CN101795061B

CN101795061B - 适用于电流源型隔离全桥升压拓扑的无源无损缓冲电路

Info

Publication number: CN101795061B
Application number: CN2010101168800A
Authority: CN
Inventors: 孟涛; 贲洪奇; 李春鹏; 孙绍华
Original assignee: Harbin Institute of Technology
Current assignee: Harbin Institute of Technology
Priority date: 2010-03-03
Filing date: 2010-03-03
Publication date: 2012-01-11
Anticipated expiration: 2030-03-03
Also published as: CN101795061A

Abstract

适用于电流源型隔离全桥升压拓扑的无源无损缓冲电路，属于电力电子领域，本发明为解决采用有源箝位技术防止开关管击穿的效果不理想的问题。本发明包括续流二极管、第一电感、第一电容、第一二极管、第二电感、第二电容、第二二极管，第一二极管的阳极与第一电感的一端相连，第一电感的另一端与第一电容的一端相连，第一电感的另一端还与续流二极管的阴极相连，第二电容的一端与续流二极管的阳极相连，第二电容的一端还与第二电感的一端相连，第二电感的另一端与第二二极管的阴极相连，第一二极管的阴极与第二电容的另一端的连接点作为缓冲电路的正输出节点A，第一电容的另一端与第二二极管的阳极的连接点作为缓冲电路的负输出节点B。

Description

适用于电流源型隔离全桥升压拓扑的无源无损缓冲电路

技术领域

本发明涉及适用于电流源型隔离全桥升压类拓扑的无源无损缓冲电路，属于电力电子领域。

背景技术

将电流源型带高频变压器T隔离的全桥升压类拓扑用于隔离的DC/DC(直流/直流)变换器、单相与三相单级有源功率因数校正(APFC)电路、电动车的辅助能源系统以及蓄电池充电器等方面有较大的优势。在电力电子技术领域，关于该类拓扑及其相关问题的研究一直以来都备受各国研究人员的关注。类似于其他电流型拓扑，该类拓扑具有多方面的优点：(1)输入输出侧具有电气隔离；(2)能够实现多路输出，以及各路输出的电压等级的调节；(3)不存在桥臂开关管直通、短路的危险，并且过流保护迅速；(4)主电路的开关管容易实现软开关管等。

图1至图3为几种电流源型隔离全桥升压类拓扑，图1为隔离DC/DC变换器，图1所述变换器包括直流电源U_in、升压电感L、移相桥2、原边漏感L_1k、高频变压器T、输出整流电路3、输出滤波电容C和负载R。移相桥2由开关管S₁-S₄构成，输出整流电路3是由四个二极管构成的单相的全桥整流电路。

图2为单相单级APFC电路，图2所述电路包括单相交流电源u_in、输入整流电路1、升压电感L、移相桥2、原边漏感L_1k、高频变压器T、输出整流电路3、输出滤波电容C和负载R。移相桥2由开关管S₁-S₄构成，输入整流电路1和输出整流电路3都是由四个二极管构成的单相的全桥整流电路。

图3为三相单级APFC电路，图3所述电路包括三相交流电源，三个升压电感L、输入整流电路1、移相桥2、原边漏感L_1k、高频变压器T、输出整流电路3、输出滤波电容C和负载R。移相桥2由开关管S₁-S₄构成，三相交流电源每一相串联一个升压电感L，输入整流电路1是由六个二极管构成的三相的全桥整流电路，输出整流电路3是由四个二极管构成的单相的全桥整流电路。

图4为各电路开关管S₁-S₄的开关时序。开关管S₁与S₃的导通状态互补，S₂与S₄的导通状态互补，S₁～S₄的导通比都固定在50％，但S₁、S₃对开关管S₂、S₄的导通相位差是可控的。利用桥臂开关管直通(S₁、S₂导通或者S₃、S₄导通)来实现升压电感L的充电，利用桥臂开关管对臂导通(S₁、S₄导通或者S₂、S₃导通)来实现升压电感L的放电以及能量向负载的传递。图1、图2所示电路可工作于升压电感电流连续模式(CCM)或者电感电流断续模式(DCM)，而图3所示电路只能工作于升压电感电流断续模式(DCM)。

然而，该类拓扑没能广泛应用的一个重要原因就是，由于高频变压器T原边绕组存在漏感，当桥臂开关管由直通状态向对臂导通状态切换时，相当于高频变压器T原边瞬间接入了电流源，因此原边漏感上会产生高频的电压振荡，该电压振荡叠加在各开关管两端增加了各开关管的电压应力，严重时会造成各开关管因过压而击穿，造成电路可靠性的严重下降。

为了解决上述问题，近年来各国学者做了大量的工作。目前研究较多的解决方法是采用有源箝位技术，即将一个带反并联二极管的开关管与电容的串联支路并联在电路的桥臂上，该方法对高频变压器T原边电压振荡的抑制效果十分理想，然而该电路自身也存在不足：首先，有源箝位电路的采用引入了开关管，增加了控制电路的复杂程度，降低了系统的可靠性；其次，该开关管的耐压与主电路各开关管相同，而开关管频率却是它们的2倍，因此对于该开关管的选择难度较大。

发明内容

本发明目的是为了解决采用有源箝位技术防止开关管击穿的效果不理想的问题，提供了适用于电流源型隔离全桥升压拓扑的无源无损缓冲电路。

本发明包括续流二极管、第一电感、第一电容、第一二极管、第二电感、第二电容、第二二极管，

第一二极管的阳极与第一电感的一端相连，第一电感的另一端与第一电容的一端相连，第一电感的另一端还与续流二极管的阴极相连，

第二电容的一端与续流二极管的阳极相连，第二电容的一端还与第二电感的一端相连，第二电感的另一端与第二二极管的阴极相连，

第一二极管的阴极与第二电容的另一端的连接点作为缓冲电路的正输出节点A，第一电容的另一端与第二二极管的阳极的连接点作为缓冲电路的负输出节点B。

本发明的优点：本发明的缓冲电路应用在电流源型、具有隔离功能、全桥、升压类拓扑的电路中，高频变压器原边的振荡电压得到了有效的抑制，降低了开关管被击穿的危险。防击穿的效果显著。

附图说明

图1是背景技术中隔离DC/DC变换器的电路原理图，图2是背景技术中单相单级APFC电路，图3是背景技术中三相单级APFC电路，图4是图1至图3所述电路中各开关管的导通时序图，图5是本发明的电路结构示意图，图6是实施方式二的结构示意图，图7至图10是实施方式一所述电路在工作过程各阶段的等效电路图，图11至图14是实施方式二所述电路在工作过程各阶段的等效电路图，图15是采用传统APFC电路时的高频变压器T原边电压波形图，图16是采用本发明所述缓冲电路的APFC电路时高频变压器T原边电压波形图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1至图10、图15和图16说明本实施方式，本实施方式包括续流二极管D、第一电感L₁、第一电容C₁、第一二极管D_L1、第二电感L₂、第二电容C₂、第二二极管D_L2，

第一二极管D_L1的阳极与第一电感L₁的一端相连，第一电感L₁的另一端与第一电容C₁的一端相连，第一电感L₁的另一端还与续流二极管D的阴极相连，

第二电容C₂的一端与续流二极管D的阳极相连，第二电容C₂的一端还与第二电感L₂的一端相连，第二电感L₂的另一端与第二二极管D_L2的阴极相连，

第一二极管D_L1的阴极与第二电容C₂的另一端的连接点作为缓冲电路的正输出节点A，第一电容C₁的另一端与第二二极管D_L2的阳极的连接点作为缓冲电路的负输出节点B。

第一电容C₁和第二电容C₂的电容值相等，第一电感L₁和第二电感L₂的电感值相等。

本实施方式所述的缓冲电路应用在电流源型、具有隔离功能、全桥、升压类拓扑的APFC(Active Power Factor Correction，有源功率因数校正)电路中，例如，本发明所述缓冲电路可以应用在图1-图3所示的电路中，将所述缓冲电路的正输出节点A和负输出节点B分别与图1、图2、图3所示电路中的同名节点相连即可。

下面以本发明电路应用在图1所述的隔离DC/DC变换器电路为例来说明其工作原理。

为了便于分析，作如下假设：(1)电路中各元器件均为理想元器件；(2)输入电压为理想的正弦波，并且三相严格对称；(3)输出滤波电容C足够大，可使输出直流电压保持恒定；(4)电路的开关管频率远高于电网频率，在一个开关周期中，输入电压基本保持不变。

在升压电感L的一个充放电周期内，电路共有4个工作阶段，各阶段的等效电路如图7至图10所述。

阶段1(升压电感电流断续阶段)：参见图7所示，本阶段桥臂开关管对臂导通(这里假设开关管S₂、S₃导通，S₁、S₄截止)，高频变压器T原边电路的各支路电流都为零，高频变压器T原边电压U_T＝nU_o，其中n为高频变压器T原副边绕组的匝数比，U_o为输出电压；第一电容C₁两端电压U_C1＝第二电容C₂两端电压U_C2＝nU_o/2；高频变压器T副边电流为零，负载R电流由输出滤波电容C放电单独供电。

阶段2(升压电感充电阶段1)：参见图8所示，本阶段各开关管中，S₁、S₂导通，S₃、S₄截止。输入电压相当于直接加在升压电感L两端，电感电流线性增加。缓冲电路中第一电容C₁和第一电感L₁谐振，第二电容C₂与第二电感L₂谐振，其中，第一电容C₁通过二极管D_L1、开关管S₁和S₂向电感L₁释放能量，电流流向为：第一电容C₁→第一电感L₁→第一二极管D_L1→开关管S₁→开关管S₂→第一电容C₁；第二电容C₂通过第二二极管D_L2、开关管S₁和S₂向第二电感L₂释放能量，电流流向为：第二电容C₂→开关管S₁→开关管S₂→第二二极管D_L2→第二电感L₂→第二电容C₂。因此，本阶段第一电容C₁两端电压U_C1＝第二电容C₂两端电压U_C2逐渐减小，而第一电感L₁与第二电感L₂的电流逐渐增加。本阶段，负载R电流由输出滤波电容C放电单独供电。

阶段3(升压电感充电阶段2)：参见图9所示，本阶段各开关管的开关状态不变。第一电容C₁与第二电容C₂的能量释放完毕，两电容的电压保持为零，第一电感L₁与第二电感L₂的电流增加到了本周期内的最大值。此时，第一电感L₁与第二电感L₂串联并通过续流二极管D、开关管S₁和S₂续流，电流流向为：第二二极管D_L2→第二电感L₂→续流二极管D→第一电感L₁→第一二极管D_L1→开关管S₁→开关管S₂→第二二极管D_L2。本阶段，负载R电流由输出滤波电容C放电单独供电。

阶段4(升压电感放电阶段)：参见图10所示，本阶段各开关管中，S₁、S₄导通，S₂、S₃截止。此时，三相交流电源与升压电感L同时向负载供电。

三相交流电源向负载R供电，电流流向为：三相交流电源→升压电感L→开关管S₁→高频变压器T的原边绕组→原边漏感L_1k→开关管S₄→三相交流电源。

第一电感L₁与第二电感L₂串联通过第一二极管D_L1、第二二极管D_L2、续流二极管D，开关管S₁、S₄以及高频变压器T原边构成回路将能量转移给负载，电流流向为：第二二极管D_L2→第二电感L₂→续流二极管D→第一电感L₁→第一二极管D_L1→开关管S₁→高频变压器T的原边绕组→原边漏感L_1k→开关管S₄→第二二极管D_L2，

同时第一电感L₁通过第一二极管D_L1、续流二极管D向第二电容C₂充电，第二电感L₂通过第二二极管D_L2、续流二极管D向第一电容C₁充电，给第一电容C₁充电的电流流向为：第二电感L₂→续流二极管D→第一电容C₁→第二二极管D_L2→第二电感L₂第一电容C₁。

给第二电容C₂充电的电流流向为：第一电感L₁→第一二极管D_L1→第二电容C₂→续流二极管D→第一电感L₁。

此时由高频变压器T原边漏感产生的电压振荡为电容C₁与C₂所吸收。

以上4个阶段过后，升压电感L又将进行下一轮充放电，具体过程与以上类似，这里不再重复叙述。

采用本发明的缓冲电路使高频变压器T原边的振荡电压得到了有效的抑制，降低了开关管被击穿的危险，图15是未采用本发明缓冲电路的高频变压器原边电压波形，图16是采用本发明缓冲电路的高频变压器原边电压波形，从两个图的对比可以看出，采用本发明的缓冲电路后，没有尖峰，这样，就降低了开关管被击穿的危险，防击穿的效果显著。

具体实施方式二、下面结合图11至图14说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一的不同之处在于，它还包括第三二极管D_C1和第四二极管D_C2，第三二极管D_C1并联在第一电容C₁的两端，且第三二极管D_C1的阳极连接负输出节点B，第四二极管D_C2并联在第二电容C₂的两端，且第四二极管D_C2的阴极连接正输出节点A，其它与实施方式一相同。

在升压电感L的一个充放电周期内的各阶段的等效电路如图11至图14所述。其中阶段1、阶段2与实施方式一中的相同，阶段3和阶段4与实施方式一不同，具体分析如下：

阶段1(升压电感电流断续阶段)：参见图11所示，本阶段桥臂开关管对臂导通(这里假设开关管S₂、S₃导通，S₁、S₄截止)，高频变压器T原边电路的各支路电流都为零，高频变压器T原边电压U_T＝nU_o，其中n为高频变压器T原副边绕组的匝数比，U_o为输出电压；第一电容C₁两端电压U_C1＝第二电容C₂两端电压U_C2＝nU_o/2；高频变压器T副边电流为零，负载R电流由输出滤波电容C放电单独供电。

阶段2(升压电感充电阶段1)：参见图12所示，本阶段各开关管中，S₁、S₂导通，S₃、S₄截止。输入电压相当于直接加在升压电感L两端，电感电流线性增加。缓冲电路中第一电容C₁和第一电感L₁谐振，第二电容C₂与第二电感L₂谐振，其中，第一电容C₁通过二极管D_L1、开关管S₁和S₂向电感L₁释放能量，电流流向为：第一电容C₁→第一电感L₁→第一二极管D_L1→开关管S₁→开关管S₂→第一电容C₁；第二电容C₂通过第二二极管D_L2、开关管S₁和S₂向第二电感L₂释放能量，电流流向为：第二电容C₂→开关管S₁→开关管S₂→第二二极管D_L2→第二电感L₂→第二电容C₂。因此，本阶段第一电容C₁两端电压U_C1＝第二电容C₂两端电压U_C2逐渐减小，而第一电感L₁与第二电感L₂的电流逐渐增加。本阶段，负载R电流由输出滤波电容C放电单独供电。

阶段3(升压电感充电阶段2)：参见图13所示，本阶段各开关管的开关状态不变。第一电容C₁与第二电容C₂的能量释放完毕。此时，第一电感L₁通过第三二极管D_C1续流，电流流向为：第三二极管D_C1→第一电感L₁→第一二极管D_L1→开关管S₁→开关管S₂→第三二极管D_C1；同时，第二电感L₂通过第四二极管D_C2续流，电流流向为：第四二极管D_C2→开关管S₁→开关管S₂→第二二极管D_L2→第二电感L₂→第四二极管D_C2。本阶段，负载R电流由输出滤波电容C放电单独供电。

阶段4(升压电感放电阶段)：参见图14所示，本阶段各开关管中，S₁、S₄导通，S₂、S₃截止。此时，三相交流电源向负载R供电，同时第一电感L₁和第二电感L₂分别将能量转移至负载R。

第一电感L₁将能量转移至负载，电流流向为：第三二极管D_C1→第一电感L₁→第一二极管D_L1→开关管S₁→高频变压器T的原边绕组→原边漏感L_1k→开关管S₄→第三二极管D_C1。

第二电感L₂将能量转移至负载，电流流向为：第四二极管D_C2→开关管S₁→高频变压器T的原边绕组→原边漏感L_1k→开关管S₄→第二二极管D_L2→第二电感L₂→第四二极管D_C2。

给第二电容C₂充电的电流流向为：第一电感L₁→第一二极管DL₁→第二电容C₂→续流二极管D→第一电感L₁。

Claims

1.适用于电流源型隔离全桥升压拓扑的无源无损缓冲电路，其特征在于，它包括续流二极管(D)、第一电感(L₁)、第一电容(C₁)、第一二极管(D_L1)、第二电感(L₂)、第二电容(C₂)和第二二极管(D_L2)，

第一二极管(D_L1)的阳极与第一电感(L₁)的一端相连，第一电感(L₁)的另一端与第一电容(C₁)的一端相连，第一电感(L₁)的所述另一端还与续流二极管(D)的阴极相连，

第二电容(C₂)的一端与续流二极管(D)的阳极相连，第二电容(C₂)的所述一端还与第二电感(L₂)的一端相连，第二电感(L₂)的另一端与第二二极管(D_L2)的阴极相连，

第一二极管(D_L1)的阴极与第二电容(C₂)的另一端的连接点作为缓冲电路的正输出节点A，第一电容(C₁)的另一端与第二二极管(D_L2)的阳极的连接点作为缓冲电路的负输出节点B。

2.根据权利要求1所述的适用于电流源型隔离全桥升压拓扑的无源无损缓冲电路，其特征在于，它还包括第三二极管(D_C1)和第四二极管(D_C2)，第三二极管(D_C1)并联在第一电容(C₁)的两端，且第三二极管(D_C1)的阳极连接负输出节点B，第四二极管(D_C2)并联在第二电容(C₂)的两端，且第四二极管(D_C2)的阴极连接正输出节点A。

3.根据权利要求2所述的适用于电流源型隔离全桥升压拓扑的无源无损缓冲电路，其特征在于，第一电容(C₁)和第二电容(C₂)的电容值相等。

4.根据权利要求2所述的适用于电流源型隔离全桥升压拓扑的无源无损缓冲电路，其特征在于，第一电感(L₁)和第二电感(L₂)的电感值相等。