CN102570891A - 采用交错并联有源箝位技术的反激式光伏并网逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于公开了一种采用交错并联有源箝位技术的反激式光伏并网逆变器，其两路反激电路输入输出并联，每路反激电路各增加一个辅助开关管，两个辅助开关管的漏极相连接，并与公用箝位电容相串联组成箝位电路，分别并联在相对应的变压器原边绕组两端。一路反激电路辅助开关管的开通信号与另一路反激电路主开关管的关断信号对齐，该对齐方式保证了两路反激电路的占空比基本保持一致，且易于实现有源箝位技术；每一路反激电路的辅助开关管的导通时间可由数字控制电路根据当前时刻的输出电压值计算并精确控制，适用于宽范围输出电压场合。本发明既减小了输出电流纹波，又实现了漏感能量吸收和有效利用，提高了电路效率，并改善了高频电路的EMI特性。

Description

采用交错并联有源箝位技术的反激式光伏并网逆变器

技术领域

本发明属于电力电子领域，具体涉及一种应用于太阳能技术领域的反激式光伏并网逆变器装置。

背景技术

直流-直流电源转换装置是最基本的电能变换形式之一。反激变换器由于其结构简单，元器件数量少，输入输出电气隔离，易于实现多路输出等特点在小功率范围的直流-直流变换中得到广泛应用，也是集成式光伏并网逆变器的直流-直流级常用的拓扑之一，将两路反激变换器的输入端和输出端分别并联，采用交错并联控制可以提升功率等级，减小输出电流纹波，降低对输入、输出滤波器的要求。

交错并联反激变换器的损耗主要包括原边主功率开关管的损耗、反激变压器的损耗、以及副边整流器的损耗。因为原边主功率开关管工作于硬开关状态，开关损耗较大，影响了反激电路的效率。另外，反激变压器中由于漏感的存在，在原边的主功率开关管关断时，漏感中储存的能量会引起较大的电压尖峰，增加了开关管的电压应力，同时也使得电路的效率降低。

传统的交错并联有源箝位技术，需要两个辅助功率开关管和两个箝位电容，一个辅助功率开关管与一个箝位电容构成串联之路，分别并联在两路反激变压器原边绕组两端或者原边主功率开关管两端，且主功率开关管与辅助功率开关管是互补导通的，该技术可实现主功率开关管的软开关和漏感能量的吸收，提升电路效率，但仅适用于工作在定频率控制模式的反激电路。

当反激电路应用在集成式光伏并网逆变器中的直流-直流转换级时，反激电路工作于峰值电流控制模式，采用变频率控制，传统的交错并联有源箝位技术必然不适用。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种采用交错并联有源箝位技术的反激式光伏并网逆变器，来实现全载范围内的效率提升，该技术需满足以下要求：适用于变频率控制和宽范围输出电压；可实现主功率开关管的软开关和漏感能量的吸收回馈。

为达上述目的，本发明的技术解决方案是：所述光伏并网逆变器包括一个输入端口、一个输出端口、一个直流-直流转换级、一个直流-交流转换级，它还设有一个数字控制电路，所述数字控制电路包括数字控制芯片、采样电路、模数转换器、数模转换器和驱动控制器，所述数字控制电路分别与所述直流-直流转换级和所述直流-交流转换级相连，实现对所述直流-直流转换级和所述直流-交流转换级的控制和保护功能；

所述输入端口对应太阳能光伏阵列，其输出端通过并联在太阳能光伏阵列两端的滤波电容与所述直流-直流转换级相连，所述直流-直流转换级的输出端与所述直流-交流转换级相连，所述直流-交流转换级的输出端通过输出滤波器与所述输出端口相连，所述输出端口对应电网；

所述直流-直流转换级包括两个反激电路和一个有源箝位电路，所述两个反激电路中的第一反激电路包括第一反激变压器、第一主功率开关管和第一输出整流二极管，所述两个反激电路中的第二反激电路包括第二反激变压器、第二主功率开关管和第二输出整流二极管，所述有源箝位电路包括第一辅助功率开关管、第二辅助功率开关管和一个箝位电容；

所述直流-交流转换级为工频极性转换电路，是由四个开关管构成的全桥逆变电路，所述四个开关管的对管驱动信号同相，上下管驱动反向，每半个工频周期改变一次开关状态。

所述第一反激变压器和第二反激变压器原边绕组的同名端均连接在所述输入端口的正端，所述第一主功率开关管的漏极与所述第一反激变压器原边绕组的非同名端相连，所述第二主功率开关管的漏极与所述第二反激变压器原边绕组的非同名端相连，所述第一主功率开关管和第二主功率开关管的源极均连接在所述输入端口的负端，所述第一输出整流二极管的阳极与所述第一反激变压器副边绕组的非同名端相连，所述第二输出整流二极管的阳极与所述第二反激变压器副边绕组的非同名端相连，所述第一输出整流二极管和所述第二输出整流二极管的阴极均连接在输出端口的正端，所述第一反激变压器和第二反激变压器副边绕组的同名端均连接在输出端口的负端，所述第一辅助功率开关管的源极与第一反激变压器原边绕组的非同名端，所述第二辅助功率开关管的源极与第二反激变压器原边绕组的非同名端，所述第一辅助功率开关管的漏极与第二辅助功率开关管的漏极均连接在所述箝位电容的一端，所述箝位电容的另一端连接在所述输入端口的正端。

所述主功率开关管和辅助功率开关管为功率场效应晶体管。

所述反激电路采用峰值电流控制，所述第一反激电路的原边激磁电流工作于电流断续与电流临界连续相结合的方式，所述第二反激电路的原边激磁电流工作于电流临界连续状态。

在所述数字控制电路中设定一个合适的开关频率阈值，并由所述数字控制电路对所述第一和第二主功率开关管的开关周期进行计数，当其开关频率超过所述开关频率阈值时，由所述数字控制电路控制所述第一主功率开关管工作于定频率方式，所述第一反激电路进入电流断续导通模式，所述数字控制电路封锁第二主功率开关管的驱动信号，所述第二反激电路停止工作。

在所述数字控制电路中设定一个合适的开关频率阈值，由所述数字控制电路对所述第一和第二主功率开关管的开关周期进行计数，当其开关频率低于所述开关频率阈值时，由所述数字控制电路控制所述第一和第二主功率开关管工作于变频率方式，所述第一和第二反激电路进入电流临界连续工作模式，所述第二辅助功率开关管开通时刻与第一主功率开关管关断时刻对齐，所述第一辅助功率开关管在所述第一主功率开关管导通前一时刻导通一定的时间，所述第二辅助功率开关管在所述第二主功率开关管导通前一时刻导通一定的时间，所述辅助功率开关管的导通时间与所述输出端口的电压相关：

$T_a\≥\sqrt{\frac{C_r}{L_k}}\·L_m(\frac{N\·V_{\mathrm{in}}}{V_g\·\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}+1)$

其中，T_a为所述辅助功率开关管的导通时间，V_in为所述输入端口的电压，C_r为所述主功率开关管漏、源极自身存在的并联电容值，L_k为所述反激变压器的漏感值，L_m为所述反激变压器的原边电感值，N为所述反激变压器的变比，V_g为输出端电网电压幅值，θ为当前时刻的电角度，所述导通时间可由所述数字控制电路精确控制。

本发明所采用的交错并联有源箝位技术可用于提高反激式光伏并网逆变器的效率。在两个交错并联反激电路中加入一个数字控制的有源箝位电路，无需外加模拟控制电路，即可实现高频反激变压器的漏感能量吸收，并将吸收的漏感能量传输到输出端和漏感中，主功率开关管也实现了零电压开通，提高了电路效率，同时，抑制了漏感能量和主功率开关管的寄生电容引起的寄生谐振，降低了主功率开关管的电压应力，高频电路的EMI特性也得以改善。根据不同瞬时功率情况，结合了变频率电流临界连续和定频率电流断续两种工作方式，可以提高反激式光伏并网逆变器在全载的效率。

附图说明

图1是应用本发明交错并联有源箝位技术的反激式光伏并网逆变器的电路示意图；

图2为半个工频周期内峰值电流控制示意图及各驱动信号波形图；

图3为高频周期各信号波形图。

具体实施方式

以下结合附图详细描述本发明的实施方式。

如图1所示，为应用所述交错并联有源箝位技术的反激式光伏并网逆变器电路示意图，它包括一个输入端口10、一个直流-直流转换级20、一个直流-交流转换级30，一个输出端口40和一个数字控制电路50，输入端口由太阳能光伏阵列PV和输入滤波电容C_in组成，输出端口40为电网。

直流-直流转换级20包括两个反激电路201和202以及一个有源箝位电路203。第一反激电路201包括第一反激变压器T_r1、第一主功率开关管S_m1和第一输出整流二极管D_s1，第二反激电路202包括第二反激变压器T_r2、第二主功率开关管S_m2和第二输出整流二极管D_s2，有源箝位电路203包括第一辅助功率开关管S_a1、第二辅助功率开关管S_a2和一个箝位电容C_clamp。

L_k1，L_k2-反激变压器的漏感；L_m1，L_m2-反激变压器的激磁电感；D_a1，D_a2-辅助功率开关管的寄生反并二极管；C_r1，C_r2-主功率开关管漏源极间寄生电容。

直流-交流转换级30为工频极性转换电路，全桥逆变电路301由四个开关管S₁～S₄构成，302为输出滤波器，L_o为输出滤波电感，C_o为输出滤波电容。

数字控制电路50包括数字控制芯片501、采样电路502、模数转换器503、数模转换器504和驱动控制器505，采样电路所采信号包括输入电流信号5021、输入电压信号5022、S_m1和S_m2的关断信号5023、副边电流到零信号5024、电网电压过零点5025以及电网电压瞬时值5026，数模转换504输出两个反激电路的电流基准信号5041，驱动控制器505输出主功率开关管S_m1、S_m2的开通信号5052和辅助功率开关管S_a1、S_a2的驱动信号5051以及S₁～S₄的驱动信号5053。

如图2所示，数字控制电路50获取到电网电压的过零信号后，给出全桥逆变电路301中S₁～S₄的驱动信号，S₁与S₃的驱动信号同相，S₂与S₄的驱动信号反向，每半个工频周期改变一次开关状态。

为了将反激电路的输出电流调制成正弦半波形状，对每一个反激电路采用一个电流基准对其原边电流进行峰值电流控制，两个电流基准I_ref1和I_ref2如图2所示，电流基准由数字控制电路运算并经数模转换后传输给模拟电路，电流基准的幅值由当前时刻光伏板发出电能值决定，其相位与电网电压同步，从而确保并网电流能够与电网电压同相，可省去电流环。由于采用电流峰值控制，电流基准的瞬时值在一定程度上反应了电路瞬时功率的大小，在瞬时功率较小，即轻载情况下，采用对第一反激电路限频和关断第二反激电路的控制策略，所以第一反激电路201的原边激磁电流i_p1工作于电流断续模式60与电流临界联续模式61相结合的工作方式，第二反激电路的原边激磁电流i_p2仅工作于电流临界连续模式61，通过以上控制可改善轻载情况下的效率，该控制策略可通过以下方式实现：

在数字控制电路50中设定一个合适的开关频率阈值，并由数字控制电路对主功率开关管S_m1的开关周期进行计数，当其开关频率超过开关频率阈值时，反激电路201进入电流断续模式60，且工作频率固定，即S_m1的开通信号由数字控制电路50对其进行开关周期计数获得，S_m1的关断信号由电流断续模式的电流基准I_{ref1_DCM}与原边电流比较获得，同时封锁S_m2的驱动信号，反激电路202停止工作，切换点62为电流断续模式与电流临界连续模式的临界点。

当电路瞬时功率较大时，即主功率开关管S_m1和S_m2的开关频率低于开关频率阈值时，反激电路201和202均工作于电流临界连续模式61，且引入交错并联有源箝位技术，主要需要解决两个技术问题：两路反激电路的对齐方式和辅助功率开关管的驱动方式。

参照图2和图3，G_m1，G_m2-主功率开关管S_m1、S_m2的驱动信号，G_a1，G_a2-辅助功率开关管S_a1、S_a2的驱动信号，i_LK1，i_LK2-漏感电流，i_s-反激电路输出电流，V_ds1，V_ds2-主功率开关管S_m1、S_m2漏源极电压，V_c-箝位电容电压，I_{ref1_DCM}-反激电路201工作于电流断续模式下的电流基准，I_{ref1_BCM}-反激电路201工作于电流临界连续模式下的电流基准，I_ref2-反激电路202工作于电流临界连续模式下的电流基准，i_p1，i_p2-反激电路的原边电流。

两路反激电路的对其方式和辅助功率开关管的驱动方式如下：第二辅助功率开关管S_a2的开通时刻与第一主功率开关管S_m1的关断时刻对齐，S_a1在S_m1开通前一时刻导通一定的时间，S_a2在S_m2开通前一时刻导通一定的时间。

实现上述两个技术问题的控制方法和具体工作过程如下：

t₀时刻，反激电路202的原边电流i_p2线性上升至电流基准I_ref2，通过比较器和模拟驱动芯片，将S_m2的驱动信号G_m2置零，S_m2的漏源极电压V_ds2开始迅速上升，当上升至V_PV+V_c时，辅助功率开关管S_a2的反并二极管开始导通，此时，漏感中的能量向箝位电容C_clamp中转移，漏感L_m2与寄生电容C_r2引起的寄生振荡被抑制，V_ds2被箝位，既降低了主功率开关管S_m2的电压应力，又改善了电路的EMI特性，这段时间S_m1一直处于导通状态。

t₁时刻，漏感中的能量完全被箝位电容C_clamp吸收，原边电流i_p2下降至零。t₁～t₂这段时间内，反激电路202中变压器激磁电感L_m2中存储的能量被释放到输出侧，原边电流i_p2线性下降，在t₂时刻或以前，i_p2下降置零。

t₂时刻，，反激电路201的原边电流i_p1线性上升至电流基准I_{ref1_BCM}，通过比较器和模拟驱动芯片，将S_m1的驱动信号G_m1置零，S_m1关断，S_m1的漏源极电压V_ds1开始迅速上升，当上升至V_PV+V_c时，辅助功率开关管S_a1的反并二极管开始导通，此时，漏感中的能量向箝位电容C_clamp中转移，漏感L_m1与寄生电容C_r1引起的寄生振荡被抑制，V_ds1被箝位，与此同时，开通反激电路202中的辅助功率开关管S_a2，箝位电容C_clamp开始对漏感L_k2进行反向充电，箝位电容C_clamp中存储的能量一部分通过变压器被释放到输出，一部分又存储在漏感中，漏感电流i_LK2反向，为满足S_m2的零电压开通条件，漏感L_k2中存储的能量需要大于主功率开关管S_m1漏源极电容C_r2中存储的能量，在宽范围输出电压情况下，数字控制比较容易实现该条件，并且不增加多余的谐振能量，因为助功率开关管S_a2的导通时间可由数字控制电路50精确控制，导通时间计算公式如下：

$T_a\≥\sqrt{\frac{C_r}{L_k}}\·L_m(\frac{N\·V_{\mathrm{in}}}{V_g\·\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}+1)$

t₃时刻，数字控制电路50计数到S_a2的导通时间，关断S_a2，反向漏感电流i_LK2对S_m2漏源极的寄生电容C_r2放电，V_ds2谐振下降至零，此时S_m2可实现零电压开通。

t₄时刻，数字控制电路50给出S_m2的开通信号，实现了S_m2的零电压开通，输入电压对激磁电感L_m2充电，i_p2线性上升，而此时，激磁电感L_m1中的能量正被释放到输出端，i_p1线性下降。

t₅时刻，i_p1下降置零，数字控制电路50获取到副边电流i_s下降到零的信号后，即给辅助功率开关管S_a1开通信号，箝位电容C_clamp开始对漏感L_k1进行反向充电，箝位电容C_clamp中存储的能量一部分通过变压器被释放到输出，一部分又存储在漏感L_k1中，漏感电流i_LK1反向，为实现S_m1的零电压开通做好准备，数字控制电路50获取副边电流到零信号，既可通过运算和计数，又通过外部电路检测实现。

t₆时刻，数字控制电路50计数到S_a1的导通时间，关断S_a1，反向漏感电流i_LK1对S_m1漏源极的寄生电容C_r1放电，V_ds1谐振下降至零，此时S_m1可实现零电压开通。

t₇时刻，数字控制电路50给出S_m1的开通信号，零电压开通S_m1。

按照上述控制方法和步骤，即可实现反激式光伏并网逆变器的交错并联有源箝位技术，达到提高效率，改善电路EMI特性的目的。

Claims (6)

1.一种采用交错并联有源箝位技术的反激式光伏并网逆变器，所述光伏并网逆变器包括一个输入端口、一个输出端口、一个直流-直流转换级、一个直流-交流转换级，其特征在于：它还设有一个数字控制电路，所述数字控制电路包括数字控制芯片、采样电路、模数转换器、数模转换器和驱动控制器，所述数字控制电路分别与所述直流-直流转换级和所述直流-交流转换级相连，实现对所述直流-直流转换级和所述直流-交流转换级的控制和保护功能；

所述输入端口对应太阳能光伏阵列，其输出端通过并联在太阳能光伏阵列两端的滤波电容与所述直流-直流转换级相连，所述直流-直流转换级的输出端与所述直流-交流转换级相连，所述直流-交流转换级的输出端通过输出滤波器与所述输出端口相连，所述输出端口对应电网；

所述直流-直流转换级包括两个反激电路和一个有源箝位电路，所述两个反激电路中的第一反激电路包括第一反激变压器、第一主功率开关管和第一输出整流二极管，所述两个反激电路中的第二反激电路包括第二反激变压器、第二主功率开关管和第二输出整流二极管，所述有源箝位电路包括第一辅助功率开关管、第二辅助功率开关管和一个箝位电容；

所述直流-交流转换级为工频极性转换电路，是由四个开关管构成的全桥逆变电路，所述四个开关管的对管驱动信号同相，上下管驱动反向，每半个工频周期改变一次开关状态。

2.根据权利要求1所述的采用交错并联有源箝位技术的反激式光伏并网逆变器，其特征在于：所述第一反激变压器和第二反激变压器原边绕组的同名端均连接在所述输入端口的正端，所述第一主功率开关管的漏极与所述第一反激变压器原边绕组的非同名端相连，所述第二主功率开关管的漏极与所述第二反激变压器原边绕组的非同名端相连，所述第一主功率开关管和第二主功率开关管的源极均连接在所述输入端口的负端，所述第一输出整流二极管的阳极与所述第一反激变压器副边绕组的非同名端相连，所述第二输出整流二极管的阳极与所述第二反激变压器副边绕组的非同名端相连，所述第一输出整流二极管和所述第二输出整流二极管的阴极均连接在输出端口的正端，所述第一反激变压器和第二反激变压器副边绕组的同名端均连接在输出端口的负端，所述第一辅助功率开关管的源极与第一反激变压器原边绕组的非同名端，所述第二辅助功率开关管的源极与第二反激变压器原边绕组的非同名端，所述第一辅助功率开关管的漏极与第二辅助功率开关管的漏极均连接在所述箝位电容的一端，所述箝位电容的另一端连接在所述输入端口的正端。

3.根据权利要求1所述的采用交错并联有源箝位技术的反激式光伏并网逆变器，其特征在于：所述主功率开关管和辅助功率开关管为功率场效应晶体管。

4.根据权利要求2所述的采用交错并联有源箝位技术的反激式光伏并网逆变器，其特征在于：所述反激电路采用峰值电流控制，所述第一反激电路的原边激磁电流工作于电流断续与电流临界连续相结合的方式，所述第二反激电路的原边激磁电流工作于电流临界连续状态。

5.根据权利要求4所述的采用交错并联有源箝位技术的反激式光伏并网逆变器，其特征在于：在所述数字控制电路中设定一个合适的开关频率阈值，并由所述数字控制电路对所述第一和第二主功率开关管的开关周期进行计数，当其开关频率超过所述开关频率阈值时，由所述数字控制电路控制所述第一主功率开关管工作于定频率方式，所述第一反激电路进入电流断续导通模式，所述数字控制电路封锁第二主功率开关管的驱动信号，所述第二反激电路停止工作。

6.根据权利要求4所述的采用交错并联有源箝位技术的反激式光伏并网逆变器，其特征在于：在所述数字控制电路中设定一个合适的开关频率阈值，由所述数字控制电路对所述第一和第二主功率开关管的开关周期进行计数，当其开关频率低于所述开关频率阈值时，由所述数字控制电路控制所述第一和第二主功率开关管工作于变频率方式，所述第一和第二反激电路进入电流临界连续工作模式，所述第二辅助功率开关管开通时刻与第一主功率开关管关断时刻对齐，所述第一辅助功率开关管在所述第一主功率开关管导通前一时刻导通一定的时间，所述第二辅助功率开关管在所述第二主功率开关管导通前一时刻导通一定的时间，所述辅助功率开关管的导通时间与所述输出端口的电压相关：

$T_a\≥\sqrt{\frac{C_r}{L_k}}\·L_m(\frac{N\·V_{\mathrm{in}}}{V_g\·\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}+1)$

其中，T_a为所述辅助功率开关管的导通时间，V_in为所述输入端口的电压，C_r为所述主功率开关管漏、源极自身存在的并联电容值，L_k为所述反激变压器的漏感值，L_m为所述反激变压器的原边电感值，N为所述反激变压器的变比，V_g为输出端电网电压幅值，θ为当前时刻的电角度，所述导通时间可由所述数字控制电路精确控制。

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