CN101951145B

CN101951145B - X型对称H桥三电平Buck变换器控制方法及实施装置

Info

Publication number: CN101951145B
Application number: CN2010102694911A
Authority: CN
Inventors: 张云; 夏长亮; 史婷娜
Original assignee: Tianjin University
Current assignee: Tianjin University
Priority date: 2010-09-01
Filing date: 2010-09-01
Publication date: 2012-07-25
Anticipated expiration: 2030-09-01
Also published as: CN101951145A

Abstract

本发明涉及功率变换技术领域。为提供高效、低成本电平Buck直流变换方法及实施装置，本发明采取的技术方案是：X型对称H桥三电平Buck变换器控制方法及实施装置，输入直流电源经过两个容量值相等的串联电容分成三个电平；X型对称H桥左半桥的上桥臂由两个功率开关串联，通过一个箝位二极管与直流输入侧的串联电容的中点相连，下桥臂为一个高耐压功率二极管；右半桥与左半桥为X型对称半桥；左右半桥的输出端均可输出三电平电压，其差即为X型对称H桥输出的三电平窄脉冲直流电压，左右半桥的输出端经过由滤波电感、滤波电容串联的滤波电路，在滤波电容两端得到稳定的直流输出电压，为负载提供能量。本发明主要应用于稳定的直流输出电压。

Description

X型对称H桥三电平Buck变换器控制方法及实施装置

技术领域

本发明涉及电力电子功率变换技术领域，具体讲涉及X型对称H桥三电平Buck变换器控制方法及实施装置。

背景技术

随着工农业生产、交通运输业需求的不断发展，各种直流用电设备对电源电压有着越来越高的要求。采用高压直流传输线供电的电力机车的车内低压设备的供电电源，一般将高压直流传输线的电压通过高频逆变、高频变压器降压、高频整流获得较低的直流电压，从高压直流电到低压直流电的转换过程中，经过了三个中间变换环节，不仅提高了设备成本，增大了装置的体积，而且也降低了效率，不利于电力机车的实际有效应用。

采用传统的两电平Buck直流变换器，理论上也可以将高压直流电进行降压斩波到低压直流电，但存在几个较为严重的现实问题。一个问题是高频功率开关需承受高压输入直流电的电压应力，低价的功率开关的额定耐压值达不到这么高的电压应力；第二个问题是，即使采用耐压值高的功率开关，直流变换器输出两电平PWM电压，导致较高的dv/dt而产生严重的电磁干扰，并且功率开关的开关损耗随电压应力的升高而增大；第三个问题是当Buck变换器的降压比(输入直流电压与滤波后输出直流电压比)较大时，传统的两电平Buck直流变换器需要在每个载波周期内将功率开关的PWM控制信号的脉冲宽度约束到较小值，产生一系列窄脉冲施加到功率开关的门极，这样会导致功率开关的实际开关速度跟不上窄脉冲的变化速度，从而使输出的直流电压严重畸变。

传统的两电平Buck变换器在应用于高压直流输入-低压直流输出场合时，其单个功率开关承受的电压应力即为高压直流输入电压，这相当于提高了功率开关的耐压等级，并且会使得功率开关的开关损耗大幅增加。

在变换器输出的PWM电压方面，传统的两电平Buck变换器产生的dv/dt高，势必引起严重的电磁干扰。

发明内容

为克服现有技术的不足，提供一种高效、低成本三电平Buck直流变换方法及实施装置，本发明采取的技术方案是，X型对称H桥三电平Buck变换器控制方法，借助于如下装置实现：电源负极接一个二极管的正极，所述二极管的负极接串接的两个功率开关管的发射极，串接的两个功率开关管的集电极接电源正极，电源正极接另一个二极管的负极，所述另一个二极管的正极连接另一串接的两个功率开关管的集电极，所述另一串接的两个功率开关管的发射极接电源负极，所述串接的两个功率开关管的发射极和所述另一串接的两个功率开关管的集电极间串接一个滤波电感和一个滤波电容，在所述滤波电容两端间接负载，所述另一串接的两个功率开关管的串接点连接两个正向串接的二极管的正极，两个正向串接的二极管的负极连接到所述串接的两个功率开关管的串接点，在电源正负极间串接两个电容，串接两个电容的中间连接点和前述两个正向串接的二极管的串接点间短接，所述方法包括如下步骤：

(1)根据高的直流降压比，确定两对串接的功率开关管对应的调制波的调制度，即可确定功率开关相应的占空比；

(2)确定每个功率开关管对应的载波以及载波的相位；

(3)根据变换器输出电平电压，在一个载波周期内，确定调制波与对应载波的比较规则I；

(4)以直流输入侧的串联电容充放电工况一致为原则，确定相邻的下一个载波周期内，调制波与对应载波的比较规则II；

(5)相邻载波周期内，交错实施(3)和(4)中的两种比较规则，一方面实现输出三电平窄脉冲电压，另一方面实现直流输入侧串联电容电压的平衡。

所述调制波与对应载波的比较规则I是，适当调整功率开关管至较宽的脉冲宽度，而得到窄脉冲输出电压，并且在得到同一输出电压时，ma-mb有无穷组合，只要满足ma＞mb，ma为串接的两个功率开关管的调制波的调制度，mb为另一串接的两个功率开关管的调制波的调制度。

调制波与对应载波的比较规则II是：

\{\begin{matrix} if m_{a} > U_{carrier 1}, then S_{1} = 0 \\ if m_{a} > U_{carrier 2}, then S_{2} = 1 \\ if m_{b} > U_{carrier 1}, then S_{3} = 1 \\ if m_{b} > U_{carrier 2}, then S_{4} = 0 \end{matrix}

式中，ma为串接的两个功率开关管的调制波的调制度，mb为另一串接的两个功率开关管的调制波的调制度，Ucarrier1为一个载波的瞬时值，Ucarrier2为另一个载波的瞬时值，S1-S4为四个功率开关的开关状态。

一种X型对称H桥三电平Buck变换器控制方法的实施装置，包括，电源负极接一个二极管的正极，所述二极管的负极接串接的两个功率开关管的发射极，串接的两个功率开关管的集电极接电源正极，电源正极接另一个二极管的负极，所述另一个二极管的正极连接另一串接的两个功率开关管的集电极，所述另一串接的两个功率开关管的发射极接电源负极，所述串接的两个功率开关管的发射极和所述另一串接的两个功率开关管的集电极间串接一个滤波电感和一个滤波电容，在所述滤波电容两端间接负载，所述另一串接的两个功率开关管的串接点连接两个正向串接的二极管的正极，两个正向串接的二极管的负极连接到所述串接的两个功率开关管的串接点，在电源正负极间串接两个电容，串接两个电容的中间连接点和前述两个正向串接的二极管的串接点间短接。

本发明具备如下技术效果：

1、本发明采用直流侧串联电容通过二极管对关断功率开关进行箝位，使得功率开关降低了一半的电压应力，可以选择低耐压的功率开关，进而降低开关损耗，并降低成本；

2、本发明中采用三电平PWM电压输出，可有效降低dv/dt。由于采用左右半桥分别独立控制，在要求大的直流降压比的条件下，无需降压变压器，可以通过左右半桥输出的较宽脉冲电压之差得到窄脉冲电压，从而避免了直接由窄脉冲门控信号控制功率开关产生窄脉冲输出电压，使得功率开关不必工作在过极限状态。

附图说明

图1是本发明的X型对称H桥三电平Buck变换器拓扑。

图2是X型对称H桥三电平Buck变换器工作原理图。

图3是一个载波周期内变换器控制方法说明图。

图4是两个相邻载波周期内变换器控制方法说明图。

上述附图中主要符号名称：Uin为直流变换器输入直流电压，C1、C2为直流输入侧等容量串联分压电容，S1-S4为可控功率开关，D1、D3为高耐压功率二极管，D2、D4为箝位二极管，Lf为直流变换器输出滤波电感，Cf为滤波电容，Uab为直流变换器输出电压，Uo为滤波器输出电压；ton1、ton3分别为功率开关S1、S3在一个载波周期内的导通时间，T为载波周期，ma、mb分别为两对串接的两个功率开关管的调制波的调制度。

具体实施方式

本发明的直流输入电压可以为高压直流电源，输出电压为数值可调的低压直流电。本发明提出的三电平Buck直流变换器，包括输入直流电源和输出滤波电路，输入直流电源经过两个容量值相等的串联电容，将输入直流电压分成三个电平；X型对称H桥左半桥的上桥臂由两个功率开关串联，通过一个箝位二极管与直流输入侧的串联电容的中点相连，使得串联的功率开关在关断时承受对应的串联电容的电压应力，下桥臂为一个高耐压功率二极管；右半桥与左半桥为X型对称半桥，即其上桥臂为一个高耐压功率二极管，下桥臂为两个串联的功率开关且通过箝位二极管与直流输入侧的串联电容的中点相连；高耐压功率二极管和箝位二极管均可以起续流作用；左右半桥的输出端均可输出三电平电压，其差即为X型对称H桥输出的三电平窄脉冲直流电压，左右半桥的输出端经过由滤波电感、滤波电容串联的滤波电路，在滤波电容两端得到稳定的直流输出电压，为负载提供能量。

本发明中，针对X型对称H桥三电平Buck直流变换器提出的控制方法的实现，有以下步骤。

(1)左右半桥的可控功率开关进行独立控制，根据直流降压比，确定左右半桥各自的调制度(确定对应功率开关的占空比)。

(2)确定每个功率开关对应的载波以及载波的相位。

(3)根据变换器输出电平电压，在一个载波周期内，确定调制波与对应载波的比较规则I。

(4)以直流输入侧的串联电容充放电工况一致为原则，确定相邻的下一个载波周期内，调制波与对应载波的比较规则II。

本发明中控制方法的以上步骤，必须在左半桥调制波的调制度大于右半桥调制波的调制度的情况下实施，其原理和方法的具体实现在后文中详细介绍。

下面结合附图和具体实施例进一步详细说明本发明。

下面以图1为主电路结构，结合图2-图4，对本发明的原理及最佳实施方式进行说明。图2为其输出三种电平电压的工作原理图，变换器输出三种电平电压时共有以下六种情况(仅考虑电流连续状态)：

(1)功率开关的开关状态S1S2S3S4＝1111时，输出电平电压为Uin，串联电容C1、C2的工况一致。

(2)功率开关的开关状态S1S2S3S4＝1110时，输出电平电压为Uin/2，箝位二极管D4续流，仅有电容C1为负载提供能量。

(3)功率开关的开关状态S1S2S3S4＝0111时，输出电平电压为Uin/2，箝位二极管D2续流，仅有电容C2为负载提供能量。

(4)功率开关的开关状态S1S2S3S4＝0110时，输出电平电压为0，箝位二极管D2、D4续流。

(5)功率开关的开关状态S1S2S3S4＝0011时，输出电平电压为0，功率二极管D1续流。

(6)功率开关的开关状态S1S2S3S4＝1100时，输出电平电压为0，功率二极管D3续流。

情况(4)-(6)下，串联电容C1、C2的工况一致。

根据图2，得到一个载波周期内变换器的控制方法(对应于图3，采用比较规则I)，在负载电流连续的情况下，一个载波周期内，滤波电感的电流IL不变，且其充电储存的能量与放电释放的能量相等，则有如下数学关系：

U_{o} \times I_{L} \times (t_{off 3} + t_{off 1}) = (\frac{U_{in}}{2} - U_{o}) \times I_{L} \times (t_{on 1} - t_{off 3}) - - - (1)

从而得到图1拓扑的输出电压与输入电压的关系式：

U_o＝U_in(m_a-m_b) (2)

上式说明，要求变换器输出低压直流电时，可以适当调整功率开关S1、S3较宽的脉冲宽度，而得到窄脉冲输出电压，并且在得到同一输出电压时，(ma-mb)有无穷组合，只要满足ma＞mb。

以ma＝0.8，mb＝0.6为例，由于图3中的控制方法使得变换器输出电平电压为Uin/2时，只有串联电容C1放电为负载提供能量，若每个载波周期都采用这种控制方法，会导致串联电容电压不平衡而使变换器不能正常工作。本发明提出一种相邻载波交错独立控制方法，如图4所示。在第n个载波周期，载波carrier1位于上层，载波carrier2位于下层，调制波Va和Vb满足ma＞mb分别对左右半桥进行独立控制，比较规则I为：

\{\begin{matrix} if m_{a} > U_{carrier 1}, then S_{1} = 1 \\ if m_{a} > U_{carrier 2}, then S_{2} = 1 \\ if m_{b} > U_{carrier 1}, then S_{3} = 0 \\ if m_{b} > U_{carrier 2}, then S_{4} = 0 \end{matrix} - - - (3)

Ucarrier1、Ucarrier2分别为两个载波的瞬时值，因此，在第n个载波周期，变换器的功率开关状态S1S2S3S4依次为：1100-1110-0110-1110-1100，属于情况(2)、(4)、(6)，由串联电容C1放电为负载提供能量。在第(n+1)个载波周期，载波carrier1交错分布到下层，载波carrier2交错到上层，且比较规则II为：

\{\begin{matrix} if m_{a} > U_{carrier 1}, then S_{1} = 0 \\ if m_{a} > U_{carrier 2}, then S_{2} = 1 \\ if m_{b} > U_{carrier 1}, then S_{3} = 1 \\ if m_{b} > U_{carrier 2}, then S_{4} = 0 \end{matrix} - - - (4)

因此，在第(n+1)个载波周期，变换器的功率开关状态S1S2S3S4依次为：0110-0111-0011-0111-0110，属于情况(3)、(4)、(5)，由串联电容C2放电为负载提供能量。

结合图4，在两个相邻的载波周期内，上下交错分布载波carrier1、carrier2，并交错采用比较规则I、II，由图中的几何对称关系得出，串联电容C1、C2的放电时间相等，在同一负载电流下，控制了串联电容电压的平衡。而且，图4中变换器输出的窄脉冲电压Uab由脉冲较宽的门控信号控制功率开关的通断得到，避免了功率开关为得到窄脉冲输出电压而工作在过极限开关速度下。

Claims

1.一种X型对称H桥三电平Buck变换器控制方法，其特征是，借助于如下装置实现：电源负极接一个二极管的正极，所述二极管的负极接串接的两个功率开关管的发射极，串接的两个功率开关管的集电极接电源正极，电源正极接另一个二极管的负极，所述另一个二极管的正极连接另一串接的两个功率开关管的集电极，所述另一串接的两个功率开关管的发射极接电源负极，所述串接的两个功率开关管的发射极和所述另一串接的两个功率开关管的集电极间串接一个滤波电感和一个滤波电容，在所述滤波电容两端间接负载，所述另一串接的两个功率开关管的串接点连接两个正向串接的二极管的正极，两个正向串接的二极管的负极连接到所述串接的两个功率开关管的串接点，在电源正负极间串接两个电容，串接两个电容的中间连接点和前述两个正向串接的二极管的串接点间短接，所述方法包括如下步骤：

(1)根据直流降压比，确定两对串接的功率开关管对应的调制波的调制度，即确定功率开关管相应的占空比；

(2)确定每个功率开关管对应的载波以及载波的相位；

(4)以电源正负极间串接两个电容充放电工况一致为原则，确定相邻的下一个载波周期内，调制波与对应载波的比较规则II；

(5)相邻载波周期内，交错实施(3)和(4)中的两种比较规则，一方面实现输出三电平窄脉冲输出电压，另一方面实现电源正负极间串接两个电容电压的平衡；

所述调制波与对应载波的比较规则I是，适当调整功率开关管至较宽的脉冲宽度，而得到窄脉冲输出电压，并且在得到同一输出电压时，ma-mb有无穷组合，只要满足ma＞mb，ma为串接的两个功率开关管的调制波的调制度，mb为另一串接的两个功率开关管的调制波的调制度；

调制波与对应载波的比较规则II是：

\{\begin{matrix} if m_{a} > U_{carrier 1}, then S_{1} = 0 \\ if m_{a} > U_{carrier 2}, then S_{2} = 1 \\ if m_{b} > U_{carrier 1}, then S_{3} = 1 \\ if m_{b} > U_{carrier 2}, then S_{4} = 0 \end{matrix}

式中，ma为串接的两个功率开关管的调制波的调制度，mb为另一串接的两个功率开关管的调制波的调制度，Ucarrier1为一个载波的瞬时值，Ucarrier2为另一个载波的瞬时值，S1-S4为四个功率开关管的开关状态。

2.权利要求1所述的一种X型对称H桥三电平Buck变换器控制方法的实施装置，其特征是，包括，电源负极接一个二极管的正极，所述二极管的负极接串接的两个功率开关管的发射极，串接的两个功率开关管的集电极接电源正极，电源正极接另一个二极管的负极，所述另一个二极管的正极连接另一串接的两个功率开关管的集电极，所述另一串接的两个功率开关管的发射极接电源负极，所述串接的两个功率开关管的发射极和所述另一串接的两个功率开关管的集电极间串接一个滤波电感和一个滤波电容，在所述滤波电容两端间接负载，所述另一串接的两个功率开关管的串接点连接两个正向串接的二极管的正极，两个正向串接的二极管的负极连接到所述串接的两个功率开关管的串接点，在电源正负极间串接两个电容，串接两个电容的中间连接点和前述两个正向串接的二极管的串接点间短接。