CN108988451A - 隔离型双向充电机控制方法及控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种隔离型双向充电机控制方法及控制电路，属于电力电子变换器技术领域。该方法采用的双向充电机控制电路，包括双向AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器和控制单元；电网依次经双向AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器连接电池组，隔离型DC/DC变换器采用LLC变换器，控制单元包括采样电路、DSP和光耦隔离驱动电路。该控制方法实现了车载充电机双向运行和正反向运行的高效率，具有高功率密度、高可靠性、器件少、效率高等优势。

Description

隔离型双向充电机控制方法及控制电路

技术领域

本发明公开了一种隔离型双向充电机控制方法，属于电力电子变换器技术领域。

背景技术

电动汽车是解决当今社会能源危机的重要突破口，2017年全球电动汽车销量超过120万，而电动汽车的充电效率问题得到了广泛的关注。两级式车载充电机拓扑是工业界最常用的方案，前级为带工频二极管整流桥的BoostPFC，利用 Boost升压原理，将交流输入电压整流后统一升高至400V左右，适合宽交流电压输入场合(85-275V，45-70Hz)。后级为全桥LLC谐振变换器，可实现全负载范围内的软开关，可得到极高的充电效率。且LLC变换器中的电感可集成到变压器中，大幅提高功率密度，因此LLC变换器在电动汽车充电机中得到了广泛的应用。但该拓扑难以实现能量双向流动。电动汽车在某些特殊情况下需要实现车载电池的放电功能，如参与电网调频调峰服务、户外临时供电等，而LLC 变换器在反向运行时等效为LC串联电路。在脉冲频率调制下，LC串联电路的电压增益等于或小于1，只能降压，无法实现升压功能，传统的LLC变换器反向运行时存在电压增益不足的问题，难以达到调节的目标。

在实际应用中电动汽车以正向充电为主，反向放电为辅，因此双向充电机的首要目标是保证正向充电的高效率，辅之以反向充电功能。

发明内容

本发明针对现有技术中的缺陷和不足，提出了一种隔离型双向充电机控制方法，其适用于电动汽车双向充放电场合，可以减小变换器的开关损耗，在宽负载范围内优化提高变换器的系统效率。本发明另一目的是提供一种隔离型双向充电机控制电路。

本发明为解决其技术问题，采用的具体技术方案如下：

一种双向充电机控制电路，包括双向AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器和控制单元；电网依次经双向AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器连接电池组，隔离型DC/DC变换器采用LLC变换器，控制单元包括采样电路、DSP 和光耦隔离驱动电路。

本发明的进一步设计在于：

所述双向AC/DC变换器包括第一开关管Q₁，第二开关管Q₂，第三开关管 Q₃，第四开关管Q₄；第五开关管Q₅，第六开关管Q₆。开关管Q₁与Q₂串联构成第一桥臂，开关管Q₃与Q₄串联构成第二桥臂，开关管Q₅与Q₆串联构成第三桥臂。该双向AC/DC变换器采用图腾柱交错并联结构，第一桥臂中点经L_ac1滤波电感连接电网第一端，第二桥臂中点经L_ac2滤波电感连接电网第一端，且L_ac1与 L_ac2与电网连接在同一端；第三桥臂中点与电网第二端连接；母线电容采用C_bus1和C_bus2串联的结构以提高电压等级，双向AC/DC变换器输出第一端和第二端分别接母线电容正极和负极；母线电容正极和负极分别接LLC变换器的第一端和第二端；LLC变换器的第三端和第四端分别接电池组的正端和负端。

开关管Q₁～Q₆均为MOS管。

母线电容C_bus1和C_bus2，为功率解耦电容。双向充电机工作时母线电压较高，采用两个电解电容串联提高电压等级，降低成本。

所述隔离型DC/DC变换器为LLC变换器，包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；所述原边全桥变换电路包括第七开关管Q₇，第八开关管Q₈，第九开关管Q₉，第十开关管Q₁₀。所述谐振电路包括谐振电感L_r、谐振电容C_r以及变压器。激磁电感L_m集成在变压器中。开关管Q₇和Q₈的中点依次串联谐振电感和谐振电容，再与高频变压器原边激磁电感的一端连接，开关管 Q₉和Q₁₀中点与高频变压器原边激磁电感的另一端连接。所述副边全桥变换电路包括第十一开关管Q₁₁，第十二开关管Q₁₂，第十三开关管Q₁₃，第十四开关管 Q₁₄。开关管Q₁₁和Q₁₂中点与变压器副边的一端连接，开关管Q₁₃和Q₁₄的中点与变压器副边的另一端连接。

所述开关管Q₇～Q₁₄均为MOS管。

采用上述隔离型双向充电机控制电路的控制方法，采用的控制电路包括双向 AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器和控制单元；电网依次经双向AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器连接电池组，隔离型DC/DC变换器采用LLC变换器，控制单元包括采样电路、DSP和光耦隔离驱动电路。

LLC变换器中变压器变比设计为母线最低电压(400V)与电池最低电压 (240V，电池电压范围240～420V)的比值，变压器变比设计如下：

母线最低电压v_{bus_min}，电池最低电压v_{bat_min}。

AC/DC变换器母线电压v_bus跟随电池电压变化，其值始终控制为电池电压v_bat与变压器变比n的乘积，母线电压参考v_{bus_ref}设计如下：

v_{bus_ref}＝nv_bat (2)

正向充电时，主要控制步骤如下：

1)采集电网电流i_g、电网电压v_ac和母线电压v_bus信号经采样电路输入至DSP 中；

2)AC/DC变换器采用双环控制，电压外环为母线电压环，内环为电网电流环，控制母线电压v_bus跟随电池电压v_bat升高；

3)LLC变换器软启动后，采样电池电流i_o和电池电压v_bat，根据充电曲线采用单电流环或单电压环控制，实现对电池的充电；在窄范围内调频防止工频二次纹波进入电池；

4)电池电压v_bat达到电池最高电压420V时，依次关闭LLC变换器和AC/DC 变换器。

反向放电时，主要控制步骤如下：

1)采样母线电压信号v_bus，反向LLC变换器采用单电压环控制，控制母线电压v_bus跟随电池电压v_bat减小；在大于谐振频率f_r处窄范围调频，减小母线电压波动对电池输出电流影响；

2)采集电网电流i_g、电网电压v_ac经采样电路输入DSP中；

3)DC/AC变换器采用单电流环控制，利用电网电压v_ac得到其相位信息，实现单位功率因数并网；

4)采样电池电压v_bat，电池电压v_bat达到电池最低电压240V时，依次关闭 AC/DC变换器、反向LLC变换器。

正向充电时，变母线电压控制步骤如下：

第一，采集电网电流i_g、电网电压v_ac和母线电压v_bus，经采样电路输入到DSP(TMS32028377)中；采用双环控制，外环为母线电压环，母线电压v_bus与母线电压参考v_{bus_ref}比较，误差信号由DSP中比例积分控制器(PI)计算后，与电网电压信号绝对值|v_ac|相乘得到电网电流参考信号i_{g_ref}；电网电流参考信号 i_{g_ref}与电网电流i_g比较得到误差信号，该误差信号经过PI控制器计算后，与三角载波比较得到PWM信号并输入到光耦隔离驱动电路，分别控制双向AC/DC 变换器开关管(Q₁～Q₆)的占空比大小，控制母线电压v_bus等于母线电压参考v_{bus_ref}，同时实现电网电压和电网电流同相位；

第二，采集电池充电电流i_o，经采样电路输入DSP中；该信号与DSP内电池充电电流参考i_{o_ref}比较得到误差信号，该误差信号经PI控制器计算后，得到PFM 信号；PFM信号输入光耦隔离驱动电路得到LLC变换器原边开关管的驱动信号；

第三，采样电池电压v_bat，与电池最高电压420V进行比较，当电池电压低于电池最高电压时，重复第一至第三步进行充电；当两者相等时，依次关闭双向 AC/DC变换器和LLC变换器的驱动，电池完成充电。

电池反向放电时，变母线电压控制步骤如下：

第一，电池放电时，LLC变换器为反向，原副边开关管(Q₇～Q₁₄)工作频率始终大于谐振频率f_r。所述LLC变换器工作在闭环状态，采集母线电压信号v_bus，经采样电路输入到DSP，与DSP内母线电压参考v_{bus_ref}比较产生误差信号，母线电压参考v_{bus_ref}为电池电压v_bat与变压器变比n的乘积。误差信号经PI控制器计算后产生PFM信号。PFM信号送入光耦隔离驱动电路得到反向LLC变换器副边开关管(Q₁₁～Q₁₄)的驱动信号；电网侧开关管Q₇～Q₁₀构成同步整流，采用 DSP实现；

第二，双向AC/DC变换器工作在逆变状态，采集电网电流i_g和电网电压v_ac信号经采样电路后输入DSP。电网电压采样信号经过DSP内计算，得到电网电压相位信息sin(ω₀t)，从而得到电流参考信号A sin(ω₀t)(A为幅值，由并网功率大小确定)。电网电流i_g与A sin(ω₀t)比较，误差信号经过DSP内PI控制器计算后三角载波比较得到PWM信号。该PWM信号经光耦隔离驱动电路得到驱动信号，控制双向AC/DC变换器开关管(Q₁～Q₆)的开通与关断，实现单位功率因数并网；

第三，采样电池电压v_bat，当电池电压v_bat≥240V时，重复放电控制的第一至第二步，当电池电压v_bat低于电池最低电压240V时，依次关闭反向LLC变换器和双向AC/DC变换器，完成放电。

本发明提出的变母线电压控制策略，即AC/DC变换器的母线电压跟随电池电压变化(母线电压参考为电池电压与变压器变比乘积)，LLC变换器正反向始终工作在谐振点附近，窄范围内调节工作频率防止二次工频纹波进入电池。通过合理设计变压器变比，提高母线电压，可减小LLC调频范围并提高效率。同时解决反向运行时LLC最大电压增益小于1，电池电压较低时AC/DC变换器因母线电压过低而无法运行的问题。电池充电时，双向AC/DC变换器从电网得到母线电压，采用变母线电压控制策略，根据电池电压提高母线电压值，LLC变换器始终运行在谐振点附近对车载电池充电。电池放电时，反向LLC变换器控制母线电压，采用变母线电压控制策略，反向LLC始终在高于谐振频率点附近运行，保证了电池电压在最低点时，母线电压依旧能够实现AC/DC的反向并网运行。

本发明具有如下有益效果：

1、本发明可实现充电机的双向运行，采用变母线电压控制策略，正反向运行时DC/DC变换器均为LLC变换器，且始终运行在谐振点附近，实现了正反向运行的高效率，同时具有高功率密度、高可靠性、器件少、控制简单等优势。

2、反向运行时反向LLC变换器最大增益为1。采用变母线电压控制策略，合理设计变压器，可有效解决反向LLC运行时增益不足问题，使充电机整体得到高效率。

3、本发明可以在全负载、宽输入电压范围使开关管零电压开通，大幅度减少开关损耗。

4、本发明正向运行时能够在宽输出电压范围使副边开关管零电流关断，降低了开关管的关断损耗，提升了效率。

5、本发明在宽范围电压输出的条件下开关频率变化较小，有利于磁性元件设计优化，并且保持变换器的高效率，十分适合输出电压不恒定的场合。

6、本发明使用隔离型结构，安全可靠。元件较少，电路结构简单，因此实际电路体积、成本小，通用性强，可靠性高。

附图说明

图1是本发明的正向控制框图。

图2是本发明的正向运行控制流程图。

图3是本发明的正向电路电压增益图。

图4是本发明的正向运行时LLC变换器电压电流波形图。

图5是本发明的正向运行时LLC变换器输入和输出电压波形图。

图6是本发明的反向运行电路控制框图。

图7是本发明反向运行时的控制流程图。

图8是本发明反向运行时电路电压增益图。

图9是反向运行时反向LLC变换器电压电流波形图。

图10是反向运行反向LLC输入输出电压波形图。

图中元器件符号说明

v_ac 电网电压 L_r 谐振电感

i_g 电网电流 C_r 谐振电容

L_ac1 滤波电感 L_m 激磁电感

L_ac2 滤波电感 i_Lr 谐振电流

Q₁～Q₁₄ MOSFET i_Lm 激磁电流

C_bus1 母线电容 n 变压器变比

C_bus2 母线电容 C_o 输出滤波电容

v_bus 母线电压 v_bat 电池电压

i_o 输出电流 f_r 谐振频率

具体实施方式

下面结合附图对本发明创造做进一步详细说明。此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。

实施例一：本发明隔离型双向充电机控制电路：

如图1、图6所示，本发明的双向充电机控制电路，包括双向AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器和控制单元；电网依次经双向AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器连接电池组，隔离型DC/DC变换器采用LLC变换器，控制单元包括采样电路、DSP和光耦隔离驱动电路。

双向AC/DC变换器包括第一开关管Q₁，第二开关管Q₂，第三开关管Q₃，第四开关管Q₄；第五开关管Q₅，第六开关管Q₆。开关管Q₁与Q₂串联构成第一桥臂，开关管Q₃与Q₄串联构成第二桥臂，开关管Q₅与Q₆串联构成第三桥臂；该双向AC/DC变换器采用图腾柱交错并联结构，第一桥臂中点经L_ac1滤波电感连接电网第一端，第二桥臂中点经L_ac2滤波电感连接电网第一端，且L_ac1与L_ac2与电网连接在同一端；第三桥臂中点与电网第二端连接；母线电容采用C_bus1和 C_bus2串联的结构以提高电压等级，双向AC/DC变换器输出第一端和第二端分别接母线电容正极和负极；母线电容正极和负极分别接LLC变换器的第一端和第二端；LLC变换器的第三端和第四端分别接电池组的正端和负端。其中开关管 Q₁～Q₆均为MOS管。

母线电容C_bus1和C_bus2，为功率解耦电容。双向充电机工作时母线电压较高，采用两个电解电容串联提高电压等级，降低成本。

隔离型DC/DC变换器为LLC变换器，包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；所述原边全桥变换电路包括第七开关管Q₇，第八开关管Q₈，第九开关管Q₉，第十开关管Q₁₀。所述谐振电路包括谐振电感L_r、谐振电容C_r以及变压器。激磁电感L_m集成在变压器中。开关管Q₇和Q₈的中点依次串联谐振电感和谐振电容，再与高频变压器原边激磁电感的一端连接，开关管Q₉和Q₁₀中点与高频变压器原边激磁电感的另一端连接。所述副边全桥变换电路包括第十一开关管Q₁₁，第十二开关管Q₁₂，第十三开关管Q₁₃，第十四开关管Q₁₄。开关管Q₁₁和Q₁₂中点与变压器副边的一端连接，开关管Q₁₃和Q₁₄的中点与变压器副边的另一端连接。其中，开关管Q₇～Q₁₄均为MOS管。

采用的控制电路包括双向AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器和控制单元；电网依次经双向AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器连接电池组，隔离型 DC/DC变换器采用LLC变换器，控制单元包括采样电路、DSP和光耦隔离驱动电路。

LLC变换器中变压器变比设计为母线最低电压(400V)与电池最低电压 (240V，电池电压范围240～420V)的比值，变压器变比设计如下：

式中，母线最低电压v_{bus_min}，电池最低电压v_{bat_min}

AC/DC变换器母线电压v_bus跟随电池电压变化，其值始终控制为电池电压v_bat与变压器变比n的乘积，母线电压参考v_{bus_ref}设计如下：

v_{bus_ref}＝nv_bat (2)

实施例二：本发明隔离型双向充电机控制方法：

本发明基于实施例一的隔离型双向充电机控制方法：

电池充电时，充电过程由双向AC/DC变换器和LLC变换器完成。双向AC/DC 变换器采用脉冲宽度调制(PWM)方法控制母线电压v_bus，LLC变换器采用脉冲频率调制方法(PFM)接到车载电池充电。

电池放电时，隔离型DC/DC变换器为反向LLC变换器，始终工作在最佳效率点附近，母线电压v_bus经双向AC/DC变换器逆变输出。逆变输出可接入大电网提供削峰填谷功能，也可孤岛运行实现家庭式供电，或紧急状况下为另一台电动汽车充电。

本发明的隔离型双向充电机电路设计实例，电路中具体的参数如表1所示。

表1电路参数

图1给出了隔离型双向充电机控制方法的原理框图。其特征在于，所述的一种双向充电机控制方法，包括以下步骤。

1、电池正向充电时如图1所示，控制流程如图2所示。

第一，采集电网电流i_g、电网电压v_ac和母线电压v_bus，经采样电路输入到 DSP(TMS32028377)中；采用双环控制，外环为母线电压环，母线电压v_bus与其参考电压v_{bus_ref}比较，误差信号由DSP中比例积分控制器(PI)计算后，与电网电压绝对值|v_ac|相乘得到电网电流参考i_{g_ref}；电网电流参考i_{g_ref}与电网电流i_g比较得到误差信号，该误差信号经过PI控制器计算后，与三角载波比较得到 PWM信号并输入到光耦隔离驱动电路，分别控制双向AC/DC变换器开关管 (Q₁～Q₆)的占空比大小，控制输出母线电压v_bus等于其参考v_{bus_ref}，同时实现电网电压和电网电流同相位。

第二，采集电池充电电流i_o，经采样电路输入DSP中；该信号与DSP内电池充电电流参考i_{o_ref}比较得到误差信号，该误差信号经PI控制器计算后，与三角载波比较得到PWM信号；PWM信号送入光耦隔离驱动电路得到LLC变换器原边开关管的驱动信号。

本发明电路在正向充电时，输出-输入电压增益调节通过改变LLC原副边开关管的工作频率实现，建立电路模型，可得电池电压v_bat和母线电压v_bus的关系为

其中，v_bus为母线电压，v_bat为电池电压，Q为电路品质因数，f_n为归一化频率，λ为激磁电感与谐振电感比值，n为变压器变比。

图3为输出-输入电压增益M与开关频率f_n的关系曲线。据此曲线可得到在不同输出电压下开关管的工作频率，在设计实例中，所需最大电压增益范围为 0.964～1.039，对应的工作频率范围为278～315kHz。该电压增益主要考虑母线电压的二次纹波，因此可以极大减小LLC变换器的调频范围，实现LLC变换器的高效率。

图4所示为开关管Q₁₀的漏源极电压和驱动电压信号，谐振电流i_r，激磁电流i_m以及流过副边Q₁₁的电流波形。由该图可得，在谐振点附近可实现LLC变换器的ZVS开通和副边ZCS关断，极大减小开关管的开通和关断损耗。

图5所示为母线电压v_bus和电池电压v_bat。电池电压为300V时，母线电压为 500V。正向运行时，母线电压随着电池电压缓慢变化，LLC变换器在谐振点附近调频，可实现全负载范围内的ZVS以及副边开关管的ZCS，保证车载充电机的高效率。

第三，采样电池电压v_bat，与电池最高电压420V进行比较，当电池电压低于电池最高电压时，重复第一至第三步进行充电；当两者相等时，依次关闭双向 AC/DC变换器和LLC变换器的驱动，电池完成充电。

2、本发明电池反向放电时如图6所示，控制流程图如图7所示。采用变母线电压控制如下所示。

第一，电池放电时，LLC变换器为反向，原副边开关管(Q₇～Q₁₄)工作频率始终大于谐振频率f_r。所述LLC变换器工作在闭环状态，采集母线电压v_bus，经过采样电路后输入到DSP，与DSP内母线电压参考v_{bus_ref}比较产生误差信号，母线电压参考v_{bus_ref}为电池电压v_bat与变压器变比n的乘积。误差信号经PI控制器计算后与三角载波比较得到PWM信号。PWM信号送入光耦隔离驱动电路得到反向LLC变换器副边开关管(Q₁₁～Q₁₄)的驱动信号；电网侧开关管Q₇～Q₁₀构成同步整流，采用DSP实现。

本发明反向放电时，反向LLC变换器输出-输入电压增益关系为

其中，v_bus为母线电压，v_bat为电池电压，Q为电路品质因数，f_n为归一化频率，n为变压器变比。

本发明反向运行时，电路控制框图如图6所示。反向LLC变换器等效电路状态此时为LC变换器。可得到最佳效率。

图7所示为反向LLC的电压增益曲线图。由该图可知，反向LLC变换器最大增益不超过1。开关管Q₁₁和Q₁₄在相同时刻开通和关断，开关管Q₁₂和Q₁₃在相同时刻开通和关断。电网侧为同步整流。

图8所示为充电机反向运行时的控制流程图。

图9所示为反向运行时LLC变换器中，Q₁₁的漏源极电压和驱动电压信号，电池侧电流i_s，电网侧谐振电流i_Lr，流过开关管Q₇的电流i_Q7。由图9可知，反向运行在谐振点时，原边高压侧全桥为同步整流桥，实现了软开关，副边电池侧能够实现零电压开通。进而降低了开关损耗，提高了效率。

第二，双向AC/DC变换器工作在逆变状态，采集电网电流i_g和电网电压v_ac信号，经采样电路输入DSP。电网电压采样信号经过DSP内计算，得到电网电压相位信息sin(ω₀t)，从而得到电流参考信号A sin(ω₀t)(A为幅值，由并网功率大小确定)。电网电流i_g与A sin(ω₀t)比较，误差信号经过DSP内PI控制器计算后与三角载波比较得到PWM信号。该PWM信号经光耦隔离驱动电路得到驱动信号，控制双向AC/DC变换器开关管(Q₁～Q₆)的开通与关断，实现单位功率因数并网。

图10所示为电池电压v_bat和母线电压v_bus，电池电压为360V时，母线电压为598V。由于反向LLC变换器最大电压增益不大于1，但采用变母线电压控制方法，通过合理设计变压器变比，可保证电池电压v_bat为电池最低电压240V时，母线电压v_bus为400V，实现DC/AC变换器的正常工作。

第三，采样电池电压v_bat，当电池电压v_bat≥240V时，重复放电控制的第一至第二步，当电池电压v_bat低于电池最低电压240V时，依次关闭反向LLC变换器和双向AC/DC变换器，完成放电。

综上所述，本发明的隔离型双向充电机电路适用于电动汽车充放电场合，可以在全负载范围实现ZVS和ZCS，减小变换器的损耗，提高变换器的总体效率，同时电路简单，可靠性高，具备现有电路所不具备的优势。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (9)

1.一种隔离型双向充电机控制电路，包括双向AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器和控制单元；电网依次经双向AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器连接电池组，隔离型DC/DC变换器采用LLC变换器，控制单元包括采样电路、DSP和光耦隔离驱动电路。

2.根据权利要求1所述隔离型双向充电机控制电路，其特征是：所述双向AC/DC变换器包括第一开关管Q₁，第二开关管Q₂，第三开关管Q₃，第四开关管Q₄；第五开关管Q₅，第六开关管Q₆；开关管Q₁与Q₂串联构成第一桥臂，开关管Q₃与Q₄串联构成第二桥臂，开关管Q₅与Q₆串联构成第三桥臂；该双向AC/DC变换器采用图腾柱交错并联结构，第一桥臂中点经L_ac1滤波电感连接电网第一端，第二桥臂中点经L_ac2滤波电感连接电网第一端，且L_ac1与L_ac2与电网连接在同一端；第三桥臂中点与电网第二端连接；母线电容采用C_bus1和C_bus2串联的结构以提高电压等级，双向AC/DC变换器输出第一端和第二端分别接母线电容正极和负极；母线电容正极和负极分别接LLC变换器的第一端和第二端；LLC变换器的第三端和第四端分别接电池组的正端和负端。

3.根据权利要求2所述隔离型双向充电机控制电路，其特征是：开关管Q₁～Q₆均为MOS管。

4.根据权利要求2所述隔离型双向充电机控制电路，其特征是：母线电容C_bus1和C_bus2，为功率解耦电容。

5.根据权利要求2所述隔离型双向充电机控制电路，其特征是：所述隔离型DC/DC变换器为LLC变换器，包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；所述原边全桥变换电路包括第七开关管Q₇，第八开关管Q₈，第九开关管Q₉，第十开关管Q₁₀；所述谐振电路包括谐振电感L_r、谐振电容C_r以及变压器；激磁电感L_m集成在变压器中；开关管Q₇和Q₈的中点依次串联谐振电感和谐振电容，再与高频变压器原边激磁电感的一端连接，开关管Q₉和Q₁₀中点与高频变压器原边激磁电感的另一端连接；所述副边全桥变换电路包括第十一开关管Q₁₁，第十二开关管Q₁₂，第十三开关管Q₁₃，第十四开关管Q₁₄；开关管Q₁₁和Q₁₂中点与变压器副边的一端连接，开关管Q₁₃和Q₁₄的中点与变压器副边的另一端连接。

6.根据权利要求5所述隔离型双向充电机控制电路，其特征是：所述开关管Q₇～Q₁₄均为MOS管。

7.根据权利要求1-6任一所述隔离型双向充电机控制电路的控制方法，采用的控制电路包括双向AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器和控制单元；电网依次经双向AC/DC变换器、隔离型DC/DC变换器连接电池组，隔离型DC/DC变换器采用LLC变换器，控制单元包括采样电路、DSP和光耦隔离驱动电路；

LLC变换器中变压器变比设计为母线最低电压与电池最低电压的比值，变压器变比设计如下：

母线最低电压v_{bus_min}，电池最低电压v_{bat_min}；

AC/DC变换器母线电压v_bus跟随电池电压变化，其值始终控制为电池电压v_bat与变压器变比n的乘积，母线电压参考v_{bus_ref}设计如下：

v_{bus_ref}＝nv_bat (2)

正向充电时，主要控制步骤如下：

(1)采集电网电流i_g、电网电压v_ac和母线电压v_bus信号经采样电路输入至DSP中；

(2)AC/DC变换器采用双环控制，电压外环为母线电压环，内环为电网电流环，控制母线电压v_bus跟随电池电压v_bat升高；

(3)LLC变换器软启动后，采样电池电流i_o和电池电压v_bat，根据充电曲线采用单电流环或单电压环控制，实现对电池的充电；在窄范围内调频防止工频二次纹波进入电池；

(4)电池电压v_bat达到电池最高电压420V时，依次关闭LLC变换器和AC/DC变换器；

反向放电时，主要控制步骤如下：

(1)采样母线电压信号v_bus，反向LLC变换器采用单电压环控制，控制母线电压v_bus跟随电池电压v_bat减小；在大于谐振频率f_r处窄范围调频，减小母线电压波动对电池输出电流影响；

(2)采集电网电流i_g、电网电压v_ac信号经采样电路输入DSP中；

(3)DC/AC变换器采用单电流环控制，利用电网电压v_ac得到其相位信息，实现单位功率因数并网；

(4)采样电池电压v_bat，电池电压v_bat达到电池最低电压240V时，依次关闭AC/DC变换器、反向LLC变换器。

8.根据权利要求7所述隔离型双向充电机控制方法，正向充电时，变母线电压控制步骤如下：

第一，采集电网电流i_g、电网电压v_ac和母线电压v_bus，经采样电路输入到DSP中；采用双环控制，外环为母线电压环，母线电压v_bus与母线电压参考v_{bus_ref}比较，误差信号由DSP中比例积分控制器(PI)计算后，与电网电压信号绝对值|v_ac|相乘得到电网电流参考信号i_{g_ref}；电网电流参考i_{g_ref}与电网电流i_g比较得到误差信号，该误差信号经过PI控制器计算后，与三角载波比较得到PWM信号并输入到光耦隔离驱动电路，分别控制双向AC/DC变换器开关管Q₁～Q₆的占空比，控制母线电压v_bus等于母线电压参考v_{bus_ref}，同时实现电网电压和电网电流同相位；

第二，采集电池充电电流i_o，经采样电路输入DSP中；该信号与DSP内电池充电电流参考i_{o_ref}比较得到误差信号，该误差信号经PI控制器计算后，得到PFM信号；PFM信号输入光耦隔离驱动电路得到LLC变换器原边开关管的驱动信号；

第三，采样电池电压v_bat，与电池最高电压420V进行比较，当电池电压低于电池最高电压时，重复第一至第三步进行充电；当两者相等时，依次关闭双向AC/DC变换器和LLC变换器的驱动，电池完成充电。

9.根据权利要求7所述隔离型双向充电机控制方法，电池反向放电时，变母线电压控制步骤如下：

第一，电池放电时，LLC变换器为反向，原副边开关管Q₇～Q₁₄工作频率始终大于谐振频率f_r；所述LLC变换器工作在闭环状态，采集母线电压信号v_bus，经采样电路输入到DSP，与DSP内母线电压参考v_{bus_ref}比较产生误差信号，母线电压参考v_{bus_ref}为电池电压v_bat与变压器变比n的乘积；误差信号经PI控制器计算后产生PFM信号；PFM信号送入光耦隔离驱动电路得到反向LLC变换器副边开关管Q₁₁～Q₁₄的驱动信号；电网侧开关管Q₇～Q₁₀构成同步整流，采用DSP实现；

第二，双向AC/DC变换器工作在逆变状态，采集电网电流i_g和电网电压v_ac信号经采样电路后输入DSP；电网电压采样信号经过DSP内计算，得到电网电压相位信息sin(ω₀t)，从而得到电流参考信号A sin(ω₀t)；电网电流i_g与A sin(ω₀t)比较的误差信号经过DSP内PI控制器计算后三角载波比较得到PWM信号；该PWM信号经光耦隔离驱动电路得到驱动信号，控制双向AC/DC变换器开关管Q₁～Q₆的开通与关断，实现单位功率因数并网；

第三，采样电池电压v_bat，当电池电压v_bat≥240V时，重复放电控制的第一至第二步，当电池电压v_bat低于电池最低电压240V时，依次关闭反向LLC变换器和双向AC/DC变换器，完成放电。