CN106130352A - 中间电流型双管正激微逆变器及其数字控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种中间电流型双管正激微逆变器及其数字控制装置，中间电流型双管正激微逆变器包括输入滤波电容、全桥电路、缓冲电感、高频变压器、周波变换器、并网滤波电路。数字控制装置包括第一电压传感器、第二电压传感器、第一电流传感器、第二电流传感器以及DSP数字控制器。全桥电路中，同一阶段仅有两个开关处于高频动作就能将光伏电池输出能量传递到变压器副边侧，降低了开关器件的损耗；中间电流型双管正激微逆变器利用变压器的漏感实现了所有开关都工作在软开关状态，并消除了变压器副边整流二极管反向恢复损耗，提高了微逆变器的性能和效率。

Description

中间电流型双管正激微逆变器及其数字控制装置

技术领域

本发明涉及一种中间电流型双管正激微逆变器及其数字控制装置，属于电力电子变换器及其控制技术领域。

背景技术

常规化石能源的不可再生与高污染特性要求政府重新审视现有能源政策，一系列鼓励可再生能源使用的政策法规陆续出台。其中，光伏发电获得了较快发展。着光伏电池售价的持续降低和相关利好政策的出台，越来越多的单位和个人对光伏发电表现出极大的兴趣。

开光伏发电的一个发展趋势是模块化供电，该方案可保证每块光伏电池工作在最大功率点。光伏模块电源可分为直流模块和交流模块(即微逆变器)两类。虽然光伏直流模块中DC/DC变换器实现了每块电池板的最大功率点跟踪，而且集中式DC/AC也保证了系统的高效，然而这也导致系统冗余度不高。光伏微逆变器直接作为电池板与电网的接口装置集成在电池板背面，其安装方便，可热插拔、冗余性能好而受到广泛研究。

相对于集中式功率变换的光伏发电系统而言，微逆变器的成本高，因此在获取光伏电池最大输出功率的同时，还要尽可能的提高微逆变器的效率以满足CEC效率和欧洲效率，因此对微逆变器拓扑的改进和现有拓扑新的控制方法是效率提升的两个重要研究方向。微逆变器的拓扑可分为有直流环节、伪直流环节和无直流环节，对于小功率的微逆变器而言，伪直流环节和无直流环节的电路拓扑更具吸引力，因为这两种方案的逆变器中有处于工频开关的器件，且正弦调制由前级电路完成，优化设计后易于获得高效率。

单块光伏电池输出电压较低(25V-50V)，要实现并网，可采用两级式电路结构，升压后再进行逆变，常用的升压变换器难以实现高升压比，因此需要特定结构的高升压比变换器，该类型变换器一般都采用调节耦合电感的匝比实现10倍以上的升压比，但高升压比变换器也需要较多的二极管和无源元件才能实现，而采用高频变压器实现电气隔离的微逆变器可以用较少的功率变换级数完成逆变功能，目前无直流环节隔离型微逆变器中研究较多的是反激微逆变器，另外正激、推挽、全桥和Zeta微逆变器也有相关研究，隔离型全桥和Zeta微逆变器的电路结构较复杂，不利于电路效率的提高，反激和正激型微逆变器的电路结构较简单，但正激型微逆变器副边电路二极管在峰值电流时换流，造成二极管的寄生振荡和反向恢复损耗，效率难以提升；反激型微逆变器的功率受限于储能变压器，随着单块光伏电池功率增加，其效率难以在较大功率时取得高效，因此近年交错反激型微逆变器得到广泛应用，但后级必须增加翻转逆变器，这增加了微逆变器的复杂性。

因此，建立一种可以提高电路效率、并且是合理变压器变比的微逆变器、同时又能够降低电路结构的复杂程度、还可以对不同阶段的电网电压值实现不同的控制策略，对于提高光伏电池的利用率、降低系统成本具有积极的意义，所以寻找提高电路效率、合理的变压器变比的微逆变器及其相应的控制策略、保证电能变换的高效率，并通过数字芯片控制实现整个系统的稳定运行是本发明的主要任务。

发明内容

发明目的：针对现有微逆变器拓扑电路的结构形式比较复杂的特点，寻找一种电路结构简单、电能变换效率高的微逆变器拓扑及其相关控制方法，保证光伏电池发电系统能实现高效并网。

技术方案：

一种中间电流型双管正激微逆变器，包括输入滤波电容、全桥电路、缓冲电感、高频变压器、周波变换器以及并网滤波电路。其中全桥电路以光伏电池作为输入电源，并包含带反并二极管和寄生电容的第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管；第一开关管的源极和第三开关管的漏极连接，第一开关管的漏极、第二开关管的漏极、光伏电池正极、输入滤波电容的正端连接在一起，第二开关管的源极和第四开关管的漏极连接，第三开关管的源极、第四开关管的源极、光伏电池负极、输入滤波电容的负端连接在一起；

所述缓冲电感一端接在第一开关管的源极和第三开关管的漏极之间；所述高频变压器包括原边绕组和副边绕组，其中原边绕组的同名端和缓冲电感的另一端连接，原边绕组的异名端连接在第二开关管的源极和第四开关管的漏极之间；

所述周波变换器包括带有反并联二极管的第五开关管、第六开关管，其中第五开关管的源极和第六开关管的源极连接，高频变压器副边绕组的同名端和第五开关管的漏极连接；

所述并网滤波电路包括并网滤波电容和并网滤波电感，第六开关管的漏极连接在并网滤波电容的正端和并网滤波电感的一端之间，并网滤波电感的另一端和电网火线连接，电网的零线连接在并网滤波电容的负端，并与高频变压器副边绕组的异名端连接。

中间电流型双管正激微逆变器的数字控制装置，其特征在于：包括第一电压传感器、第二电压传感器、第一电流传感器、第二电流传感器以及DSP数字控制器，其中DSP数字控制器包括最大功率点跟踪模块、锁相环、乘法器、减法器、载波发生器、并网电流调节器、占空比预计算模块、比例放大器、加法器、极性识别器、比较器、反相器以及信号选择器；

第一电压传感器的输入端连接在光伏电池的两端，第二电压传感器连接在电网的两端，第一电流传感器串联在第一开关管漏极与光伏电池的正端之间，第二电流传感器的输入端与并网滤波电感相串联；

最大功率点跟踪模块的第一输入端和第二输入端分别连接上述第一电流传感器的输出端和第一电压传感器的输出端；锁相环的输入端接上述第二电压传感器的输出端；乘法器的第一输入端接最大功率点跟踪模块的输出端，乘法器的第二输入端接锁相环的输出端；减法器的正输入端接乘法器的输出端，减法器的负输入端接第二电流传感器的输出端；并网电流调节器的输入端接减法器的输出端；占空比预计算模块的第一输入端接上述第一电压传感器的输出端，占空比预计算模块的第二输入端接乘法器的输出端，占空比预计算模块的第三输入端接上述第二电压传感器的输出端；加法器的第一输入端接并网电流调节器的输出端，加法器的第二输入端接占空比预计算模块的输出端；极性识别器的输入端接上述第二电压传感器的输出端，极性识别器的输出端接反相器的输入端；比例放大器的输入端接加法器的输出端；比较器的负输入端接载波发生器的输出端，比较器的正输入端接比例放大器的输出端；信号选择器的第一输入端接比较器的输出端，信号选择器的第二输入端接极性识别器的输出端；

当极性识别器输出电压为高电平时，信号选择器将比较器的输出信号仅传递给第一开关管和第四开关管，使第一开关管和第四开关管工作在高频开关状态，此时第二开关管和第三开关管保持关断状态；当极性识别器输出电压为低电平时，信号选择器将比较器的输出信号仅传递给第二开关管和第三开关管，使第二开关管和第三开关管工作在高频开关状态，此时第一开关管和第四开关管保持关断状态；

信号选择器的第一输出端输出第一开关管和第四开关管的驱动信号，信号选择器的第二输出端输出第二开关管和第三开关管的驱动信号；极性识别器的输出端输出第五开关管的驱动信号；反相器输出第六开关管的驱动信号。

中间电流型双管正激微逆变器的数字控制方法，其特征在于：全桥电路同一时期仅有两个开关处于高频动作即可将光伏电池输出能量传递到变压器副边侧，节省了开关器件的驱动损耗；变压器副边的周波变换器工频开关，且周波开关的体二极管可实现自然关断，消除了二极管反向恢复产生的损耗。

有益效果：采用上述方案后，由原来的控制LC低通滤波器的输入电压变为控制电感L的电流，该变换器中所有开关都可实现软开关，并消除了变压器副边整流二极管反向恢复损耗，通过分析还可以得到微逆变器的最大占空比、占空比的预置值、开关管的电流应力以及无源选件参数；此方案在性能、成本上全面超越现有的正激微逆变器，而且除了在器件数量上稍多于反激微逆变器外，在性能上全面超越反激微逆变器。

附图说明

图1为本发明实施例的中间电流型双管正激微逆变器及其数字控制装置框图；

图2为本发明实施例在一个工频周期内的主要信号波形示意图；

图3为本发明实施例在工频正半周期等效电路图；

图4为本发明实施例在工频负半周期等效电路图；

图5为本发明实施例在电网电压正半周时，一个开关周期内开关管驱动信号以及主要电压、电流波形图；

图6为本发明实施例在电网电压正半周时模态1的等效电路图；

图7为本发明实施例在电网电压正半周时模态2的等效电路图；

图8为本发明实施例在电网电压正半周时模态3的等效电路图；

图9为本发明实施例在电网电压正半周时模态4的等效电路图；

图10为本发明实施例在电网电压正半周时模态5的等效电路图；

图中符号名称：U_PV----光伏电池输出电压；I_PV----光伏电池输出电流；C_in----光伏电池滤波电容；u_AB----缓冲电感输入端电压；S1-S6----第一开关管至第六开关管；L----缓冲电感；i_L----缓冲电感电流；T----高频变压器；n----变压器副边与原边的匝比；u_w1----高频变压器原边电压；u_w2----高频变压器副边电压；i_sec----变压器副边电流；i_in----变压器励磁电流；C_g----并网滤波电容；i_C----滤波电容电流；i_g----并网电流；L_g----并网滤波电感；u_g----电网电压；U_{PV—_f}----第一电压传感器输出信号；I_{PV_f}----第一电流传感器输出信号；i_{g_f}----第二电流传感器输出信号；u_{g_f}----第二电压传感器输出信号；I*----并网电流幅值基准信号；i*----并网电流相位基准信号；i_g*----并网电流基准信号；i_{g_e}----并网电流误差信号；D_a----中间电流型双管正激微逆变器的调制比微调信号；D_b----中间电流型双管正激微逆变器的调制比预调信号；D----中间电流型双管正激微逆变器的调制比信号；u_P----比例放大器输出信号；u_C----载波发生器输出信号；u₀----比较器输出信号；u_S1～u_S6----第一开关管至第六开关管的驱动信号。

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

如图1所示，中间电流型双管正激微逆变器，包括输入滤波电容C_in、全桥电路、缓冲电感L、高频变压器T、周波变换器以及LC并网滤波电路，以下将就其相互连接关系及组成部件进行详细说明。

全桥电路以光伏电池作为输入电源，并包含带反并二极管和寄生电容的第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4；S1的源极和S3的漏极连接，S1的漏极、S2的漏极、光伏电池正极、滤波电容C_in的正端连接在一起，S2的源极和S4的漏极连接，S3的源极、S4的源极、光伏电池负极、输入滤波电容C_in的负端连接在一起；缓冲电感L一端接在S1的源极和S3的漏极之间；高频变压器T包括原边绕组和副边绕组，其中原边绕组的同名端和缓冲电感L的另一端连接，原边绕组的异名端连接在S2和S4的漏极之间；周波变换器包括带有反并联二极管的第五开关管S5、第六开关管S6，其中S5的源极和S6的源极连接，高频变压器副边绕组的同名端和S5的漏极连接；并网滤波电路包括并网滤波电容C_g和并网滤波电感L_g，S6的漏极连接在并网滤波电容C_g的正端和并网滤波电感L_g的一端之间，并网滤波电感L_g的另一端和电网火线连接，电网的零线连接在并网滤波电容C_g的负端，并与高频变压器副边绕组的异名端连接。

中间电流型双管正激微逆变器的数字控制装置，其特征在于：包括第一电压传感器、第二电压传感器、第一电流传感器、第二电流传感器以及DSP数字控制器，其中DSP数字控制器包括最大功率点跟踪模块、锁相环、乘法器、减法器、载波发生器、并网电流调节器、占空比预计算模块、比例放大器、加法器、极性识别器、比较器、反相器以及信号选择器；

第一电压传感器的输入端连接在光伏电池的两端，第二电压传感器连接在电网的两端，第一电流传感器串联在S1的漏极与光伏电池的正端之间，第二电流传感器的输入端与并网滤波电感L_g相串联；

最大功率点跟踪模块的第一输入端和第二输入端分别连接上述第一电流传感器的输出端和第一电压传感器的输出端；锁相环的输入端接上述第二电压传感器的输出端；乘法器的第一输入端接最大功率点跟踪模块的输出端，乘法器的第二输入端接锁相环的输出端；减法器的正输入端接乘法器的输出端，减法器的负输入端接第二电流传感器的输出端；并网电流调节器的输入端接减法器的输出端；占空比预计算模块的第一输入端接上述第一电压传感器的输出端，占空比预计算模块的第二输入端接乘法器的输出端，占空比预计算模块的第三输入端接上述第二电压传感器的输出端；加法器的第一输入端接并网电流调节器的输出端，加法器的第二输入端接占空比预计算模块的输出端；极性识别器的输入端接上述第二电压传感器的输出端，极性识别器的输出端接反相器的输入端；比例放大器的输入端接加法器的输出端；比较器的负输入端接载波发生器的输出端，比较器的正输入端接比例放大器的输出端；信号选择器的第一输入端接比较器的输出端，信号选择器的第二输入端接极性识别器的输出端；当极性识别器输出电压为高电平时，信号选择器将比较器的输出信号仅传递给第一开关管和第四开关管，使第一开关管和第四开关管工作在高频开关状态，此时第二开关管和第三开关管保持关断状态；当极性识别器输出电压为低电平时，信号选择器将比较器的输出信号仅传递给第二开关管和第三开关管，使第二开关管和第三开关管工作在高频开关状态，此时第一开关管和第四开关管保持关断状态；信号选择器的第一输出端输出第一开关管和第四开关管的驱动信号，信号选择器的第二输出端输出第二开关管和第三开关管的驱动信号；极性识别器的输出端输出第五开关管的驱动信号；反相器输出第六开关管的驱动信号。

图2给出了本发明在一个工频周期内的主要信号波形示意图，可以看出，在一个工频周期内，中间电流型正激微逆变器控制时分为两组双管正激电路工作，具体等效电路如图3和图4所示。本发明最基本的思想是，在开关周期内，控制缓冲电感L中的电流，使变压器副边电流i_sec的平均值等于并网电流i_g，如此可实现高质量并网。利用极性识别器判别电网处于正半周还是负半周，在工频正半周，开关管S2、S3、S6关断，S5保持开通，S1、S4高频开关控制缓冲电感L中的电流，S6的体二极管作为整流管，从而使得将前级调制好的电流波形输送至电网，对应等效电路如图3所示；在工频负半周正好对称，对应等效电路如图4所示；最终得到变压器副边电流i_sec的波形如图2所示，经后级低通滤波器得到单位功率因数的并网电流i_g。在该过程中，全桥电路同一时期仅有两个开关处于高频动作即可将光伏电池输出能量传递到变压器副边侧，节省了开关器件的驱动损耗；变压器副边的周波变换器工频开关，且周波开关的体二极管可实现自然关断，消除了二极管反向恢复产生的损耗，提高了系统效率。

图5进一步绘制了本发明实施例在电网电压正半周时，一个开关周期内开关管驱动信号以及主要电压、电流波形图；图中详细描述了全桥电路中的两个开关管与缓冲电感输入端电压的位置关系，开关管驱动信号直接决定了缓冲电感输入端电压u_AB，并且描述了变压器原边电压u_w1及和变压器副边电流i_sec随开关管开关时间的变化情况。

本发明在工频正负半周差别不大，对应的工作过程也类似，因此仅对本发明处于电网电压正半周一个开关周期内中间电流型双管正激微逆变器的工作波形和对应模态作具体说明。图6至图10给出了在电网电压正半周时，本发明处于不同阶段的等效电路；本发明在电网电压负半周时，开关管S2、S3、S6开通，S5保持关断，电路工作过程正好对称。

开关模态1[对应图6]：

t₀之前，电路中仅有电网侧的滤波电容经滤波电感向电网输送能量，其余电路都没有电流。t₀时刻，开关管S1、S4开通，电流i_L从0开始线性增加，开关管S6的反并二极管导通，因此，S1、S4均为零电流开通，输入侧能量经变压器输送至电网侧，电流i_L包含两部分，一部分来自副边则算而来的电流i_sec/n，另一部分来自变压器的励磁电流i_in，电流i_sec/n与i_in均线性增加，即变压器铁芯正向磁化。

开关模态2[对应图7]：

t₁时刻，开关管S1、S4关断，缓冲电感L与开关管的寄生电容发生谐振，即电流i_L同时给S1-S4的寄生电容充电或放电，因此电压u_AB从U_PV变为-U_PV，因此开关管S1、S4均为零电压关断，变压器副边电流通路不变，变压器铁芯继续正向磁化。

开关模态3[对应图8]：

t₂时刻，电压u_AB变为-U_PV，S2、S3的寄生二极管开始导通，此时，缓冲电感储存能量一部分输送至电网，一部分反馈给输入电源U_PV。此阶段，电流i_L线性下降。由于变压器副边电流通路不变化，变压器副边电压被钳位在近似电网电压，因此变压器继续正向磁化。

开关模态4[对应图9]：

t₃时刻，电流i_sec变为零，S6的寄生二极管截止，因此S6的寄生二极管不存在反向恢复损耗；电流i_L等于励磁电流i_in，由于变压器自感远大于缓冲电感L，因此变压器原边电压被钳位在-U_PV，变压器铁芯退磁，励磁电流i_in线性下降。

开关模态5[对应图10]：

t₄时刻，电流i_in下降到0，地电路状态与t₀时刻之前相同，待到开关管S1、S4再次开通，电路重复t₀-t₅的工作过程。

综上所述，中间电流型双管正激微逆变器的数字控制方法，全桥电路同一时刻需要高频驱动控制的开关器件只有两个，降低了驱动损耗；所有的开关器件都工作在软开关状态；变压器变比对不同开关管的电流应力有不同的影响，据此确定适中的变压器变比；相对于其他的现有微逆变器，本文所提微逆变器的器件数量，电压应力、电流应力适中；能够在在一个工频周期中实现电能的高效变换。

Claims (4)

1.一种中间电流型双管正激微逆变器，其特征在于：包括输入滤波电容、全桥电路、缓冲电感、高频变压器、周波变换器以及并网滤波电路；其中全桥电路以光伏电池作为输入电源，包含带反并二极管和寄生电容的第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管；第一开关管的源极和第三开关管的漏极连接，第一开关管的漏极、第二开关管的漏极，光伏电池正极、输入滤波电容C_in的正端连接在一起，第二开关管的源极和第四开关管的漏极连接，第三开关管的源极、第四开关管的源极、光伏电池负极、输入滤波电容C_in的负端连接在一起；

所述缓冲电感一端接在第一开关管的源极和第三开关管的漏极之间；所述高频变压器包括原边绕组和副边绕组，其中原边绕组的同名端和缓冲电感的另一端连接，原边绕组的异名端连接在第二开关管的源极和第四开关管的漏极之间；

所述周波变换器包括带有反并联二极管的第五开关管、第六开关管，其中第五开关管的源极和第六开关管的源极连接，高频变压器副边绕组的同名端和第五开关管的漏极连接；

所述并网滤波电路包括并网滤波电容C_g和并网滤波电感L_g，第六开关管的漏极连接在并网滤波电容C_g的正端和并网滤波电感L_g的一端之间，并网滤波电感L_g的另一端和电网火线连接，电网的零线连接在并网滤波电容C_g的负端，并与高频变压器副边绕组的异名端连接。

2.一种如权利要求1所述的中间电流型双管正激微逆变器的数字控制装置，其特征在于：包括第一电压传感器、第二电压传感器、第一电流传感器、第二电流传感器以及DSP数字控制器，其中DSP数字控制器包括最大功率点跟踪模块、锁相环、乘法器、减法器、载波发生器、并网电流调节器、占空比预计算模块、比例放大器、加法器、极性识别器、比较器、反相器以及信号选择器；

第一电压传感器的输入端连接在光伏电池的两端，第二电压传感器连接在电网的两端，第一电流传感器串联在第一开关管漏极与光伏电池的正端之间，第二电流传感器的输入端与并网滤波电感L_g相串联；

最大功率点跟踪模块的第一输入端和第二输入端分别连接上述第一电流传感器的输出端和第一电压传感器的输出端；锁相环的输入端接上述第二电压传感器的输出端；乘法器的第一输入端接最大功率点跟踪模块的输出端，乘法器的第二输入端接锁相环的输出端；减法器的正输入端接乘法器的输出端，减法器的负输入端接第二电流传感器的输出端；并网电流调节器的输入端接减法器的输出端；占空比预计算模块的第一输入端接上述第一电压传感器的输出端，占空比预计算模块的第二输入端接乘法器的输出端，占空比预计算模块的第三输入端接上述第二电压传感器的输出端；加法器的第一输入端接并网电流调节器的输出端，加法器的第二输入端接占空比预计算模块的输出端；极性识别器的输入端接上述第二电压传感器的输出端，极性识别器的输出端接反相器输入端；比例放大器的输入端接加法器的输出端；比较器的负输入端接载波发生器的输出端，比较器的正输入端接比例放大器的输出端；信号选择器的第一输入端接比较器的输出端，信号选择器的第二输入端接极性识别器的输出端；

当极性识别器输出电压为高电平时，信号选择器将比较器的输出信号仅传递给第一开关管和第四开关管，使第一开关管和第四开关管工作在高频开关状态，此时第二开关管和第三开关管保持关断状态；当极性识别器输出电压为低电平时，信号选择器将比较器的输出信号仅传递给第二开关管和第三开关管，使第二开关管和第三开关管工作在高频开关状态，此时第一开关管和第四开关管保持关断状态；

信号选择器的第一输出端输出第一开关管和第四开关管的驱动信号，信号选择器的第二输出端输出第二开关管和第三开关管的驱动信号；极性识别器的输出端输出第五开关管的驱动信号；反相器输出第六开关管的驱动信号。

3.如权利要求2所述的中间电流型双管正激微逆变器的数字控制装置，其特征在于：设第一电压传感器输出信号电压为U_{PV_f}，乘法器输出信号为第二电压传感器输出信号电压为u_{g_f}，得到占空比预调制比的输出信号D_b为：

$D_b=\sqrt{\frac{{\mathrm{nLi}}_g^{*}({\mathrm{nU}}_{PV\_f}+u_{g\_f})}{U_{PV\_f}{T}_S({\mathrm{nU}}_{PV\_f}-u_{g\_f})}},$

其中，n为变压器副边与原边的匝比，L为缓冲电感的感值，T_s为开关管开关周期。

4.一种中间电流型双管正激微逆变器的数字控制方法，其特征在于：全桥电路同一时期仅有两个开关处于高频动作即可将光伏电池输出能量传递到变压器副边侧，节省了开关器件的驱动损耗；变压器副边的周波变换器工频开关，且周波开关的体二极管可实现自然关断，消除了二极管反向恢复产生的损耗。