电容器实现功率耦合功能，能够减小耦合电容值，提高微逆变器的效率，实现一种长寿命的无电解电容微逆变器。
本发明的技术方案是：一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路，该六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路包括6个开关管T1-T6、6个二极管D1-D6、1个耦合电容Cc和1个电感Lc，其中开关管T1和二极管D1，开关管T2和二极管D2，开关管T3和二极管D3，开关管T4和二极管D4，开关管T5和二极管D5以及开关管T6和二极管D6均为反并联连接，开关管T5的集电极与开关管T6的集电极连接，开关管T2的集电极与开关管T3的集电极连接，开关管T6的发射极与电感Lc的一端连接，开关管T3的发射极与电感Lc的另一端连接，开关管T1的发射极连接逆变器交流输出侧的一端；开关管T1的集电极与开关管T6的发射极连接，开关管T4的集电极与开关管T3的发射极连接，开关管T4的发射极接逆变器交流输出侧与电网电压的共地端；耦合电容Cc的一端分别与开关管T2的发射极、开关管T5的发射极连接，耦合电容Cc的另一端与开关管T4的发射极连接。
所述反并联连接指的是开关管的发射极与二极管的正极连接，开关管的集电极与二极管的负极连接。
所述开关管T1的发射极和开关管T4的发射极之间还连接有用于滤波的电感L和电容C，其中电感L的一端连接开关管T1的发射极，电感L的另一端与电容C的一端连接，电容C的另一端连接开关管T4的发射极。
所述开关管T1-T6均为IGBT器件。
所述二极管D1-D6均为普通二极管。
本发明的有益效果：本发明实施例中，提供一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路，通过并联接入逆变器的交流输出端，能够代替传统电解电容器实现功率耦合功能，能够减小耦合电容值，提高微逆变器的效率，实现一种长寿命的无电解电容微逆变器。由于直流侧的输入功率恒定，而交流输出功率为正弦变化的，两者的瞬时值存在不一致，功率耦合电路担负着能量缓冲的作用。因此，本发明采用交流输出侧并联功率耦合技术代替电解电容器的功率耦合功能，既实现耦合电容的小型化设计，且逆变电路结构简单，控制技术成熟可靠，系统效率高，解决了分布式发电系统中逆变器稳定性和使用寿命短的问题。此外，从功率耦合动态特性出发，通过计算开关信号占空比，研究脉冲能量调制技术，能够应用于新型无电解电容微逆变器的控制系统设计中。
附图说明
图1为本发明提供的六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路图；
图2为基于六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路的无电解电容微逆变器结构及功率关系图；
图3为逆变器的输入功率(PI)和输出瞬时功率(PO)之间的关系；
图4为逆变器的输入功率(PI)、输出功率(Po)和解耦功率(Pc)之间的关系；
图5为一个电网周期内耦合电路的工作模式次序；
图6为功率解耦电路的四种工作模式示意图；
图7为工作模式1(A)-吸收能量的电路图；
图8为工作模式2(B)-释放能量的电路图；
图9为工作模式3(C)-吸收能量的电路图；
图10为工作模式4(D)-释放能量的电路图；
图11为开关控制的Matlab仿真模型和仿真结果图；
图12为单个开关周期内解耦电路简化波形图；
图13为4种工作模式下id的波形图；
图14为对本发明电路工作原理进行仿真验证的基本仿真电路图；
图15为对本发明电路工作原理进行仿真的电网电压，电流仿真波形；
图15(a)为本发明电路工作原理进行仿真的电网电压仿真波形；
图15(b)为本发明电路工作原理进行仿真的电网电流仿真波形；
图16为解耦电路开关脉冲及逆变器输出电压波形；
图16(a)为解耦电路开关脉冲脉冲序Pulse1输出电压波形；
图16(b)为解耦电路开关脉冲脉冲序Pulse2输出电压波形；
图16(c)为解耦电路开关脉冲脉冲序Pulse3输出电压波形；
图16(d)为解耦电路开关脉冲脉冲序Pulse4输出电压波形；
图16(e)为解耦电路开关脉冲脉冲序Pulse5输出电压波形；
图16(f)为解耦电路开关脉冲脉冲序Pulse6输出电压波形；
图16(g)为电网电压为正向时逆变器输出电压波形；
图16(h)为电网电压为负向时逆变器输出电压波形；
图17为4种模式下PEM驱动信号波形和逆变器输出电压绝对值；
图18为解耦电容电压，解耦电杆电路，PV侧电流波形图；
图19为解耦电路工作时和未工作时PV侧电流平均值Ipav。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的一个具体实施方式进行详细描述，但应当理解本发明的保护范围并不受具体实施方式的限制。
如图1所示，本发明实施例提供了一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路，该六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路包括6个开关管T1-T6、6个二极管D1-D6、1个耦合电容Cc和1个电感Lc，其中开关管T1和二极管D1，开关管T2和二极管D2，开关管T3和二极管D3，开关管T4和二极管D4，开关管T5和二极管D5以及开关管T6和二极管D6均为反并联连接；开关管T5的集电极与开关管T6的集电极连接，开关管T2的集电极与开关管T3的集电极连接，构成两条串联支路；开关管T6的发射极与电感Lc的一端连接，开关管T3的发射极与电感Lc的另一端连接，开关管T1的发射极连接逆变器交流输出侧的一端；开关管T1的集电极与开关管T6的发射极连接，开关管T4的集电极与开关管T3的发射极连接，开关管T4的发射极接逆变器交流输出侧与电网电压的共地端；耦合电容Cc的一端分别与开关管T2的发射极、开关管T5的发射极连接，耦合电容Cc的另一端与开关管T4的发射极连接。
进一步地，所述反并联连接指的是开关管的发射极与二极管的正极连接，开关管的集电极与二极管的负极连接。
进一步地，所述开关管T1的发射极和开关管T4的发射极之间还连接有用于滤波的电感L和电容C，其中电感L的一端连接开关管T1的发射极，电感L的另一端与电容C的一端连接，电容C的另一端连接开关管T4的发射极。
进一步地，所述开关管T1-T6均为IGBT器件。
进一步地，所述二极管D1-D6均为普通二极管。
本发明电路结构的详细结构及原理：
1、本发明的六开关功率耦合电路拓扑结构
本发明提出的功率耦合电路拓扑结构如图1所示，该电路并联连接在微逆变器的交流输出侧。功率解耦电路由六个开关管T1-T6、六个二极管D1-D6、一个耦合电容Cc和一个电感Lc构成，其中T1和D1，T2和D2，T3和D3，T4和D4，T5和D5以及T6和D6均为反并联连接。其中T5与T6的集电极相连，T2与T3的集电极相连，构成两条串联支路，T6的发射极连到电感Lc的一端，T3的发射极连接到Lc的另一端，两支路通过Lc并联。T1的发射极连接逆变器交流输出侧的一端，T1的集电极与T6的发射极以及Lc相连；T4的集电极与T3的发射极以及Lc相连，T4的发射极接逆变器交流输出侧与电网电压的共地端；耦合电容Cc一端连接T5，T2的发射极，另一端与T4的发射极相连。只有当串联的两个开关管都关断时，串联支路才完全断开。通过对两条串联支路的控制可以调节电感Lc的相对位置，从而改变功率耦合电路的等效电路，实现能量的缓冲。
2、六开关功率解耦电路的工作原理
基于六开关功率耦合电路的无电解电容微逆变器结构以及功率关系如图2所示，图中微逆变器主要由逆变器和功率耦合电路组成，逆变器采用常见的电压源逆变器结构，功率解耦电路采用本发明专利的电路结构，功率解耦电路与逆变器交流输出侧并联连接，电感L和电容C为滤波电感和电容。图中Vdc为逆变器直流侧电压，Idc为逆变器直流侧电流，vo为逆变器交流输出侧电压，vgrid为电网电压，igrid为微逆变向电网的注入电流，PI为直流侧输入功率，Po为微逆变器的输出功率，Pc为功率耦合电路的耦合功率。假设逆变器的直流输入功率为500W，则输入功率PI与输出瞬时功率Po的关系曲线如图3所示。图中，曲线1为直流侧输入功率，曲线2为逆变器输出瞬时功率，曲线3指示电网电压的极性。
图3表明，直流侧输入功率为恒定不变的500W，逆变器输出功率的平均值也为500W，但输出瞬时功率却为正弦变化的，其频率为电网频率的两倍，幅值为500W。因此，直流侧输入功率与逆变器输出功率瞬时值是不平衡的，常用方法是采用大的电解电容实现功率平衡，而本发明专利提出的采用功率耦合电路平衡恒定的输入功率与变化的输出瞬时功率，可实现无电解电容，延长逆变器的使用寿命。
当PI≥PO时，功率耦合电路需要吸收输入功率多余的能量，此时Pc≤0，耦合电路吸收功率；当PI≤PO时，功率耦合电路需要释放能量以补充不足的功率，此时PC≥0，耦合电路释放功率。输入、输出和耦合电路功率之间的关系如图4所示。
图2所示表明，逆变器在正常工作时，其输出电压VO有正向和反向电压，则功率解耦电路的输入电压也有正负之分，耦合电流也有正负之分，因此带有耦合电路的微逆变器可分为四种不同工作模式：
模式1：逆变器输出为正向电压，功率耦合电路吸收能量；
模式2：逆变器输出为正向电压，功率耦合电路释放能量；
模式3：逆变器输出为反向电压，功率耦合电路吸收能量；
模式4：逆变器输出为反向电压，功率耦合电路释放能量。
因此，在电网电压正半周内具有模式1和模式2两种工作模式，且工作模式1分成两个部分；同样，在电网电压负半周内具有模式3和模式4两种工作模式，且工作模式3分成两部分。故在一个电网周期内，功率解耦电路的工作模式顺序为模式1→2→1→3→4→3，能量缓冲过程为吸收→释放→吸收→吸收→释放→吸收，如图5所示。
假设功率解耦电路采用有源补偿形式，通过一电感与逆变器实现能量和电流连接，存储和释放能量通过一电容器实现，电容两端的电压为单极性设置(双极性设置将在后面提及)，则功率耦合电路吸收能量时，输入电压与输入电流方向相同，输出电流与电容电压方向也相同，释放能量时，输入电压与输入电流方向相反，输出电流与电容电压方向也相反。假设电压正方向为上正下负，电流正方向为从左到右，则功率解耦电路的四种工作模式如图6所示。
当功率耦合电路输入电压为正时，若吸收能量，电容电压升高，根据输入输出的电压电流方向关系，可得其等效工作电路为boost电路，如图6(a)所示；若释放能量，电容电压降低，其等效工作电路为buck电路。当功率耦合电流输入电压为负时，若吸收能量，电容电压升高，工作形式为电压boost，由于输入输出电压方向相反，则其等效工作电路为buck-boost电路，如图6(c)所示；若释放能量，电容电压降低，工作形式为电压buck，同样由于输入输出电压方向相反，则其等效工作电路同样为buck-boost电路，如图6(d)所示。功率解耦电路四种工作模式下的电压电流等效电路类别以及能量关系如表1所示。
表1功率解耦电路不同工作模式关系
3、功率解耦电路的工作模式：
图7，图8，图9和图10分别为四种不同工作模式下的等效工作电路和开关管的开断控制以及电流流通路径示意图，其中Vinv表示逆变器交流侧等效电源。
图7为工作模式A的等效电路，图中表明了开关器件工作状态以及电流流通路径。图7(a)为等效电路图，图7(b)为开关开断控制及电流流通途径图；该工作模式下，T5和T6断开，两反向串联的二极管D5和D6使该支路完全断开，T1断开，电流可以通过并联二极管D1流通，T2开通T3断开，该支路的等效电路为D3，电流方向只能由下向上。T4实现boost控制，调节T4的驱动脉冲占空比可以实现功率耦合电路吸收能量的调节。T4开通时，电流流通路径为电源正-D1-Lc-T4-电源负，T4断开时，电流流通路径为电源正-D1-Lc-D3-T2-Cc-电源负。
图8为工作模式B的等效电路。图8(a)为等效电路图，图8(b)为开关开断控制及电流流通途径图；该工作模式下，T5和T6断开，T2断开，T4断开，T1开通，控制T3用于调节功率耦合电路的释放能量。T3开通时，电流流通路径为电源负-Cc-D2-T3-Lc-T1-电源正，T3断开时，电流流通路径为电源负-D4-Lc-T1-电源正。
图9为工作模式C的等效电路，图9(a)为等效电路图，图9(b)为开关开断控制及电流流通途径图；该电路为升降压电路，工作为boost。该工作模式下，T2和T3断开，T6断开，T4断开，T5开通，控制T1用于调节功率耦合电路的吸收能量。T1开通时，电流流通路径为电源正-D4-Lc-T1-电源负T1断开时，为电源正-D4-Lc-T1-电源负。
图10为工作模式D的等效电路，图10(a)为等效电路图，图10(b)为开关开断控制及电流流通途径图；该电路为升降压电路，工作为buck。该工作模式下，T2和T3断开，T5断开，T4开通，T1断开，控制T6用于调节功率耦合电路的释放能量。T6开通时，电流流通路径为Cc-D5-T6-Lc-T4；T6断开时，电流流通路径为电源负-D1-Lc-T4-电源正。
不同工作模式下等效电路的开关管的工作状态如表2所示。
表2不同工作模式下开关管工作状态
表2中最右边两列为开关管控制信号生成的输入控制信号，R1为50Hz的正弦信号，电网电压正半周(R1＝0)有两种工作模式：模式1和模式2；电网电压负半周(R1＝1)有两种工作模式：模式3和模式4。R2为100Hz的正弦信号，R2＝0时，功率解耦电路吸收能量(模式1和模式3)，R2＝1时，功率解耦电路释放能量(模式2和模式4)。开关状态为ON/OFF表示该开关为可控制工作状态，驱动信号为PEM信号。
根据表2中的关系，可以确定控制公式如下：
建立T1-T6的控制电路，开关控制的Matlab仿真模型和仿真结果如图11所示。其中图11(a)为simulink仿真模型；图11(b)为仿真结果的仿真模型。
控制策略：
解耦电路部分，根据新型微逆变器的输入输出功率关系，分析开关控制信号占空比的计算，从而研究出一种脉冲能量调制(Pulse Energy Modulation：PEM)技术，PEM调制技术根据缓冲的能量大小来计算脉冲占空比，对于单开关电路其对应关系比较简单。功率耦合电路在不同工作模式下的等效电路均可视为一单开关电路，故可根据不同时刻的功率耦合关系建立能量控制模型，确定开关器件的开通时刻和脉冲宽度。根据吸收能量的瞬时值，可以计算出每个开关周期内的开通时间(占空比)。依此可以计算其它区间开关管的占空比，从而得到开关器件的PEM控制信号。逆变电路部分，采用电网电压前馈的电流闭环控制策略，对逆变桥进行单极倍频SPWM调制，所以逆变器的等效开关频率是其开关管实际工作频率的两倍。
网侧功率等于一个恒定分量与一个二倍工频的交流分量之和,式(2)中PPV表示光伏组件的输出功率，即直流端输入功率，θ是功率因数角，理想条件下为零
Pac＝Ppv-Ppvcos(2ωt+θ)                    (2)
解耦电路在每个开关周期需要处理的平均功率为
Ppd＝PpvTscos(2ωt)                       (3)
Ts是逆变器的等效开关周期，式(3)表明解耦电路需要在一个逆变器等效开关周期内处理解耦功率，由于逆变器的输出电压不是连续的，所以在逆变器关断前，解耦电路就必须处理完解耦功率，这进一步压缩了解耦功率的处理时间。所以解耦电路必须工作在DCM模式。如图12所示，vinv是逆变器输出电压，idref是并网电流，idref是解耦电感电流给定值，id是解耦电感电流瞬时值，从图中可以看出，在单个开关周期内，t1时刻，vinv和id同时启动，t2时刻，id到达给定值后便开始下降，t3时刻降到零，且满足t3<t4<t0+Ts。令DTs＝t2-t1，便是图中阴影部分PEM驱动信号的脉宽，所以PEM信号由idref决定，不同模式下idref的计算方法如下
模式1(A)：由图7知，等效电路为Boost，id以顺时针流向为正方向(下同)，t1～t2时段，开关管T4导通
Ld是解耦电感，t2～t3时段，T4关断
解耦电路的输入功率可以表示为
D’＝t3-t2，Ud为解耦电容电压，解耦电容瞬时能量可以表示为
将(3)式带入(7)式，可以进一步表示为
UL为解耦电容电压的波谷值，于是可以得到Ud
根据能量守恒，解耦电路的输入功率等于解耦电路需要处理的瞬时功率，联立(3)～(9)，当逆变桥导通时，逆变器输出电压Uinv等于Uin，得到
模式2(B)：如图8所示，等效电路为Buck，t1～t2时段，开关管T3导通
t2～t3时段，T4关断
同理可得到iref
模式3(C)：如图9所示，等效电路为Buck-Boost，工作于升压状态，t1～t2时段，开关管T1导通
t2～t3时段，T1关断
可以得到解耦电路的输入功率，联立(3)、(6)、(14)、(15)得到
模式4(D)：如图10所示，等效电路为Buck-Boost，工作于降压状态，t1～t2时段，开关管T6导通
t2～t3时段，T1关断
可以得到解耦电路的输入功率，联立(3)、(6)、(17)、(18)得到
4种模式下idref的波形如图13所示，通过iref便可以反推得到各个模式的占空比D，但在实际控制时，实时采样电感电流与给定值比较决定关断时刻会比较精确。
四、仿真验证
为验证上述理论分析，用Matlab软件在500W的系统上对电路工作原理进行仿真验证，如图14，设计额定输出功率500W，直流输入电压360V，解耦电容平均电压600V，振幅400V，根据式(20)可以计算所需的电容为6.6315uF，
式(20)中，ω表示电网角频率，Vav表示解耦电容电压平均值，△V表示解耦电容电压振幅。其他仿真参数如表3所示。
图15是在额定功率下的仿真波形，仿真时间0～0.06s，图15中，并网电流谐波畸变率仅为3.76％，波形几乎与电网电压同相位，表现出良好的跟踪性能，说明逆变电路几乎不受解耦电路影响，图16中各脉冲序Pulse1～6分别对应图1的开关T1～T6，各脉冲的实心部分表示PEM驱动信号，包含密集的脉冲束，任意时刻PEM驱动信号只能施加在一个开关上，其余开关分别导通和关断的恒定状态，直到下一个工作模式，PEM驱动信号才能施加在另一个开关上，Vinv-positive和Vinv-negtiv分别是电网电压为正和负向时的逆变器输出电压绝对值。
表3仿真参数
图17是4种模式下PEM驱动信号与逆变器输出电压波形的对比，其中图17(a)为模式A，图17(b)为模式B，图17(c)为模式C，图17(d)为模式D，以图17(a)为例，此时逆变器输出正向电压，PEM信号施加在开关管4上，每个PEM脉冲和逆变侧电压同时启动，在逆变器关断之前，解耦电感电流便会达到给定值，使PEM驱动信号比逆变侧电压提前关断，其他3中模式与1类似。
图18则是解耦电容，解耦电感电流，PV侧电流波形，其中图18(a)为解耦电容电压波形，图18(b)为解耦电感电流波形，图18(c)为PV侧电流波形；图18(a)中，解耦电容电压在400～800V间上下波动，平均电压为600V，达到了预计值，图18(b)中解耦电感电流到给定值iref后边关断，但是在t＝0.01k(k＝1,2,3…)附近并未到达给定值。因为在该时刻附近，逆变器每次导通的时间比较短，PEM驱动信号必须提前逆变器关断，所以造成电感电流未到达给定值，由于出现这种状况的时间非常短，可以通过提高其他时间内的电感电流来弥补这部分能量损失，从18(a)可以看出，这对解耦电压的影响是微不足道的。图18(c)是PV侧电流波形，PV侧电流波形虽然脉动比较大，但是在计算系统效率时考虑的是平均值，图19是解耦电路工作时和未工作时PV侧电流平均值Ipav，可以看出带功率解耦电路的Ipav1的上升时间，调整时间明显比不带功率解耦电路的Ipav2更短，性能指标更好。通过式(21)可以得到系统效率，式中Po表示输出有功功率，Ipav表示PV侧电流平均值
以上测试都是在直流端电压360V，交流工作满载500W的工况下测量得到，当网侧负载为额定值的20％，40％，60％，80％，120％，分别仿真，仿真结果和参数如表4所示，当负载改变，与额定状态下仿真一样，按照解耦电容电压平均值600V，振幅400V计算Cd。当交流侧负载功率升高，所需的解耦电容值升高，PV侧平均电流上升，系统效率上升，除负载为100W时，其他工况下系统效率均大于95％，THD1是带解耦电路时测量的并网电流谐波畸变率，THD2是不带解耦电路时测量的并网电流谐波畸变率，随负载功率上升，均变小，THD1均大于THD2，但当负载为400W以上时，差别不明显，说明解耦电路对并网性能的影响随负载功率上升而变小。
表4多种工况下的仿真结果
综上所述，本发明实施例提供的一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路，通过并联接入逆变器的交流输出端，能够代替传统电解电容器实现功率耦合功能，能够减小耦合电容值，提高微逆变器的效率，实现一种长寿命的无电解电容微逆变器。由于直流侧的输入功率恒定，而交流输出功率为正弦变化的，两者的瞬时值存在不一致，功率耦合电路担负着能量缓冲的作用。因此，本发明采用交流输出侧并联功率耦合技术代替电解电容器的功率耦合功能，既实现耦合电容的小型化设计，且逆变电路结构简单，控制技术成熟可靠，系统效率高，解决了分布式发电系统中逆，变器稳定性和使用寿命短的问题。此外，从功率耦合动态特性出发，通过计算开关信号占空比，研究脉冲能量调制技术，可知能够应用于新型无电解电容微逆变器的控制系统设计中。
以上公开的仅为本发明的几个具体实施例，但是，本发明实施例并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化都应落入本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路，其特征在于，该六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路包括6个开关管T1-T6、6个二极管D1-D6、1个耦合电容Cc和1个电感Lc，其中开关管T1和二极管D1，开关管T2和二极管D2，开关管T3和二极管D3，开关管T4和二极管D4，开关管T5和二极管D5以及开关管T6和二极管D6均为反并联连接，开关管T5的集电极与开关管T6的集电极连接，开关管T2的集电极与开关管T3的集电极连接，开关管T6的发射极与电感Lc的一端连接，开关管T3的发射极与电感Lc的另一端连接，开关管T1的发射极连接逆变器交流输出侧的一端；开关管T1的集电极与开关管T6的发射极连接，开关管T4的集电极与开关管T3的发射极连接，开关管T4的发射极接逆变器交流输出侧与电网电压的共地端；耦合电容Cc的一端分别与开关管T2的发射极、开关管T5的发射极连接，耦合电容Cc的另一端与开关管T4的发射极连接；所述反并联连接指的是开关管的发射极与二极管的正极连接，开关管的集电极与二极管的负极连接；所述开关管T1的发射极和开关管T4的发射极之间还连接有用于滤波的电感L和电容C，其中电感L的一端连接开关管T1的发射极，电感L的另一端与电容C的一端连接，电容C的另一端连接开关管T4的发射极。
2.如权利要求1所述的一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路，其特征在于，所述开关管T1-T6均为IGBT器件。
3.如权利要求1所述的一种六开关的微逆变器交流侧功率耦合电路，其特征在于，所述二极管D1-D6均为普通二极管。
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