CN102158105A - 高功率因数双向单级全桥变换器及其控制方法 - Google Patents

高功率因数双向单级全桥变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

高功率因数双向单级全桥变换器及其控制方法，属于电力电子领域。解决了变换器采用高频变压器隔离拓扑效率、功率密度低的问题。用于电池充电与并网放电。第一至第十二开关管顺序四个一组组成第一、二、三全桥电路。单相交流电源连第一全桥电路。储能电感一端经电阻与吸收电容一端、二极管阴极连，其另一端与二极管阳极、c端连；死区电容一端和储能电感一端连a端，死区电容另一端和吸收电容另一端连b、d端。高频变压器原边与第二全桥电路连，其副边连第三全桥电路。滤波电容和电池按极性并接第三全桥电路i、j端。充电时第二全桥电路全通和对臂通交替进行；放电时第一全桥电路按与电网同频同相的驱动信号对臂导通，第三全桥电路对臂交替导通。

Description

高功率因数双向单级全桥变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种高功率因数双向变流器技术，属于电力电子领域。
背景技术
作为一种非线性负载，电力电子装置的广泛应用导致了大量的谐波污染，治理这种污染的根本措施是使变流器实现网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数。同时，由于安全性和电压匹配的需要，高功率因数双向变流器需采用变压器进行电气隔离。传统的高功率因数变流器采用网侧工频变压器隔离，连接单相PWM整流器的方案，体积和噪声很大，成本较高。目前得到广泛关注的是采用前级PWM整流器，后级双向DC/DC的方案，DC/DC级能够实现高频变压器隔离，采用两级结构各级可单独设计和控制，但控制电路较多。此外，两级结构导致变换效率低、系统元件多、功率密度低、成本较高。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是解决目前高功率因数双向两级变流器存在的效率低、功率密度低的问题。提供一种高功率因数双向单级全桥变换器及其控制方法。
本发明解决其技术问题的技术方案：
高功率因数双向单级全桥变换器，其特征在于，该变换器包括：由第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4构成的第一全桥电路，死区电容C1、储能电感L、电阻R、二极管D、吸收电容C2、由第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8构成的第二全桥电路，高频变压器T、第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12构成的第三全桥电路、滤波电容C3、电池BAT；
单相交流电源Vg的两端分别与第一开关管S1和第三开关管S3的连接点、第二开关管S2和第四开关管S4的连接点连接，死区电容C1并接在第一全桥电路的a端和b端；
第一全桥电路的a端还与储能电感L的一端、电阻R的一端相连，储能电感L的另一端与二极管D的阳极相连，二极管D的阴极与电阻R的另一端及吸收电容C2的一端相连，吸收电容C2的另一端与第一全桥电路的b端相连；
储能电感L的另一端还与第二全桥电路的c端相连，第二全桥电路的d端与吸收电容C2的另一端相连；
第五开关管S5和第七开关管S7的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组e端相连，第六开关管S6和第八开关管S8的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组的f端相连；
高频变压器T的副边绕组的g端与第九开关管S9和第十一开关管S11的连接点引出线相连，高频变压器T的副边绕组的h端与第十开关管S10和第十二开关管S12的连接点引出线相连，第三全桥电路的i端与滤波电容C3和电池BAT的正极相连，第三全桥电路的j端与滤波电容C3和电池BAT的负极相连。
实现所述高功率因数双向单级全桥变换器的控制方法为：
充电时，对第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8按设定的工作周期驱动，其余开关管不施加驱动脉冲，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为：
第一段，第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8全部导通；
第二段，第五开关管S5、第八开关管S8导通，第六开关管S6、第七开关管S7截止；
第三段，第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8全部导通；
第四段，第六开关管S6、第七开关管S7导通，第五开关管S5、第八开关管S8截止。
四段的时间长短可调，通过调整四管全通和对臂开关管导通的时间来调整充电时输出的大小。
并网放电时，对第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4按固定的工作周期导通，电网电压为正半周时，第一开关管S1、第四开关管S4导通，电网电压为负半周时，第二开关管S2、第三开关管S3导通，对第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8不施加驱动脉冲，对第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12按设定的工作周期驱动，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为：
第一段，第九开关管S9、第十二开关管S12导通，第十开关管S10、第十一开关管S11截止；
第二段，第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12全部截止；
第三段，第十开关管S10、第十一开关管S11导通，第九开关管S9、第十二开关管S12截止；
第四段，第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12全部截止。
四段的时间长短可调，通过调整对臂开关管导通时间来调整并网放电时并网电流的大小。
本发明和已有技术相比所具有的有益效果：
本发明的高功率因数双向单级全桥变换器，能够实现能量双向流动，网侧电流低谐波、单位功率因数；该变换器的输入输出采用高频变压器进行隔离，保证安全性并实现了电压调整，较传统工频隔离方案体积、噪音、成本都大大降低；单级结构的采用，省去了两级结构中的直流母线电容和DC/DC级电感，提高了效率和功率密度，降低了变换器成本；充电或放电时都只有四个开关管工作在高频状态，降低了开关损耗。充电时，只有开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8工作在高频状态，通过调节其导通时间实现对输出的控制；并网放电时，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4工作在工频状态，只有第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12工作在高频状态，通过调节其导通时间实现对并网功率的控制。此外，充、放电便于采用单个控制器数字控制软件实现，控制电路简单。
附图说明
图1是高功率因数双向单级全桥变换器的结构示意图。
图2是充电时等效电路示意路。
图3是充电时开关管时序控制图。
图4是单相交流电源电压与网侧电流的波形示意图。
图5是充电时工作周期第一、三段工作原理图。
图6是充电时工作周期第二段工作原理图。
图7是充电时工作周期第四段工作原理图。
图8是并网放电时等效电路示意路。
图9是并网放电时的开关管时序控制图。
图10是单相交流电源电压、并网电流及工频开关时序示意图。
图11是并网放电时工作周期第一段工作原理图。
图12是并网放电时工作周期第二、四段工作原理图。
图13是并网放电时工作周期第三段工作原理图。
具体实施方式
结合附图对本发明作进一步说明。
高功率因数双向单级全桥变换器，如图1所示。
高功率因数双向单级全桥变换器，其特征在于，该变换器包括：由第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4构成的第一全桥电路1，死区电容C1、储能电感L、电阻R、二极管D、吸收电容C2、由第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8构成的第二全桥电路2，高频变压器T、第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12构成的第三全桥电路3、滤波电容C3、电池BAT。
单相交流电源Vg的两端分别与第一开关管S1和第三开关管S3的连接点、第二开关管S2和第四开关管S4的连接点连接，死区电容C1并接在第一全桥电路的a端和b端。
第一全桥电路的a端还与储能电感L的一端、电阻R的一端相连，储能电感L的另一端与二极管D的阳极相连，二极管D的阴极与电阻R的另一端及吸收电容C2的一端相连，吸收电容C2的另一端与第一全桥电路的b端相连。
储能电感L的另一端还与第二全桥电路的c端相连，第二全桥电路的d端与吸收电容C2的另一端相连。
第五开关管S5和第七开关管S7的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组e端相连，第六开关管S6和第八开关管S8的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组的f端相连。
高频变压器T的副边绕组的g端与第九开关管S9和第十一开关管S11的连接点引出线相连，高频变压器T的副边绕组的h端与第十开关管S10和第十二开关管S12的连接点引出线相连，第三全桥电路的i端与滤波电容C3和电池BAT的正极相连，第三全桥电路的j端与滤波电容C3和电池BAT的负极相连。
所述的第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8、第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12采用自带体二极管的MOSFET开关管或自带体二极管的IGBT。
实现所述高功率因数双向单级全桥变换器的控制方法为：
充电时，对第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8按设定的工作周期驱动，其余开关管不施加驱动脉冲，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为：
第一段，第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8全部导通；
第二段，第五开关管S5、第八开关管S8导通，第六开关管S6、第七开关管S7截止；
第三段，第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8全部导通；
第四段，第六开关管S6、第七开关管S7导通，第五开关管S5、第八开关管S8截止。
四段的时间长短可调，通过调整四管全通和对臂开关管导通的时间来调整充电时输出的大小。
并网放电时，对第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4按固定的工作周期导通，电网电压为正半周时，第一开关管S1、第四开关管S4导通，电网电压为负半周时，第二开关管S2、第三开关管S3导通，对第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8不施加驱动脉冲，对第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12按设定的工作周期驱动，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为：
第一段，第九开关管S9、第十二开关管S12导通，第十开关管S10、第十一开关管S11截止；
第二段，第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12全部截止；
第三段，第十开关管S10、第十一开关管S11导通，第九开关管S9、第十二开关管S12截止；
第四段，第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12全部截止。
四段的时间长短可调，通过调整对臂开关管导通时间来调整并网放电时并网电流的大小。
下面针对图1给出的电路图说明本发明的工作原理：
充电模式时，等效电路如图2。第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8的驱动脉冲时序参见图3，其余开关管不施加驱动脉冲。为便于说明，设定每个工作周期为t0:t4，其中第一段为t0:t1，第二段为t1:t2，第三段为t2:t3，第四段为t3:t4，U为驱动脉冲电压。
电路工作于电感电流连续模式。当电路中的第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8全部导通时，单相交流电源Vg对储能电感L充电，储能电感L中电流线性上升，上升斜率正比于相应的电压；当开关管对臂(第五开关管S5、第八开关管S8或第六开关管S6、第七开关管S7)导通时，储能电感L中电流近似线性下降。电路周期性的重复上述过程，使储能电感L中的电流跟随单相交流电源Vg的变化，实现网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数。一个工频周期内单相交流电源Vg电压与网侧电流Ig如图4所示。
下面在一个开关周期内对变换器在充电模式时各个工作阶段进行分析。假设电路工作在交流电的正半周期。变换器的工作状态如图5：图7所示。
阶段1[t0:t1]：第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8全部导通，单相交流电源Vg经整流后加在储能电感L上，储能电感L电流线性增加，如图5所示。同时，吸收电容C2中的能量通过电阻R、储能电感L及第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8进行放电。
阶段2[t1:t2]：第五开关管S5、第八开关管S8继续导通，第六开关管S6、第七开关管S7截止，但由于变压器漏感Le的影响，变压器原边电流不能突变，储能电感L上的电流经过二极管D向吸收电容C2充电。吸收电容C2的充电电流逐渐降低，变压器漏感Le的电流缓慢上升，直至等于储能电感L上的电流，此阶段电路进入稳态，经高频变压器T向副边传递能量，储能电感L上的电流下降，同时吸收电容C2中的能量通过电阻R释放。第九开关管S9和第十二开关管S12的体二极管导通，给电池BAT充电，如图6。
阶段3[t2:t3]：第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8全部导通，输入交流电压Vg经整流后加在储能电感L上，储能电感L电流线性增加，如图5所示。同时，吸收电容C2中的能量通过电阻R、储能电感L及第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8进行放电。
阶段4[t3:t4]：第六开关管S6、第七开关管S7继续导通，第五开关管S5、第八开关管S8截止，但由于变压器漏感Le的影响，变压器原边电流不能突变，储能电感L上的电流经过二极管D向吸收电容C2充电。吸收电容C2的充电电流逐渐降低，变压器漏感Le的电流缓慢上升，直至等于储能电感L上的电流，此阶段电路进入稳态，经高频变压器T向副边传递能量，储能电感L上的电流下降，同时吸收电容C2中的能量通过电阻R释放。第十开关管S10和第十一开关管S11的体二极管导通，给电池BAT充电，如图7。
并网放电模式时，等效电路如图8。
第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4的驱动脉冲时序参见图10，第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4工作频率与电网频率相同，电网电压为正半周时，第一开关管S1、第四开关管S4导通，电网电压为负半周时，第二开关管S2、第三开关管S3导通。在电网电压过零点处，为保证两组对臂切换时不出现短路情况，驱动脉冲留有一定的死区，死区时间储能电感L中电流很小，向死区电容C1充电。
对第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8不施加驱动脉冲。
第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12的驱动脉冲时序参见图9。为便于说明，设定每个工作周期为t0:t4，其中第一段为t0:t1，第二段为t1:t2，第三段为t2:t3，第四段为t3:t4，U为驱动脉冲电压。
电路工作于电感电流连续模式。当电路中的第九开关管S9、第十二开关管S12或第十开关管S10、第十一开关管S11导通时，电网单相交流电源Vg对储能电感L充电，储能电感L中电流线性上升；当第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12全部关断时，储能电感L中电流线性下降。电路周期性的重复上述过程，使储能电感L中的电流跟随单相交流电源Vg的变化，实现网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数。一个工频周期内电网单相交流电源Vg电压与并网电流Ig如图10所示。
下面在一个开关周期内对变换器在并网放电模式时各个工作阶段进行分析。假设电路工作在交流电的正半周期。变换器的工作状态如图11：图13所示。
阶段1[t0:t1]：第九开关管S9、第十二开关管S12导通，第十开关管S10、第十一开关管S11截止，第五开关管S5和第八开关管S8的体二极管承受正向电压导通，第六开关管S6和第七开关管S7的体二极管关断，第一开关管S1、第四开关管S4导通，储能电感L中的电流线性增加，如图11所示。同时，第六开关管S6和第七开关管S7的体二极管关断瞬间，变压器漏感Le产生的电压尖峰经二极管D被吸收电容C2箝位。
阶段2[t1:t2]：第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12全部截止，储能电感L中的电流经第一开关管S1、第四开关管S4，以及第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8四个开关管的体二极管续流，储能电感L中电流线性下降，如图12所示。同时，吸收电容C2中的储能经电阻R释放。
阶段3[t2:t3]：第十开关管S10、第十一开关管S11导通，第九开关管S9、第十二开关管S12截止，第六开关管S6和第七开关管S7的体二极管承受正向电压导通，第五开关管S5和第八开关管S8的体二极管关断，第一开关管S1、第四开关管S4导通，储能电感L中的电流线性增加，如图13所示。同时，第五开关管S5和第八开关管S8的体二极管关断瞬间，变压器漏感Le产生的电压尖峰经二极管D被吸收电容C2箝位。
阶段4[t3:t4]：工作过程与阶段2相同。

Claims (3)

1.高功率因数双向单级全桥变换器，其特征在于，该变换器包括：由第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4构成的第一全桥电路(1)，死区电容C1、储能电感L、电阻R、二极管D、吸收电容C2、由第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8构成的第二全桥电路(2)，高频变压器T、第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12构成的第三全桥电路(3)、滤波电容C3、电池BAT；
单相交流电源Vg的两端分别与第一开关管S1和第三开关管S3的连接点、第二开关管S2和第四开关管S4的连接点连接，死区电容C1并接在第一全桥电路的a端和b端；
第一全桥电路的a端还与储能电感L的一端、电阻R的一端相连，储能电感L的另一端与二极管D的阳极相连，二极管D的阴极与电阻R的另一端及吸收电容C2的一端相连，吸收电容C2的另一端与第一全桥电路的b端相连；
储能电感L的另一端还与第二全桥电路的c端相连，第二全桥电路的d端与吸收电容C2的另一端相连；
第五开关管S5和第七开关管S7的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组e端相连，第六开关管S6和第八开关管S8的连接点引出线与高频变压器T的原边绕组的f端相连；
高频变压器T的副边绕组的g端与第九开关管S9和第十一开关管S11的连接点引出线相连，高频变压器T的副边绕组的h端与第十开关管S10和第十二开关管S12的连接点引出线相连，第三全桥电路的i端与滤波电容C3和电池BAT的正极相连，第三全桥电路的j端与滤波电容C3和电池BAT的负极相连。
2.根据权利要求1的所述的高功率因数双向单级全桥变换器，其特征在于：
所述的第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4、第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8、第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12采用自带体二极管的MOSFET或自带体二极管的IGBT开关管。
3.一种实现权利要求1所述的高功率因数双向单级全桥变换器的控制方法，其特征在于：
充电时，对第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8按设定的工作周期驱动，其余开关管不施加驱动脉冲，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为：
第一段，第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8全部导通；
第二段，第五开关管S5、第八开关管S8导通，第六开关管S6、第七开关管S7截止；
第三段，第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8全部导通；
第四段，第六开关管S6、第七开关管S7导通，第五开关管S5、第八开关管S8截止；
通过调整四管全通和对臂开关管导通的时间来调整充电时输出的大小；
并网放电时，对第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4按固定的工作周期导通，电网电压为正半周时，第一开关管S1、第四开关管S4导通，电网电压为负半周时，第二开关管S2、第三开关管S3导通，对第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8不施加驱动脉冲，对第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12按设定的工作周期驱动，每个工作周期分成四段，分别为第一段、第二段、第三段和第四段，在每个工作周期中四个开关管的驱动时序为：
第一段，第九开关管S9、第十二开关管S12导通，第十开关管S10、第十一开关管S11截止；
第二段，第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12全部截止；
第三段，第十开关管S10、第十一开关管S11导通，第九开关管S9、第十二开关管S12截止；
第四段，第九开关管S9、第十开关管S10、第十一开关管S11、第十二开关管S12全部截止；
通过调整对臂开关管导通时间来调整并网放电时并网电流的大小。
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