CN206117540U - 一种开关升压型高增益准z源逆变器 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供了一种开关升压型高增益准Z源逆变器，包括电压源，由第一电感，第一二极管，第一MOS管，第一电容和第二二极管构成的开关升压单元，由第二电感、第二电容、第三电容和第三二极管构成的第一准Z源单元，由第三电感、第四二极管、第四电容和第五电容构成的第二准Z源单元，三相逆变桥，输出滤波电感、滤波电容和负载。整个电路结合了开关升压单元和准Z源单元各自的单级升降压特性，具有更高的输出电压增益，电源电流连续，负载电流连续，输出与输入共地，且电路不存在启动冲击电流和开关管开通瞬间的冲击电流。

Description

一种开关升压型高增益准Z源逆变器

技术领域

本实用新型涉及电力电子电路技术领域，具体涉及一种开关升压型高增益准Z源逆变器电路。

背景技术

在燃料电池发电、光伏发电中，由于单个太阳能电池或者单个燃料电池提供的直流电压较低，无法满足现有用电设备的用电需求，也不能满足并网的需求，往往需要将多个电池串联起来达到所需的电压。这种方法一方面大大降低了整个系统的可靠性，另一方面还需解决串联均压问题。为此，需要能够把低电压转换为高电压的高增益变换器电路。近几年提出的Z源升压变换器是一种高增益变换器电路，但该电路具有较高的阻抗网络电容电压应力，电源电流不连续，输出与输入不共地，且电路启动时存在很大启动冲击电流问题，限制了该电路在实际中的应用。

实用新型内容

本实用新型的目的在于克服上述现有技术的不足，提供一种开关升压型高增益准Z源逆变器电路，具体技术方案如下。

一种开关升压型高增益准Z源逆变器，包括电压源，由第一电感，第一二极管，第一MOS管，第一电容和第二二极管构成的开关升压单元，由第二电感、第二电容、第三电容和第三二极管构成的第一准Z源单元，由第三电感、第四二极管、第四电容和第五电容构成的第二准Z源单元，三相逆变桥，输出滤波电感、滤波电容和负载。

上述的一种开关升压型高增益准Z源逆变器中，所述电压源的正极与第一电感的一端连接；所述第一电感的另一端分别与第一二极管的阳极和第一MOS管的漏极连接；所述第一MOS管的源极分别与第二二极管的阳极和第一电容的负极连接；所述第一二极管的阴极分别与第一电容的正极、第三二极管的阳极和第二电容的负极连接；所述第三二极管的阴极分别与第二电感的一端、第三电容的正极和第四电容的负极连接；所述第二电感的另一端分别与第二电容的正极、第四二极管的阳极和第五电容的负极连接；所述第四二极管的阴极分别与第四电容的正极和第三电感的一端连接；所述第三电感的另一端分别与第五电容的正极和三相逆变桥的正极性端连接；所述电压源的负极分别与第二二极管的阴极、第三电容的负极和三相逆变桥的负极性端连接。

与现有技术相比，本实用新型电路具有如下优点和技术效果：本实用新型结合了开关升压单元和准Z源单元各自的单级升降压特性，具有更高的输出电压增益，电源电流连续，负载电流连续，输出与输入共地，且电路不存在启动冲击电流和开关管开通瞬间的冲击电流，因而更适合应用于燃料电池发电和光伏发电等新能源发电技术领域。

附图说明

图1是本实用新型具体实施方式中的一种开关升压型高增益准Z源逆变器电路。

图2是对图1所示一种开关升压型高增益准Z源逆变器进行模态分析的简化等效电路。

图3a、图3b分别是图1所示一种开关升压型高增益准Z源逆变器在其三相逆变桥直通时和非直通时的等效电路图。

图4a为本实用新型电路的升压因子曲线与开关电感Z源逆变器、基于二极管二级拓展的准Z源逆变器和传统Z源逆变器的升压因子曲线比较图。

图4b为四种逆变器的调制系数M与交流侧输出电压增益G的关系曲线图。

图4c为四种逆变器中开关器件电压应力的比较图。

图4d以V_i＝20V，直通占空比D＝0.25为例给出了本实用新型电路直流侧和交流侧相关变量的仿真结果图。

具体实施方式

以上内容已经对本实用新型的技术方案作了详细说明，以下结合附图对本实用新型的具体实施作进一步描述。

参考图1，本实用新型所述的一种开关升压型高增益准Z源逆变器，其包括电压源，由第一电感，第一二极管，第一MOS管，第一电容和第二二极管构成的开关升压单元，由第二电感、第二电容、第三电容和第三二极管构成的第一准Z源单元，由第三电感、第四二极管、第四电容和第五电容构成的第二准Z源单元，三相逆变桥，输出滤波电感、滤波电容和负载。当三相逆变桥的桥臂直通交流侧负载短路同时第一MOS管S₁导通时，所述第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第四二极管D₄均关断，第三电容C₃和第四电容C4对第三电感L₃充电；所述第三电容C₃和第五电容C₅对第二电感L₂充电；所述电压源V_i与第一电容C₁、第二电容C₂和第五电容C₅一起对第一电感L₁充电储能。当三相逆变桥的桥臂非直通接入交流侧负载同时第一MOS管S₁关断时，所述第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第四二极管D₄均导通，所述电压源V_i与第一电感L₁分别给第一电容C₁和第三电容C₃充电储能，形成回路；第二电感L₂与第二电容C₂并联，形成回路；第三电感L₃与第五电容C₅并联形成回路；第二电感L₂与第四电容C₄并联，形成回路。整个电路结合了开关升压单元和准Z源单元各自的单级升降压特性，具有较高的输出电压增益，电源电流连续，负载电流连续，输出与输入共地，且电路不存在启动电流冲击和开关管开通瞬间的电流冲击问题。

本实用新型电路的具体连接如下：所述电压源的正极与第一电感的一端连接；所述第一电感的另一端分别与第一二极管的阳极和第一MOS管的漏极连接；所述第一MOS管的源极分别与第二二极管的阳极和第一电容的负极连接；所述第一二极管的阴极分别与第一电容的正极、第三二极管的阳极和第二电容的负极连接；所述第三二极管的阴极分别与第二电感的一端、第三电容的正极和第四电容的负极连接；所述第二电感的另一端分别与第二电容的正极、第四二极管的阳极和第五电容的负极连接；所述第四二极管的阴极分别与第四电容的正极和第三电感的一端连接；所述第三电感的另一端分别与第五电容的正极和三相逆变桥的正极性端连接；所述电压源的负极分别与第二二极管的阴极、第三电容的负极和三相逆变桥的负极性端连接。

图3a、图3b给出了本实用新型电路的工作过程等效电路图。图3a、图3b分别是逆变桥直通和非直通时段的等效电路图。图中实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中无电流流过的部分。

本实用新型的工作过程如下：

阶段1，如图3a：当三相逆变桥的桥臂直通交流侧负载短路同时第一MOS管S₁导通时，所述第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第四二极管D₄均关断，第三电容C₃和第四电容C4对第三电感L₃充电；所述第三电容C₃和第五电容C₅对第二电感L₂充电；所述电压源V_i与第一电容C₁、第二电容C₂和第五电容C₅一起对第一电感L₁充电储能。

阶段2，如图2：当三相逆变桥的桥臂非直通接入交流侧负载同时第一MOS管S₁关断时，所述第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第四二极管D₄均导通，所述电压源V_i与第一电感L₁分别给第一电容C₁和第三电容C₃充电储能，形成回路；第二电感L₂与第二电容C₂并联，形成回路；第三电感L₃与第五电容C₅并联形成回路；第二电感L₂与第四电容C₄并联，形成回路。

综上情况，当逆变桥直通时第一MOS管S₁导通，当逆变桥非直通时第一MOS管S₁关断。故设定逆变桥的直通占空比为D，则第一MOS管S₁的导通占空比同样为D，设定开关周期为T_s。并设定V_L1和V_L2和V_L3分别为第一电感L₁、第二电感L₂和第三电感L₃两端的电压，V_C1、V_C2、V_C3、V_C4和V_C5分别为第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、第四电容C₄和第五电容C₅的电压，V_S1为第一MOS管S₁漏极与源极之间的电压，V_PN为逆变桥直流侧链电压。当逆变器进入稳态工作后，得出以下的电压关系推导过程。

阶段1：逆变桥直通(相当于S₂闭合)同时第一MOS管S₁导通期间，对应的等效电路图3a所示，因此有如下公式：

V_L1＝V_i+V_C1+V_C2+V_C5 (1)

V_L2＝V_C3+V_C5 (2)

V_L3＝V_C4+V_C3 (3)

V_S1＝V_PN＝0 (4)

逆变桥的直通时间和第一MOS管S₁导通的时间为DT_s。

阶段2：逆变桥非直通(相当于S₂断开)同时第一MOS管S₁关断期间，对应的等效电路如图3b所示，因此有如下公式：

V_L1＝V_i-V_C1 (5)

V_L2＝-V_C2 (6)

V_C1＝V_C3 (7)

V_C2＝V_C4 (8)

V_L3＝-V_C5 (9)

V_S1＝V_C1 (10)

V_PN＝V_C1+V_C2+V_C5 (11)

逆变桥的非直通时间和第一MOS管S₁的关断时间为(1-D)T_s。

根据以上分析，对分别第一电感L₁、第二电感L₂和第三电感L₃运用电感伏秒数守恒原理，联立式(1)、式(2)、式(3)、式(5)、式(6)和式(9)可得：

V_i+DV_C5+DV_C2＝(1-2D)V_C1 (12)

DV_C5+DV_C3＝(1-D)V_C2 (13)

DV_C2+DV_C3＝(1-D)V_C5 (14)

因而结合式(7)、式(8)，可得出第一电容C₁的电压V_C1、第二电容C₂的电压V_C2、第三电容C₃的电压V_C3、第四电容C₄的电压V_C4和第五电容C₅的电压V_C5与电压源V_i之间的关系式分别为：

则由式(10)可得第一MOS管S1的漏极与源极之间的电压为：

又由式(11)、式(15)和式(16)，可得三相逆变桥直流链电压V_PN的表达式为：

则本实用新型电路的升压因子(Boost Factor)B为：

对应的交流侧输出电压增益为：

G＝MB＝(0～∞) (20)

如图4a所示为本实用新型电路的升压因子曲线与开关电感Z源逆变器、基于二极管二级拓展的准Z源逆变器和传统Z源逆变器的升压因子曲线比较图；图中包括本实用新型电路的升压因子曲线，开关电感Z源逆变器的升压因子曲线，基于二极管二级拓展的准Z源逆变器的升压因子曲线，和传统Z源逆变器的升压因子曲线。由图可知，本实用新型电路在占空比D不超过0.29的情况下，升压因子B就可以达到很大，明显高于其他逆变器拓扑结构的升压因子，且本实用新型电路的占空比D不会超过0.29。

图4b为四种逆变器的调制系数M与交流侧输出电压增益G的关系曲线图，由图可知在具有相同的交流侧输出电压增益G的情况下，本实用新型电路比其他三种逆变器电路可以用到更大的调制系数M对逆变器进行调制，进而提高了逆变器的直流电压利用率，改善了交流侧输出电压波形的质量。

图4c为四种逆变器中开关器件电压应力的比较，由图可知本实用新型电路逆变桥中开关器件的电压应力要比其他三种逆变器拓扑都要小，进而减小了使用开关器件的成本费用。

图4d以V_i＝20V，直通占空比D＝0.25为例给出了本实用新型电路直流侧和交流侧相关变量的仿真结果。D＝0.25时，升压因子B＝8，逆变桥直流链电压V_PN＝B*V_i＝160V，电容电压V_C1＝V_C3＝80V，V_C2＝V_C4＝V_C5＝40V，开关S两端的电压V_S＝80V。此外，图4d中还给出了电感电流i_L1,i_L2和i_L3的波形，交流侧输出相电压V_phase和输出线电压V_line的波形，以及三相对称电阻负载两端电压V_RL的波形。

综上所述，本实用新型电路结合了开关升压单元和准Z源单元各自的单级升降压特性，具有较高的输出电压增益，电源电流连续，负载电流连续，输出与输入共地，且不存在启动冲击电流和MOS管开通瞬间的冲击电流。

上述实施例为本实用新型较佳的实施方式，但本实用新型的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本实用新型的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种开关升压型高增益准Z源逆变器，其特征在于包括电压源（V_i）、开关升压单元、第一准Z源单元、第二准Z源单元、三相逆变桥、输出滤波电容、滤波电感和三相对称负载；所述开关升压单元由第一电感（L₁）、第一二极管（D₁）、第一电容（C₁）、第一功率开关管（S₁）和第二二极管（D₂）构成；所述第一准Z源单元由第二电感（L₂）、第二电容（C₂）、第三电容（C₃）和第三二极管（D₃）构成；所述第二准Z源单元由第三电感（L₃）、第四二极管（L₄）、第四电容（C₄）和第五电容（C₅）构成；

所述电压源（V_i）的正极与第一电感（L₁）的一端连接；所述第一电感（L₁）的另一端分别与第一二极管（D₁）的阳极和第一MOS管（S₁）的漏极连接；所述第一MOS管（S₁）的源极分别与第二二极管（D₂）的阳极和第一电容（C₁）的负极连接；所述第一二极管（D₁）的阴极分别与第一电容（C₁）的正极、第三二极管（D₃）的阳极和第二电容（C₂）的负极连接；所述第三二极管（D₃）的阴极分别与第二电感（L₂）的一端、第三电容（C₃）的正极和第四电容（C₄）的负极连接；所述第二电感（L₂）的另一端分别与第二电容（C₂）的正极、第四二极管（D₄）的阳极和第五电容（C₅）的负极连接；所述第四二极管（D₄）的阴极分别与第四电容（C₄）的正极和第三电感（L₃）的一端连接；所述第三电感（L₃）的另一端分别与第五电容（C₅）的正极和三相逆变桥的正极性端连接；所述电压源（V_i）的负极分别与第二二极管（D₂）的阴极、第三电容（C₃）的负极和三相逆变桥的负极性端连接。