CN105529925A

CN105529925A - 基于开关电感的Boost变换器

Info

Publication number: CN105529925A
Application number: CN201610072208.3A
Authority: CN
Inventors: 王磊; 吴龙生; 王伟海; 程武; 章日千; 吴忠强
Original assignee: SOLAX POWER Co Ltd
Current assignee: Solax Power Network Technology Zhejiang Co Ltd
Priority date: 2016-02-01
Filing date: 2016-02-01
Publication date: 2016-04-27
Anticipated expiration: 2036-02-01
Also published as: CN105529925B

Abstract

本发明公开了一种基于开关电感的Boost变换器，包括第一开关电感模块、第二开关电感模块、开关电容模块、负载(R)、第一开关管、第二开关管、直流输入端口；开关电容模块一端与第一开关电感模块输出端连接，另一端与第二开关电感模块输入端连接，并向负载(R)供电。与现有技术相比，本发明在大幅提高变换器电压增益的同时，兼顾较小的输出电压应力，还具有电路简单，控制以易现，功率密度高，高效率的优点。

Description

基于开关电感的Boost变换器

技术领域

本发明涉及一种Boost变换器，尤其涉及一种基于开关电感的Boost变换器。

背景技术

Boost变换器又称为升压变换器、并联开关电路、三端开关型升压稳压器。

近年来发展的新型光伏微逆变器多采用两级式设计，前级DC-DC模块实现光伏电池输出电压等级提升以满足后级逆变的需要，并具有光伏电池MPPT功能以获得最大功率，后级DC-AC模块实现并网功能。该结构中的光伏电池长期工作在户外，受复杂环境变化影响，其输出电压波动大，同时光伏逆变器后级并网电压等级较高，因此，设计出可以满足光伏系统宽输入电压范围内保持输出电压稳定，同时将光伏阵列输出电压拉升到满足逆变器后级并网所需较高母线电压等级的要求的，具有宽输入适应性、高增益稳定性的变换器就变得非常重要。目前，很多学者研究光伏系统高增益直流变换器，但电压增益都依然有限，并且受制于电压增益提高开关管输出电压应力也相应增加，并且存在电流纹波大，变换器稳定性下降等问题。

发明内容

为了解决前述问题，本发明提供一种稳定性更好的基于开关电感的Boost变换器。

为达到前述目的，本发明的技术方案为：一种基于开关电感的Boost变换器，其特征在于：包括第一开关电感模块、第二开关电感模块、开关电容模块、负载、第一开关管、第二开关管、直流输入端口；

所述直流输入端口的正极连接第一开关电感模块的输入端、所述第一开关电感模块的输出端连接第一开关管的输入端，所述第一开关管的输出端与直流输入端口的负极连接；

所述直流输入端口的正极连接第二开关管的输入端，所述第二开关管的输出端与第二开关电感模块的输入端连接，所述第二开关电感模块的输出端与直流输入端口的负极连接；

所述开关电容模块一端与第一开关电感模块输出端连接，另一端与第二开关电感模块输入端连接，并向所述负载供电。

本发明的第一优选方案为：所述第一开关电感模块包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第一电感、第二电感；

所述第一开关电感模块的输入端连接第一二极管的正极及第一电感的一端；

所述第一电感的另一端连接第二二极管的正极及第三二极管的正极；

所述第一二极管的负极及第三二极管的负极与第二电感的一端连接；

所述第一开关电感模块的输出端与第二电感的另一端及第二二极管的负极连接。

本发明的第二优选方案为：所述第二开关电感模块包括第四二极管、第五二极管、第六二极管、第三电感、第四电感；

所述第二开关电感模块的输入端与第五二极管的正极及第四电感的一端连接，

所述第四电感的另一端与第四二极管的正极及第六二极管的正极连接，

所述第五二极管的负极及第六二极管的负极与第三电感的一端连接，

所述第二开关电感模块的输出端与第三电感的另一端及第四二极管的负极连接。

本发明的第三优选方案为：所述开关电容模块包括第一电容、第二电容、第三电容、第七二极管、第八二极管、第九二极管；

所述开关电容模块的输入端与第一电容的一端及第七二极管的正极连接，

所述第七二极管的负极与第八二极管的正极、第二电容的一端及第三电容的一端连接，

所述第一电容的另一端与第八二极管的负极及第九二极管的正极连接，

所述第九二极管的负极与第二电容的另一端及负载的一端连接，

所述开关电容模块的输出端与第三电容的另一端、负载的另一端连接。

本发明的第四优选方案为：所述第一电感和第二电感正向耦合；或/和，所述第三电感和第四电感正向耦合。

本发明的第五优选方案为：所述第一电感及第二电感与第三电感及第四电感反向耦合。

本发明的第六优选方案为：还包括第一磁芯、第二磁芯、第三磁芯，所述第一电感和第二电感绕设于第一磁芯和第二磁芯上，所述第三电感和第四电感绕设于第二磁芯和第三磁芯上。

本发明的第七优选方案为：所述第一开关管和所述第二开关管为IGBT、三级管或场效应管。

基于前述方案，本发明可达到如下技术效果：

1.前述基于开关电感的Boost变换器针对开关电感模块中分立磁件较多，采用了阵列化平面磁集成技术，将单个开关电感模块内的两个分立电感先进行正向耦合设计，然后将两组开关电感进行反向耦合设计，最终实现四个分立电感的全偶合设计，极大减小磁件体积，磁集成设计可消除局部热点，降低有源及无缘损耗，改善变换器稳态及动态性能，提高转换效率。

2.前述基于开关电感的Boost变换器针对传统BOOST变换器电压增益不足的缺点，引入有源网络单元结合开关电感模块和开关电容模块组成新的有源网络拓扑，极大提高了电压增益。

3.前述基于开关电感的Boost变换器通过磁集成设计，降低了电感电流纹波及相电感电流平均值，满足光伏系统对大电流低纹波的要求，同时减小了后级滤波电容的压力，对改善EMC性能等起到良好作用。

综上，与现有技术相比，本发明在大幅提高变换器电压增益的同时，兼顾较小的输出电压应力，还具有电路简单，控制以易现，功率密度高，高效率的优点。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步具体说明。

图1为本发明实施例1的基于开关电感的Boost变换器的电路图。

图2为本发明实施例1的第一电感、第二电感、第三电感、第四电感的安装示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的说明，但并不作为对本发明限制的依据。

实施例1。

参考图1，一种基于开关电感的Boost变换器，包括第一开关电感模块、第二开关电感模块、开关电容模块、负载R、第一开关管S1、第二开关管S2、直流输入端口；直流输入端口的正极连接第一开关电感模块的输入端、第一开关电感模块的输出端连接第一开关管S1的输入端，第一开关管S1的输出端与直流输入端口的负极连接；直流输入端口的正极连接第二开关管S2的输入端，第二开关管S2的输出端与第二开关电感模块的输入端连接，第二开关电感模块的输出端与直流输入端口的负极连接；开关电容模块一端与第一开关电感模块输出端连接，另一端与第二开关电感模块输入端连接，并向负载R供电。

前述第一开关电感模块包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第一电感L1、第二电感L2；第一开关电感模块的输入端连接第一二极管D1的正极及第一电感L1的一端；第一电感L1的另一端连接第二二极管D2的正极及第三二极管D3的正极；第一二极管D1的负极及第三二极管D3的负极与第二电感L2的一端连接；第一开关电感模块的输出端与第二电感L2的另一端及第二二极管D2的负极连接。

前述第二开关电感模块包括第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第三电感L3、第四电感L4；第二开关电感模块的输入端与第五二极管D5的正极及第四电感L4的一端连接，第四电感L4的另一端与第四二极管D4的正极及第六二极管D6的正极连接，第五二极管D5的负极及第六二极管D6的负极与第三电感L3的一端连接，第二开关电感模块的输出端与第三电感L3的另一端及第四二极管D4的负极连接。

前述开关电容模块包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9；开关电容模块的输入端与第一电容C1的一端及第七二极管D7的正极连接，第七二极管D7的负极与第八二极管D8的正极、第二电容C2的一端及第三电容C3的一端连接，第一电容C1的另一端与第八二极管D8的负极及第九二极管D9的正极连接，第九二极管D9的负极与第二电容C2的另一端及负载R的一端连接，开关电容模块的输出端与第三电容C3的另一端、负载R的另一端连接。

前述第一开关电感模块、第二开关电感模块、开关电容模块的输入端或输入端，皆为电路中的部分导线，未于图中明示。另，直流输入端口可以为插头、导线等。

参看图2，基于开关电感的Boost变换器还包括第一磁芯1、第二磁芯2、第三磁芯3，第一电感L1和第二电感L2绕设于第一磁芯1和第二磁芯2上，第三电感L3和第四电感L4绕设于第二磁芯2和第三磁芯3上。第一电感L1和第二电感L2正向耦合；第三电感L3和第四电感L4正向耦合，第一电感L1及第二电感L2与第三电感L3及第四电感L4反向耦合。第一电感L1与第二电感L2的大小相等，第三电感L3与第四电感L4的大小相等。

设第一磁芯1、第三磁芯3磁阻为Ra，第二磁芯2磁阻为Rb，电感的匝数为N。忽略漏磁通的情况下，通过推导可得到如下表达式：

L_{1} = L_{2} = L_{3} = L_{4} = N^{2} (\frac{1}{R_{a}} + \frac{1}{R_{b}}) - - - (18)

正向耦合的互感：

M_{12} = M_{34} = N^{2} (\frac{1}{R_{a}} + \frac{1}{R_{b}}) - - - (19)

因此正向耦合系数k₁＝1，反向耦合的互感：

M_{13} = M_{23} = M_{14} = M_{24} = \frac{N^{2}}{R_{b}} - - - (20)

因此反向耦合系数

k_{2} = - \frac{R_{a}}{R_{a} + R_{b}} - - - (21)

联立上式，得到

L_{t r} = \frac{N^{2}}{R_{a}} - - - (22)

式(22)表明，在忽略漏磁通的情况下，等效动态电感Ltr只与第一磁芯1和第三磁芯3的磁阻Ra有关系，因此可依据该式优化变换器的动态响应速度。可优化电感电流纹波，改善变换器的性能。

前述第一开关管S1和第二开关管S2为IGBT、三级管或场效应管中的任何一种，第一开关管S1和第二开关管S2的触发端与微处理器连接，微处理器控制前述基于开关电感的Boost变换器工作。当采用三级管时，前述触发端为三极管的基极；当采用场效应管时，前述触发端为场效应管的栅极，当采用IGBT时，前述触发端为IGBT的栅极。

基于前述电路，基于开关电感的Boost变换器的工作原理如下，其中，工作模态的变化皆由微处理器通过控制第一开关管S1和第二开关管S2而实现。

1)工作模态1[t0,t1]。在此阶段，第一开关管S1、第二开关管S2导通，第一二极管D1、第二二极管D2、第四二极管D4、第五二极管D5正向导通，第三二极管D3和第六二极管D6反向截止，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4并联充电，同时第三电容C3给第一电容C1也冲电，负载R所需的能量由第二电容C2、第三电容C3放电提供。此模态下加载在四个电感上的电压相等，其表达式如下：

U_L1＝U_L2＝U_L3＝U_L4＝U_in(1)

2)工作模态2[t1,t2]。此阶段开关第一开关管S1、第二开关管S2持续导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4继续并联充电，第一电容C1处于电压保持状态，第二电容C2、第三电容C3继续为负载R提供输出电压。此模态下直流输入端口输入的电源U_in经第一开关管S1、第三电容C3、第八二极管D8、第一电容C1、第二开关管S2形成回路，由基尔霍夫电压定律可得电路表达式如下：

U_in+U_C3＝U_C1(2)

3)工作模态3[t2,t3]。在此阶段，第一开关管S1、第二开关管S2同时断开，第一二极管D1、第二二极管D2、第四二极管D4、第五二极管D5反向截止，第三二极管D3和第六二极管D6正向导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4串联放电，同时第一电容C1放电，第二电容C2、第三电容C3充电，此时负载R功率由直流输入端口输入的电源U_in和第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4共同提供，因此该模态下电路方程为：

\{\begin{matrix} i_{L 1} = i_{L 2} = i_{L 3} = i_{L 4} = i_{L} \\ U_{C 2} = U_{C 1} \end{matrix} - - - (3)

4)工作模态4[t3,t4]。在此阶段，第一开关管S1、第二开关管S2持续断开，第一二极管D1、第二二极管D2、第四二极管D4、第五二极管D5反向截止，第三二极管D3和第六二极管D6正向导通，此时第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4持续串联放电，因输出侧电容较大，为方便分析，可以认为稳态时一个周期内得电容电压保持不变，因此该模态有如下电路表达式：

\{\begin{matrix} i_{L 1} = i_{L 2} = i_{L 3} = i_{L 4} = i_{L} \\ U_{C 2} + U_{C 3} = U_{o} \\ U_{C 1} = U_{C 2} \end{matrix} - - - (4)

联立式(2)和(4)可得

U_{C 3} = \frac{U_{o} - U_{i n}}{2}

U_{C 1} = U_{C 2} = \frac{U_{o} + U_{i n}}{2} - - - (5)

由基尔霍夫电压定律可知，此时加载在四个电感上的电压为

U_{L 1} = U_{L 2} = U_{L 3} = U_{L 4} = \frac{U_{i n} - U_{C 3}}{4} = \frac{3}{8} U_{i n} - \frac{1}{8} U_{o} - - - (6)

由电感电压的伏秒平衡，可得出：

4 {DU}_{i n} + 4 (1 - D) (\frac{3}{8} U_{i n} - \frac{1}{8} U_{o}) = 0 - - - (7)

对上式(7)化简，可得CCM模式(即电流连续导通模式)下拓扑的电压增益表达式为

G = \frac{U_{o}}{U_{i n}} = \frac{3 + 5 D}{1 - D} - - - (8)

分析该基于开关电感的Boost变换器外特性可知，在模态3，第一开关管S1和第二开关管S2断开时，开关管两端的电压被第三电容C3钳位；在模态4，第一电容C1、第二电容C2两端的电压大小相等方向相反，两个开关管电压仍然等于第三电容C3两端电压；因此在整个开关周期，开关管电压应力为：

U_{S 1} = U_{S 2} = \frac{1 + D}{3 + 5 D} U_{o} - - - (9)

这表明该基于开关电感的Boost变换器在提高电压增益的情况下，同时保证了开关管具有较小的电压应力。

输出侧二极管电压应力为：

U_{D 7} = U_{D 9} = \frac{2 + 2 D}{3 + 5 D} U_{o} - - - (10)

两个开关电感模块中各二极管的电压应力分别为：

U_D1＝U_D2＝U_D3＝U_D4＝DU_o/3+5D(11)

U_D3＝U_D6＝U_in(12)

第一开关管S1、第二开关管S2开通时，输入电流i_in表达式为：

i_in＝i_L1+i_L2+i_L3+i_L4＝4i_L(13)

第一开关管S1、第二开关管S2关断时电感输入电流表达式为：

i_in＝i_L1＝i_L2＝i_L3＝i_L4＝i_L(14)

因此，在CCM模式下，输入电流平均值为：

I_{i n} = \frac{3 + 5 D}{2} I_{L} - - - (15)

由公式(8)可得

I_{i n} = \frac{3 + 5 D}{1 - D} I_{o} - - - (16)

联立公式(15)、(16)，得到CCM模式下电感电流平均值为：

I_L1＝I_L2＝2I_o/1-D(17)

可知，该基于开关电感的Boost变换器保证较高电压增益的同时具有较小的功率器件电压应力。

本发明虽以上述实施例进行详细描述，但是本发明的保护范围不以前述描述为准，任何基于本发明发明思想的简单变换，皆属于本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种基于开关电感的Boost变换器，其特征在于：包括第一开关电感模块、第二开关电感模块、开关电容模块、负载、第一开关管、第二开关管、直流输入端口；

2.根据权利要求1所述基于开关电感的Boost变换器，其特征在于：所述第一开关电感模块包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第一电感、第二电感；

3.根据权利要求1或2所述的基于开关电感的Boost变换器，其特征在于：所述第二开关电感模块包括第四二极管、第五二极管、第六二极管、第三电感、第四电感；

4.根据权利要求1所述基于开关电感的Boost变换器，其特征在于：所述开关电容模块包括第一电容、第二电容、第三电容、第七二极管、第八二极管、第九二极管；

5.根据权利要求3所述基于开关电感的Boost变换器，其特征在于：所述第一电感和第二电感正向耦合；或/和，所述第三电感和第四电感正向耦合。

6.根据权利要求5所述基于开关电感的Boost变换器，其特征在于：所述第一电感及第二电感与第三电感及第四电感反向耦合。

7.根据权利要求5所述基于开关电感的Boost变换器，其特征在于：还包括第一磁芯、第二磁芯、第三磁芯，所述第一电感和第二电感绕设于第一磁芯和第二磁芯上，所述第三电感和第四电感绕设于第二磁芯和第三磁芯上。

8.根据权利要求1所述基于开关电感的Boost变换器，其特征在于：所述第一开关管和所述第二开关管为IGBT、三级管或场效应管。