CN106059306B - 一种多单元二极管电容网络高增益全桥隔离型直流变换器 - Google Patents

一种多单元二极管电容网络高增益全桥隔离型直流变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种多单元二极管电容网络高增益全桥隔离型直流变换器，变压器T与励磁电感Lm并联后再与等效到原边的漏感Lk串联；LC滤波电路由滤波电感Lf和滤波电容Cf构成；输入电源Vdc的正极经升压电感L与全桥逆变电路的直流侧正极相连，输入电源Vdc的负极接全桥逆变电路直流侧的负极，构成升压型全桥逆变电路；本发明能够提高电压增益，减小功率器件电压应力；获得较高电压增益，同时减小功率器件电压应力；降低变压器的匝数比，减小磁性元件体积，提高功率密度；本发明利用变压器漏感和电路谐振实现主功率器件的零电流关断(ZCS)，降低开关损耗，提高电能转换效率。本发明在新能源分布式发电系统中，具有广阔的应用前景。

Description

一种多单元二极管电容网络高增益全桥隔离型直流变换器
【技术领域】
本发明属于新能源光伏、燃料电池等分布式发电领域，涉及高增益隔离型直流变换技术，具体是一种多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器。
【背景技术】
太阳能、燃料电池等绿色能源的开发利用，对于优化我国能源结构，实现经济、环境的可持续发展具有重要的战略意义。和传统的直流电源，如直流发电机、蓄电池特性不同，光伏、燃料电池存在输出电压低且电压跌落明显的特点，其最低、最高电压比可达到1:2，甚至更大，成为新能源发电系统中的诸多技术瓶颈之一。
典型的光伏、燃料电池发电系统分为单级型和两级型两种。单级结构逆变器(DC-AC)只经过一级能量变换，具有电路简单、元器件少、效率高、可靠性高等优点。然而，电压源型逆变器只能实现降压调节。通常电池阵列需要串联以提高电压等级，而串联结构由于部分电池板被云层等外部因素遮蔽，导致输出功率严重损失，电压跌落，无法保证变换器输入电压任意时刻大于电网电压峰值，以致系统不能正常工作。同样，若采用多个单体燃料电池串联获得较高的输出电压，可能因某个电池组的失效导致整个电池组无法正常工作。两级型发电结构由前级的升压直流变换器(DC-DC)以及后级逆变器(DC-AC)组成。直流电路将较低的电池电压提升到400V、540V甚至更高的电压等级，使电池组可以工作在一个宽输出电压范围。后级逆变器(DC-AC)输出并网或负载所需的交流电。两级结构可以实现分级优化设计和控制，具有更广阔的应用前景，引起普遍重视。
具有升压功能的基本直流变换器，理论上当占空比接近1时，电压增益趋近无穷大。然而，受主电路电感回路中寄生参数和控制器性能影响，即使占空比达到接近于1的极限状态，也很难具有较高的电压增益。二极管在极短的时间内导通，且承受相对较大的电压、电流应力，势必导致严重的开关损耗和EMI问题。
高增益直流变流器分为隔离型和非隔离型两大类。隔离型全桥直流变换器，如图1所示，通过设置高频变压器原、副边的匝数比来获得高电压增益和宽输入范围电压调节。其现有技术较为成熟且容易实现。然而，过高的匝数比会影响变压器的线性度，漏磁、偏磁问题严重，也会增加体积和漏感，进而引起电力半导体器件的关断电压尖峰，增大器件电压应力，降低变换器效率。
利用二极管电容网络获得相对较高的电压增益，减小磁性原件需求，在高增益应用场合具有明显的效率和功率密度优势。全桥隔离型直流变换器变压器副边采用全波倍压整流电路可以实现电压的二倍提升，主电路拓扑如图2所示。(现有文献Morten Nymand,andMichael A.E.Andersen,“High-efficiency isolated boost DC–DC converter forhigh-power low-voltage fuel-cell applications”.IEEE transactions onindustrial electronics,vol.57,no.2,pp:505-514,Feb 2010)。为进一步提高电压增益，可以在变压器副边引出多个绕组，分别接全波倍压整流电路，并将各单元中电容顺序串联。
【发明内容】
本发明的目的在于利用二极管电容网络提高隔离型全桥直流变换器电压增益，同时减小磁性元件需求，提出一种多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器。变压器副边引出多个绕组，分别接二端口二极管电容升压单元。各升压单元输出电压互补，实现零输出电压纹波，显著降低输出侧LC滤波器的需求。本发明进一步引入电路谐振实现主功率器件的零电流关断(ZCS)，以减小开关损耗。
为达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：
一种多单元二极管电容网络高增益全桥隔离型直流变换器，包括输入端电源Vdc、升压电感L、全桥逆变电路、副边多绕组的变压器T、多个二端口二极管电容升压单元、LC滤波电路以及输出端负载RL；变压器T与励磁电感Lm并联后再与等效到原边的漏感Lk串联；LC滤波电路由滤波电感Lf和滤波电容Cf构成；输入电源Vdc的正极经升压电感L与全桥逆变电路的直流侧正极相连，输入电源Vdc的负极接全桥逆变电路直流侧的负极，构成升压型全桥逆变电路；逆变电路输出侧接变压器原边，变压器副边第一绕组vs1与第一二端口二极管电容升压单元输入端正极性相连，变压器副边第二绕组vs2与第二二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，依次类推，变压器副边第N-1绕组vs(N-1)与第N-1二端口二极管电容升压单元输入端正极性相连，变压器副边第N绕组vsN与第N二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，N个二端口二极管电容升压单元的输出端顺序串联后接LC滤波电路的输入端，LC滤波电路的输出端与负载RL两端相连，其中N为正偶数。
本发明进一步的改进在于：
所述全桥逆变电路包括四个开关管，开关管S1和开关管S4同时开通和关断，开关管S2和开关管S3同时开通和关断，且导通占空比均大于0.5。
所述开关管采用IGBT或MOSFET和体二极管D。
所述二端口二极管电容升压单元包括二极管D11、二极管D12、直流电容C11和直流电容C12；直流电容C11的正极接二极管D11的阳极，直流电容C12的正极接二极管D11的阴极；直流电容C11的负极接二极管D12的阳极，直流电容C12的负极接二极管D12的阴极；二极管D11的阴极和二极管D12的阳极为二端口二极管电容升压单元的输出端。
所述全桥逆变电路输出经谐振电感Lk与变压器T原边相连，变压器T原边并联谐振电容Cr。
所述谐振电感Lk和谐振电容Cr的参数Lk和Cr满足：
(1)谐振电感电流峰值大于升压电感电流：
(2)谐振周期小于一个开关周期内所有开关管同时开通时间的两倍：
Tr≤2(D-0.5)Ts (2)
其中：iL为升压电感电流，VC11为稳态时二极管电容网络中电容电压，n为变压器变比，D为开关管导通占空比，且0.5≤D≤1，Ts为开关周期，且Ts＝1/fs，Tr为谐振网络的谐振周期，且
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
本发明主电路拓扑充分结合多绕组变压器和二极管电容网络的特性，具有以下明显优势：1)提高电压增益，减小功率器件电压应力；2)获得较高电压增益，同时减小功率器件电压应力；3)降低变压器的匝数比，减小磁性元件体积，提高功率密度；4)利用变压器漏感和电路谐振实现主功率器件的零电流关断(ZCS)，降低开关损耗，提高电能转换效率。多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器，在新能源分布式发电系统中，具有广阔的应用前景。
【附图说明】
图1为基本隔离型全桥直流变换器；其中(a)副边采用二极管全桥整流电路，(b)副边采用全波倍压整流电路；
图2为本发明多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器主电路结构图；
图3为本发明所采用的二端口二极管电容升压单元；
图4为本发明多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器主电路结构图(N＝2)；
图5为多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器工作波形图(N＝2)；
图6为多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器电压增益与二极管电容升压单元数、变压器变比和占空比之间关系；
图7为多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器电力半导体器件应力与二极管电容升压单元数和变压器变比之间关系；其中(a)为开关管电压应力，(b)为二极管电压应力；
图8为ZCS谐振型多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器；
图9为本发明的ZCS谐振型多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器工作波形(N＝2)；
图10为本发明的多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器仿真波形(N＝2，Vdc＝48V，Vo＝540V，RLoad＝300Ω)；其中：(a)为升压电感L电流，(b)为励磁电感Lm电流，(c)为变压器原边电压vp，(d)为二极管D11电流，(e)为输出电压vo；
图11为本发明的ZCS谐振型多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器仿真波形(N＝1，Vdc＝48V，Vo＝400V，RLoad＝320Ω)；其中：(a)为开关管驱动信号波形，(b)为升压电感电流iL和漏感电流iLk，(c)为二极管D11电流和输出电压vo，(d)为开关管S1电压和电流。
【具体实施方式】
下面结合附图对本发明做进一步详细描述：
参见图2，本发明包括输入端电源Vdc、升压电感L、全桥逆变电路、副边多绕组的变压器T、多个二端口二极管电容升压单元，LC滤波电路以及输出端负载RL；全桥逆变电路包含四个可控开关管IGBT或MOSFET和体二极管D；变压器T可以等效为具有固定变比的理想变压器与励磁电感Lm并联后再与等效到原边的漏感Lk串联；LC滤波电路由滤波电感Lf和滤波电容Cf构成；输入电源Vdc正极经升压电感L与全桥逆变电路的直流侧正极相连，输入电源Vdc负极接全桥逆变电路直流侧的负极，构成升压型全桥逆变电路；逆变电路输出侧接变压器原边，变压器副边第一绕组vs1与第一二端口二极管电容升压单元图3所示输入端正极性相连，变压器副边第二绕组vs2与二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，依次类推，变压器副边第N-1绕组vs(N-1)与第N-1二端口二极管电容升压单元输入端正极性相连，变压器副边第N绕组vsN与二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，N个二端口二极管电容升压单元的输出端顺序串联后接LC滤波电路的输入端，LC滤波电路的输出端与负载RL两端相连，其中N为正偶数。
本发明的多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器的基本工作原理如下：
为简化分析，假定励磁电感Lm足够大，漏感Lk远小于Lm，基本二极管升压单元中两电容Ci1＝Ci2(1≤i≤N)。以图4所示两单元高增益隔离型全桥直流变换器为例，工作波形如图5所示。当S1＝S4＝ON，S2＝S3＝OFF时，忽略漏感影响，电源Vdc与升压电感L串联给变压器原边n0绕组正极性供电，励磁电感Lm正向充电。副边n1绕组感应电动势vs1上正下负，通过二极管D11和D12给两并联电容C11和C12充电，电压被钳位于VC11，因此电感两端电压和变压器原边、副边电压关系满足：
副边n2绕组感应电动势vs2下正上负，二极管D21和D22截至，两电容C21和C22与n2绕组串联给输出侧供电。
此时，输出电压为
当S1＝S2＝S3＝S4＝ON时，变压器原边n0绕组被短路vp＝0，输入电源Vdc给升压电感充电。
此时，副边绕组电压vs1＝vs2＝0，二极管D11和D12、D21和D22均承受反压截止，n1绕组与两电容C11和C12及n2绕组与两电容C21和C22串联给输出侧供电。
当S2＝S3＝ON，S1＝S4＝OFF时，电源Vdc与升压电感串联给变压器原边反极性供电，励磁电感反向充电。副边n2绕组感应电动势vs2上正下负，通过D21和D22给两并联电容C21和C22充电，副边vs2电压被钳位于VC21，升压电感和副边vs2电压满足：
副边n1绕组感应电动势vs1下正上负，二极管D11和D12截止，两电容C11、C12与n1绕组串联给输出侧供电。
该开关状态下输出电压为
稳态时，一个开关周期Ts内，电感L存储和释放的能量相同，两端电压平均值为零，结合(1)、(5)和(7)有
当变压器两个副边绕组匝数相同即n1:n0＝n2:n0＝n时，变压器副边各电容电压相同，由(12)得：
根据式(4)、(6)、(10)可知在上述开关管S1-S4的不同开关状态下，输出直流侧vPN电压相同且近似恒定。
因此，本发明多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器输出电压无脉动，滤波电感Lf主要消除功率器件换流过程中引起的开关噪声，显著地减小电感的需求。
稳态时，开关管S1＝S4＝OFF或S2＝S3＝OFF时承受的电压应力为变压器原边电压vp，变压器副边在二极管导通时被电容电压钳位，由(13)计算得：
变压器副边所有二极管承受相同的电压应力。二极管D11和D12在S2＝S3＝ON，S1＝S4＝OFF时截至，器件电压应力为电容电压VC11与变压器副边绕组电压vs1串联之和，由(13)得：
为进一步提高电压增益，满足更高增益应用场合需求，可以在变压器副边设计多个(N＝2k)绕组，输出侧分别接二端口二极管电容升压网络，主电路拓扑如图2所示。稳态时，电压增益表达式为：
其中：n为变压器原边、副边的匝数比；N为二极管电容电压增益拓展单元个数；D为开关管S导通占空比。
多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器开关管和二极管电压应力可以重写为：
图6给出多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器电压增益与升压占空比、变压器变比以及基本单元数之间关系。图7给出多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器功率器件电压应力与变压器变比和基本单元数之间关系。
副边全波倍压整流的多单元全桥隔离型直流变换器(文献Morten Nymand,andMichael A.E.Andersen,“High-efficiency isolated boost DC–DC converter forhigh-power low-voltage fuel-cell applications”.IEEE transactions onindustrial electronics,vol.57,no.2,pp:505-514,Feb 2010)，各单元中两个二极管分别在S1＝S4＝ON，S2＝S3＝OFF时和S2＝S3＝ON，S1＝S4＝OFF时互补导通。相比于现有副边全波倍压整流的多单元全桥隔离型直流变换器，本发明的多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器，一个开关周期内，当开关管导通占空比存在不可避免的差异时，各单元中二极管Di1和Di2(1≤i≤N)同步导通和关断。因此，Di1和Di2自动均流，具有相同电压、电流应力和热应力，电容Ci1和Ci2(1≤i≤N)自动均压。
变压器的漏感Lk在开关管关断瞬间会产生很大的电压尖峰，使得开关管承受较高的电压应力，且增大开关损耗。因此，为确保功率器件安全可靠并高效的工作，在变压器原边引入谐振网络，如图5所示。为主功率器件S1-S4提供零电流关断(ZCS)环境，可以有效地减少开关损耗，降低开关管在关断时的过电压，同时，在一定程度上降低副边二极管关断时的di/dt。
假设谐振型多单元二极管电容网络高增益全桥隔离型直流变换器电路工作已进入稳态，则其各个时段的工作波形如图9所示。
模式1(t0-t1)：t0时刻之前，变压器原边S1＝S4＝OFF，S2＝S3＝ON，副边二极管D21和D22导通，稳态时，谐振电感电流为升压电感电流，即iLk＝-iL。t0时刻，S1和S4开通，端电压vs1和vs4电压迅速减小为零，此时，S1、S2、S3、S4、D21、D22导通，Lk与Cr和变压器原边构成谐振回路，Cr电压被副边电容C21电压钳位，Lk电流反向线性减小，存储的能量经变压器和副边二极管D21、D22传递给输出侧，其电流变化率为vC21/nLk。开关管S1和S4电流增大，S2和S3电流减小。此时，电路对应的时域方程如下：
当漏感电流减小为零时iLk＝0，二极管D21和D22关断，模式1结束，由(22)可知，持续时间近似满足：
模式2(t1-t2)：在t1时刻，变压器副边二极管全部关断，Lk与Cr构成谐振回路，Cr初始电压为vC21/n。谐振电感电流的近似表达式为：
其中：为谐振网络的谐振频率，为谐振网络的阻抗。
开关管S1和S4电流继续增大，S2和S3电流继续减小，满足：
当漏感电流增大至升压电感电流时，即iLk＝iL，模式2结束。由(26)计算可知，模式2持续时间为：
模式3(t2-t3)：t2时刻，开关管S2和S3电流继续减小至零并反向增大，(对于IGBT，电流经反并联二极管流过，对于MOSFET，电流经MOSFET导电沟道流过)。至t3时刻，谐振电感电流iLk达到最大值ip，谐振电容电压vCr减小至零。由(26)计算可知谐振电感电流最大值ip为：
显然，开关管S2和S3实现零电流关断(ZCS)要求：漏感电流峰值大于升压电感电流，即iP≥iL。
模式4(t3-t4)：t3时刻，谐振电流iLk减小，电容电压vCr继续增大。至t4时刻，谐振电感电流iLk减小至iL，开关管S2和S3的反并联二极管实现零电流关断，换流过程结束。因此，在t2至t4时刻之间，给开关管S2和S3施加关断信号。
由图9可知，谐振电路的四分之一倍谐振周期略大于所有开关管S1-S4同时开通时间的一半。
其中：D为开关管导通占空比(0.5≤D≤1)，Ts＝1/fs为开关周期，为谐振网络的谐振周期。
t4时刻之后，S1＝S4＝ON，S2＝S3＝OFF，电源和升压电感串联给谐振电容Cr充电，vCr迅速上升至副边二极管D11和D12导通，谐振电容电压vCr被vc11和vc12箝位，电源和升压电感串联给输出测供电。由于升压电感储能远大于谐振电容，因此该充电过程时间很短。
至t0'时刻，开关管S2和S3开通，电路进入新的一个循环周期。
基于MATLAB/Simulink仿真验证上述多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器工作原理和理论分析。主电路参数：Lm＝400uH，C11＝C12＝C21＝C22＝25uF，Lf＝5uH，Cf＝250uF，fs＝10kHz，n＝n1：n0＝n2：n0，N＝2。针对ZCS型拓扑，谐振电路参数：Cr＝15uF，Lk＝8.6uH。
图10给出本发明的多单元二极管电容网络高增益全桥隔离型直流变换器在输入电压Vdc＝48V，输出电压Vo＝540V，变压器变比n＝2，负载电阻RLoad＝300Ω稳态工作时，占空比D＝0.65，升压电感和励磁电感电流、变压器原边电压、副边二极管电流和输出电压的时域仿真波形，其中电压增益关系、占空比、器件应力与理论计算值完全一致，充分验证本发明的新拓扑和上述理论分析的正确性。
图11给出本发明的ZCS谐振型多单元二极管电容网络高增益全桥隔离型直流变换器在输入电压Vdc＝48V，输出电压Vo＝540V，变压器变比n＝2，负载电阻RLoad＝320Ω稳态时，开关管电压和电流，升压电感和漏感电流、二极管电流和输出电压时域仿真波形。在开关管施加关断信号时，由于流过开关管的电流小于零，因此，对于IGBT，电流经反并联二极管流过，IGBT实现零电流关断；对于MOSFET，关断时，电流由MOSFET换流至反并联二极管，MOSFET零电压关断；此后，反并联二极管电流谐振减小，零电流关断。所有主开关管均实现ZCS。多单元二极管电容网络高增益隔离型全桥直流变换器，提高了电压增益，避免了极限占空比，同时减小了功率器件电压应力与开关损耗，可以有效地提高电能转换效率和功率密度。在新能源分布式发电系统中，具有广阔的应用前景。
以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种多单元二极管电容网络高增益全桥隔离型直流变换器，其特征在于，包括输入电源Vdc、升压电感L、全桥逆变电路、副边多绕组的变压器T、多个二端口二极管电容升压单元、LC滤波电路以及输出端负载RL；变压器T与励磁电感Lm并联后再与等效到原边的漏感Lk串联；LC滤波电路由滤波电感Lf和滤波电容Cf构成；输入电源Vdc的正极经升压电感L与全桥逆变电路的直流侧正极相连，输入电源Vdc的负极接全桥逆变电路直流侧的负极，构成升压型全桥逆变电路；全桥逆变电路输出侧接变压器T原边，变压器T副边第一绕组vs1与第一二端口二极管电容升压单元输入端正极性相连，变压器T副边第二绕组vs2与第二二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，依次类推，变压器T副边第N-1绕组vs(N-1)与第N-1二端口二极管电容升压单元输入端正极性相连，变压器T副边第N绕组vsN与第N二端口二极管电容升压单元输入端反极性相连，N个二端口二极管电容升压单元的输出端顺序串联后接LC滤波电路的输入端，LC滤波电路的输出端与负载RL两端相连，其中N为正偶数；
所述全桥逆变电路输出经漏感Lk即谐振电感Lk与变压器T原边相连，变压器T原边并联谐振电容Cr；
所述谐振电感Lk和谐振电容Cr的参数Lk和Cr满足：
(1)谐振电感电流峰值大于升压电感电流：
<mrow> <msub> <mi>i</mi> <mi>P</mi> </msub> <mo>=</mo> <msub> <mrow> <mo>|</mo> <msub> <mi>i</mi> <mrow> <mi>L</mi> <mi>k</mi> </mrow> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>|</mo> </mrow> <mrow> <mi>m</mi> <mi>a</mi> <mi>x</mi> </mrow> </msub> <mo>=</mo> <mfrac> <msub> <mi>V</mi> <mrow> <mi>C</mi> <mn>11</mn> </mrow> </msub> <mrow> <msub> <mi>nZ</mi> <mi>r</mi> </msub> </mrow> </mfrac> <mo>&gt;</mo> <msub> <mi>i</mi> <mi>L</mi> </msub> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mo>-</mo> <mrow> <mo>(</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>
其中，Zr为谐振网络的阻抗；
(2)谐振周期小于等于一个开关周期内所有开关管同时开通时间的两倍：
Tr≤2(D-0.5)Ts (2)
其中：iL为升压电感电流，VC11为稳态时二极管电容网络中电容电压，n为变压器变比，D为开关管导通占空比，且0.5≤D≤1，Ts为开关周期，且Ts＝1/fs，Tr为谐振网络的谐振周期，且其中fs为MOSFET的开关频率，fr为变压器漏感与电容Cr谐振网络的谐振频率。
2.根据权利要求1所述的多单元二极管电容网络高增益全桥隔离型直流变换器，其特征在于，所述全桥逆变电路包括四个开关管，开关管S1和开关管S4同时开通和关断，开关管S2和开关管S3同时开通和关断，且导通占空比均大于0.5。
3.根据权利要求2所述的多单元二极管电容网络高增益全桥隔离型直流变换器，其特征在于，所述开关管采用IGBT或MOSFET和体二极管D。
4.根据权利要求1所述的多单元二极管电容网络高增益全桥隔离型直流变换器，其特征在于，所述二端口二极管电容升压单元包括二极管D11、二极管D12、直流电容C11和直流电容C12；直流电容C11的正极接二极管D11的阳极，直流电容C12的正极接二极管D11的阴极；直流电容C11的负极接二极管D12的阳极，直流电容C12的负极接二极管D12的阴极；二极管D11的阴极和二极管D12的阳极为二端口二极管电容升压单元的输出端。
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