CN113691140A - 一种llc变换器双向同步整流控制装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LLC变换器双向同步整流控制装置和方法，属于电力电子变换器技术领域。该控制方法应用在LLC变换器当中，通过建立LLC变换器正向和反向工作的等效输出阻抗数学模型，在DSP控制器中计算包含开关频率和输出负载的同步整流导通时间。LLC原边和副边开关管的开通时刻是相同的，同步整流管的关断时刻则由所计算的同步整流导通时间决定，等于开通时刻加上计算的导通时间。电路控制单元包括采样电路、DSP和光耦隔离驱动电路。该控制方法实现了LLC谐振变换器双向运行和正反向运行的高效率，具有高功率密度、高可靠性、高效率等优势。

Description

一种LLC变换器双向同步整流控制装置和方法

技术领域

本发明属于电力电子变换器技术领域，涉及一种LLC变换器双向同步整流控制装置和方法。

背景技术

LLC谐振变换器可实现全负载范围内的软开关，从而得到极高的工作效率。且LLC变换器中的激磁电感可集成到变压器中，大幅提高功率密度。LLC变换器广泛应用在需要隔离的场合，如电动汽车充电机的DC-DC变换器和储能系统中。而同步整流技术是实现其高效率和双向运行的关键。同步整流技术是采用MOSFET代替二极管整流，并有相应的驱动信号。理想情况下，有电流流过同步整流管的体二极管时，有高电平信号立刻驱动MOSFET导通，使电流从体二极管转移到MOSFET的沟道中。当同步整流管导通电流为零时，驱动信号立马为低电平，关断MOSFET，使其立刻处于截止状态。

传统的同步整流技术主要应用在单向和低压大电流场合，降低LLC变换器整流二极管的导通损耗，提高效率。高压场合下，传统测量同步整流管漏源极电压的方法，由于高du/dt的影响，难以实现高压同步整流的功能。

发明内容

本发明针对现有技术中的缺陷和不足，提出了一种LLC变换器双向同步整流控制装置和方法，可以减小变换器的导通损耗，在宽负载范围内优化提高变换器的系统效率，并实现LLC变换器的双向功能。

本发明为解决其技术问题，采用的具体技术方案如下：

一种LLC变换器双向同步整流控制装置，所述装置包括LLC变换器、采样电路、DSP和光耦隔离驱动电路，所述LLC变换器包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；所述原边全桥变换电路包括第一开关管Q₁，第二开关管Q₂，第三开关管Q₃，第四开关管Q₄；所述谐振电路包括谐振电感L_r、谐振电容C_r以及变压器，所述变压器中集成有激磁电感L_m，所述激磁电感L_m设置在所述变压器原边；所述第一开关管Q₁和第二开关管Q₂的中点与谐振电感L_r串联，再与所述激磁电感L_m的一端连接，所述激磁电感L_m的另一端和谐振电容C_r一端连接，谐振电容C_r另一端连接第三开关管Q₃和第四开关管Q₄的中点；所述副边全桥变换电路包括第五开关管S₁，第六开关管S₂，第七开关管S₃，第八开关管S₄，所述第五开关管S₁和第六开关管S₂的中点与变压器副边的一端连接，第七开关管S₃和第八开关管S₄的中点与变压器副边的另一端连接；

所述装置基于LLC变换器的输出等效阻抗模型，通过计算开关频率和输出等效负载，在DSP中计算出同步整流导通时间，设置LLC变换器原副边开关管的开通时刻一致，同步整流管关断时刻则等于所述开通时刻加上计算的同步整流导通时间。

进一步的，所述开关管Q₁～Q₄，S₁～S₄均为MOS管。

本发明还提供了以下技术方案：

一种LLC变换器双向同步整流控制方法，所述方法基于LLC变换器的输出等效阻抗模型，通过计算开关频率和输出等效负载，在DSP中计算出同步整流导通时间，并设置LLC变换器原副边开关管的开通时刻一致，进而同步整流管关断时刻则等于所述开通时刻加上计算的同步整流导通时间。

LLC正向运行时，同步整流导通时间ΔT_for计算为：

其中，T_s为一个开关周期，ω为开关角频率。a₁,b₁,a₂和b₂分别计算为：

a₁＝m₁f_n(λ·m₁·f_n-1)/Q_n-λ·Q_n·f_n (2)

其中，m₁等于C_oss/C_r,C_oss是同步整流管等效输出电容，C_r是谐振电容。f_n是开关频率标幺值，等于f_s/f_r，f_s为开关频率，f_r是谐振频率。Q_n是品质因数标幺值，等于ω_rL_r/R_e，L_r是谐振电感，ω_r是谐振角频率，R_e是折算到原边的等效负载，等于8n²R_o/π²，R_o等于v_o/i_o.λ等于L_m/L_r,L_m是激磁电感。

LLC变换器反向运行时，同步整流导通时间ΔT_rev计算为：

其中，X_eq和R_eq可计算为：

X_eq和R_eq分别表示反向LLC变换器等效输出阻抗的实部和虚部，包含谐振腔阻抗和同步整流管C_oss。r_o为直流输出端等效电阻，X_jeq为同步整流管等效输出电容的容抗，可计算为：

为简化控制器的计算，减少计算时间，对(6)进行简化。考虑反向LLC变换器导通时间只和负载变化有关，以输出等效负载为变量，拟合的反向同步整流导通时间为：

其中，k₁,k₂和k₃为拟合系数。

所述方法采用的控制电路包括LLC变换器、采样电路、DSP和光耦隔离驱动电路，所述LLC变换器包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；

所述LLC变换器正向工作时，主要控制步骤如下：

(1)采集输出电流i_o和输出电压v_o信号，经采样电路输入DSP中；该信号与DSP内参考输出电流或参考输出电压比较得到误差信号，该误差信号经比例-积分控制器计算后，得到脉冲频率调制信号；脉冲频率调制信号输入所述光耦隔离驱动电路得到所述原边全桥变换电路中的原边开关管Q₁～Q₄的驱动信号，实现对输出电流i_o和输出电压v_o的控制；

(2)利用采样得到的输出电压和输出电流信号，计算输出等效负载；根据输出等效负载和比例-积分控制器计算出的开关频率，计算出同步整流导通时间；

(3)同步整流管S₁～S₄开通时刻和原边开关管Q₁～Q₄相同，同步整流管S₁～S₄关断时刻则由计算出的同步整流导通时间决定；

所述LLC变换器反向运行时，主要控制步骤如下：

(1)对反向运行的LLC变换器采用开环控制，工作频率为谐振频率，实现反向LLC的高效率；

(2)采集输出母线电压信号、输入电流信号和输入电压信号，经采样处理电路输入DSP控制器中；

(3)考虑反向LLC变换器效率，利用能量守恒，计算反向运行的LLC变换器的输出等效电阻，建立等效输出阻抗数学模型，计算出关于与输出等效负载变化对应的同步整流导通时间；

(4)设置反向运行的LLC变换器原副边开关管开通时刻一致，即同步整流管Q₁～Q₄开通时刻和原边开关管S₁～S₄相同，同步整流管Q₁～Q₄的关断时间则由计算出的同步整流导通时间决定。

进一步的，所述LLC变换器正向工作时，利用闭环控制所需的输入电压、输出电压和输出电流采样信号，计算输出等效负载，不增加额外的采样电路，简化电路并降低成本。

本发明具有如下有益效果：

1、本发明降低LLC正反向运行时同步整流管的导通损耗，实现了正反向运行的高效率，同时具有高功率密度、高可靠性、器件少、控制简单等优势。

2、本发明可实现LLC变换器的双向运行，正向运行时副边为同步整流管。反向运行时，原边为同步整流管，不增加任何开关器件。

3、本发明在全负载、宽输入电压范围使同步整流管零电压开通，大幅度减少开关损耗。

4、本发明使用电路已有的用于电压/电流闭环的采样信号，计算等效输出负载。不增加任何采样电路，安全可靠，元件较少，电路结构简单。因此实际电路体积、成本小，通用性强，可靠性高。

附图说明

图1是本发明的正向控制框图。

图2是本发明的正向控制流程图。

图3是LLC正向电压增益图。

图4是本发明的正向运行控制波形图(小于谐振点)。

图5是本发明的正向运行控制波形图(大于谐振点)。

图6是本发明的反向运行时控制框图。

图7是本发明反向运行时的控制流程图。

图8是反向运行时反向LLC变换器驱动波形图。

图9是本发明反向运行时电路电压增益图。

图中元器件符号说明：

v_in LLC输入直流电压 L_r 谐振电感

v_o 正向输出直流电压 C_r 谐振电容

i_o 正向输出电流 L_m 激磁电感

v_bus 反向LLC输出电压 i_Lr 谐振电流

Q₁～Q₄ MOSFET i_Lm 激磁电流

S₁～S₄ MOSFET n 变压器变比

f_r 谐振频率 C_o 输出滤波电容

具体实施方式

下面结合附图对本发明创造做进一步详细说明。此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。

本发明一种LLC变换器双向同步整流控制装置，包括LLC变换器、采样电路、DSP和光耦隔离驱动电路，如图1、图6所示，所述LLC变换器包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；所述原边全桥变换电路包括第一开关管Q₁，第二开关管Q₂，第三开关管Q₃，第四开关管Q₄；所述谐振电路包括谐振电感L_r、谐振电容C_r以及变压器，所述变压器中集成有激磁电感L_m，所述激磁电感L_m设置在所述变压器原边；所述第一开关管Q₁和第二开关管Q₂的中点与谐振电感L_r串联，再与所述激磁电感L_m的一端连接，所述激磁电感L_m的另一端和谐振电容C_r一端连接，谐振电容C_r另一端连接第三开关管Q₃和第四开关管Q₄的中点；所述副边全桥变换电路包括第五开关管S₁，第六开关管S₂，第七开关管S₃，第八开关管S₄，所述第五开关管S₁和第六开关管S₂的中点与变压器副边的一端连接，第七开关管S₃和第八开关管S₄的中点与变压器副边的另一端连接；

所述装置基于LLC变换器的等效输出阻抗模型，通过计算开关频率和输出等效负载，在DSP中计算出同步整流导通时间，设置LLC变换器原副边开关管的开通时刻一致，同步整流管关断时刻则等于所述开通时刻加上计算的同步整流导通时间。

所述开关管Q₁～Q₄，S₁～S₄均为MOS管。

本发明还提供了一种LLC变换器双向同步整流控制方法，所述方法基于LLC变换器的等效阻抗模型，通过计算开关频率和输出等效负载，在DSP中计算出同步整流导通时间，并设置LLC变换器原副边开关管的开通时刻一致，进而同步整流管关断时刻则等于所述开通时刻加上计算的同步整流导通时间。

所述方法采用的控制电路包括LLC变换器、采样电路、DSP和光耦隔离驱动电路，所述LLC变换器包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；

所述LLC变换器正向工作时，主要控制步骤如下：

(1)采集输出电流i_o和输出电压v_o信号，经采样电路输入DSP中；该信号与DSP内参考输出电流或参考输出电压比较得到误差信号，该误差信号经比例-积分控制器计算后，得到脉冲频率调制信号；脉冲频率调制信号输入所述光耦隔离驱动电路得到所述原边全桥变换电路中的原边开关管Q₁～Q₄的驱动信号，实现对输出电流i_o和输出电压v_o的控制；

(2)利用采样得到的输出电压和输出电流信号，计算输出等效负载；根据输出等效负载和比例-积分控制器计算出的开关频率，计算出同步整流导通时间；

(3)同步整流管S₁～S₄开通时刻和原边开关管Q₁～Q₄相同，同步整流管S₁～S₄关断时刻则由计算出的同步整流导通时间决定；

所述LLC变换器反向运行时，主要控制步骤如下：

(1)对反向运行的LLC变换器采用开环控制，工作频率为谐振频率；

(2)采集输出母线电压信号、输入电流信号和输入电压信号，经采样处理电路输入DSP控制器中；

(3)利用能量守恒，计算反向运行的LLC变换器的输出等效电阻，利用建立的反向LLC输出阻抗数学模型，计算出关于与输出等效负载变化对应的同步整流导通时间；

(4)设置反向运行的LLC变换器原副边开关管开通时刻一致，即同步整流管Q₁～Q₄开通时刻和原边开关管S₁～S₄相同，同步整流管Q₁～Q₄的关断时间则由计算出的同步整流导通时间决定。

所述LLC变换器正向工作时，利用闭环控制所需的输入电压、输出电压和输出电流采样信号，计算输出等效负载。

下面结合附图进一步说明本发明的LLC双向同步整流控制方法：

LLC变换器正向运行时，采用脉冲频率调制方法(PFM)控制，通过调节LLC变换器的开关频率，实现对输出电压或电流的闭环控制。

LLC变换器反向运行时，反向LLC变换器的激磁电感并联在输入端，被输入电压钳位，始终工作在最佳效率点附近。反向LLC变换器电压增益类似于LC变换器，最大电压增益不超过1。反向LLC工作在开环状态，图1给出了LLC变换器双向同步整流控制方法的正向原理框图。控制流程如图2所示，步骤如下：

第一，采集输出电流i_o和输出电压v_o，经采样电路输入DSP(TMS32028377)中；该信号与DSP内输出电流参考i_{o_ref}或输出电压参考v_{o_ref}比较得到误差信号，该误差信号经PI控制器计算后，与三角载波比较得到PFM信号；PFM信号送入光耦隔离驱动电路得到LLC变换器原边开关管的驱动信号。

本发明控制方法在正向充电时，输出-输入电压增益调节通过改变LLC原副边开关管的工作频率实现，建立电路模型，可得输出电压v_o和输入电压v_in的关系为：

其中，Q为电路品质因数，f_n为归一化频率，λ为激磁电感与谐振电感比值，n为变压器变比。

图3为输出-输入电压增益M与开关频率f_n的关系曲线。据此曲线可得到在不同输出电压下开关管的工作频率。

图4所示为开关频率小于谐振点时，原边驱动波形和副边同步整流驱动波形。由该图可得，在重载和轻载条件下，所提同步整流控制算法能够很好地跟踪负载变化，调整同步整流的导通占空比，降低同步整流管体二极管的导通损耗，提高效率。

图5所示开关频率大于谐振点时，原边驱动波形和副边同步整流驱动波形。由该图可知，在重载和轻载条件下，所提同步整流控制算法能够很好地跟踪负载变化，调整同步整流的导通占空比，降低同步整流管体二极管的导通损耗，提高效率。

第二，根据采样的输出电流i_o和输出电压v_o，计算出输出等效电阻负载，该信号利用已有的采样电路，无需增加新的电路。利用闭环得到的开关频率和采样得到的等效负载，代入式(1)中，计算得到同步整流管的导通时间。

第三，同步整流管开通时刻和原边相同。根据所建模型计算出的同步整流导通时间，同步整流管关断时刻等于原边时刻加上计算出的导通时间。在DSP中，将同步整流管的导通时间经过换算得到比较寄存器的比较值，得到PFM信号。利用光耦隔离芯片和驱动器，输出同步整流管驱动信号。

本发明在LLC反向工作时如图6所示，控制流程图如图7所示。控制方法步骤如下：

第一，LLC变换器为反向运行，原副边开关管工作频率始终略高于谐振频率f_r。所述LLC变换器工作在开环状态。PFM信号送入光耦隔离驱动电路得到反向LLC变换器副边开关管S₁～S₄的驱动信号；原边侧开关管Q₁～Q₄构成同步整流。

本发明反向放电时，反向LLC变换器输出-输入电压增益关系为：

其中，v_bus为母线电压，v_in为输入电压，Q为电路品质因数，f_n为归一化频率，n为变压器变比。

本发明反向运行时，电路控制框图如图6所示。反向LLC变换器等效电路状态此时为LC变换器。可得到最佳效率。

图7所示为反向LLC同步整流的控制流程图。

图8所示为反向运行时LLC变换器中，副边驱动波形和原边同步整流算法。由图8可知，反向运行在谐振点时，原边高压侧全桥为同步整流桥，实现了软开关，副边输入侧能够实现零电压开通。进而降低了开关损耗，提高了效率。

图9所示为反向LLC的电压增益曲线图。由该图可知，反向LLC变换器最大增益不超过1。反向LLC始终工作在谐振点附近，实现反向LLC变换器的高效率。

第二，采集输出电压v_bus，经过采样电路后输入到DSP。与DSP内已有的输入电压和输入电流信号进行计算，得到等效输出负载。

第三，开关频率始终不变，等效输出负载变化。将等效负载代入式(12)中，在DSP中进行计算，得到同步整流管的导通时间。在DSP中将计算的同步整流导通时间换算成比较寄存器的值，利用光耦隔离芯片和驱动电路，输出同步整流驱动信号。

综上所述，本发明的LLC双向同步整流控制方法，可以在全负载范围实现ZVS和ZCS，减小变换器的损耗，提高变换器的效率，同时电路简单，可靠性高，具备现有控制方法所不具备的优势。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (5)

1.一种LLC变换器双向同步整流控制装置，所述装置包括LLC变换器、采样电路、DSP和光耦隔离驱动电路，其特征是：

所述LLC变换器包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；所述原边全桥变换电路包括第一开关管Q₁，第二开关管Q₂，第三开关管Q₃，第四开关管Q₄；所述谐振电路包括谐振电感L_r、谐振电容C_r以及变压器，所述变压器中集成有激磁电感L_m，所述激磁电感L_m设置在所述变压器原边；所述第一开关管Q₁和第二开关管Q₂的中点与谐振电感L_r串联，再与所述激磁电感L_m的一端连接，所述激磁电感L_m的另一端和谐振电容C_r一端连接，谐振电容C_r另一端连接第三开关管Q₃和第四开关管Q₄的中点；所述副边全桥变换电路包括第五开关管S₁，第六开关管S₂，第七开关管S₃，第八开关管S₄，所述第五开关管S₁和第六开关管S₂的中点与变压器副边的一端连接，第七开关管S₃和第八开关管S₄的中点与变压器副边的另一端连接；

所述装置基于LLC变换器的等效输出阻抗模型，通过计算开关频率和输出等效负载，在DSP中计算出同步整流导通时间，设置LLC变换器原副边开关管的开通时刻一致，同步整流管关断时刻则等于所述开通时刻加上计算的同步整流导通时间。

2.根据权利要求1所述的一种LLC变换器双向同步整流控制装置，其特征是：

所述开关管Q₁～Q₄，S₁～S₄均为MOS管。

3.一种LLC变换器双向同步整流控制方法，其特征是：

所述方法基于LLC变换器的等效输出阻抗数学模型，通过计算开关频率和输出等效负载，在DSP中计算出同步整流导通时间，并设置LLC变换器原副边开关管的开通时刻一致，进而同步整流管关断时刻则等于所述开通时刻加上计算的同步整流导通时间。

4.根据权利要求3所述的一种LLC变换器双向同步整流控制方法，其特征是：

所述方法采用的控制电路包括LLC变换器、采样电路、DSP和光耦隔离驱动电路，所述LLC变换器包括原边全桥变换电路、谐振电路、副边全桥变换电路；

所述LLC变换器正向工作时，主要控制步骤如下：

(1)采集输出电流i_o和输出电压v_o信号，经采样电路输入DSP中；该信号与DSP内参考输出电流或参考输出电压比较得到误差信号，该误差信号经比例-积分控制器计算后，得到脉冲频率调制信号；脉冲频率调制信号输入所述光耦隔离驱动电路得到所述原边全桥变换电路中原边开关管Q₁～Q₄的驱动信号，实现对输出电流i_o和输出电压v_o的控制；

(2)利用采样得到的输出电压和输出电流信号，计算输出等效负载；根据输出等效负载和比例-积分控制器计算出的开关频率，计算出同步整流导通时间；

(3)同步整流管S₁～S₄开通时刻和原边开关管Q₁～Q₄相同，同步整流管S₁～S₄关断时刻则由计算出的同步整流导通时间决定；

所述LLC变换器反向运行时，主要控制步骤如下：

(1)对反向运行的LLC变换器采用开环控制，工作频率为谐振频率；

(2)采集输出母线电压信号、输入电流信号和输入电压信号，经采样处理电路输入DSP控制器中；

(3)利用能量守恒，计算反向运行的LLC变换器的输出等效电阻，利用建立的LLC输出等效阻抗模型，计算出与输出等效负载变化对应的同步整流导通时间；

(4)设置反向运行的LLC变换器原副边开关管开通时刻一致，即同步整流管Q₁～Q₄开通时刻和原边开关管S₁～S₄相同，同步整流管Q₁～Q₄的关断时间则由计算出的同步整流导通时间决定。

5.根据权利要求4所述的一种LLC变换器双向同步整流控制方法，其特征是：

所述LLC变换器正向工作时，利用闭环控制所需的输入电压、输出电压和输出电流采样信号，计算输出等效负载。

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