CN103187864B - 降压型主动式功率因数修正装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种降压型主动式功率因数修正装置，包括：一交流输入电源；一整流装置，耦接该交流输入电源，接收并整流该电源，进而产生一输入电压；一第一转换装置，耦接该整流装置，用以接受、传送、转换与储存能量，并产生一输出电压；一负载，耦接该第一转换装置；以及一辅助装置，耦接该第一转换装置，用以产生一辅助电压，其中该辅助电压与该输入电压的电压极性相同，与该输出电压的电压极性相反，使得该第一转换装置可以在输入电压低于输出电压的情况下继续工作引入输入电流，进而缩短该输入电流的不连续时间，达到较佳的功率因数修正效果。

Description

降压型主动式功率因数修正装置

技术领域

本发明为一种降压型主动式功率因数修正装置，尤其是有关于一种可运用于各种输出电压低于交流输入电源的峰值电压的降压型主动式功率因数修正装置。

背景技术

目前电气用品使用直流电的很多，但由于市电为交流电，所以需要作交-直流转换；而为了降低电力系统的虚功率，并减少电流谐波造成系统干扰，许多电气用品被要求具有高功率因数与低电流谐波，因此功率因数修正器被广泛地使用着。常用的功率因数修正电路主要分为被动式与主动式两大类，被动式功率因数修正电路以电感、电容等元件为主体，不使用主动开关元件；其结构简单，功能也较简单，尤其当电源或负载变动时缺乏应变能力。主动式功率因数修正电路通过主动功率开关元件进行切换动作，配合电感、电容元件使输入电流追随电源电压变动，达到功率因数修正的目的，配合回授控制，还可在电源或负载变动时，维持良好的电路特性。常用的主动式功率因数修正电路以升压式为代表，但却有直流输出电压需高于输入交流电压峰值的限制，其他降压式或降升压式等可输出较低电压的电路，则分别有特性较差、效率较低、储能元件体积较大或控制方式复杂较难实现等缺点。

图1A显示传统的主动式功率因数修正器所通常所采用的升压式(boost)转换电路，其主要优点是具有较高的功率因数与较易于实施的控制方式。图1B显示图1A的传统功率因数修正器的输入端电压V_s及电流I_s波形示意图，且为市电角频率，V_m与I_m分别表示电压峰值与电流峰值。在理想的情况下，输入电流I_s的功率因数可接近1.0，在实际电路应用上，输入电流I_s的功率因数实测值也可达0.98以上。在开关元件Q_PFC的控制方面，因为升压式转换器的储能电感L_PFC的电感电流即为输入电流I_s，且在边界电流模式(boundarycurrentmode，BCM)下，储能电感L_PFC充电时的跨压等于电源AC的电压(如式子(1))。所以，滤除高频成份后的输入电流I_s可以很容易地正比于输入电压(如式子(2))，达到高功率因数的效果，所以升压式功率因数修正器的控制方式易于实现。

$i_{s\left(\mathrm{peak}\right)}=i_{\mathrm{LPFC}\left(\mathrm{peak}\right)}=\frac{\sqrt{2}{v}_s\sin \mathrm{\θ}}{L_{\mathrm{PFC}}}{\mathrm{DT}}_s---\left(1\right)$

$i_{s\left(\mathrm{avg}\right)}=i_{\mathrm{LPFC}\left(\mathrm{avg}\right)}=\frac{\sqrt{2}{v}_s\sin \mathrm{\θ}}{2L_{\mathrm{PFC}}}{\mathrm{DT}}_s---\left(2\right)$

目前有两种常用于升压式转换器的调高功率因数的作法：1.零电流切入(zero-currentcut)+固定导通时间(constanton-time)；2.零电流切入+2倍封包电流截止(doublepacketscurrentcut-off)。这两种作法都可以实现式(2)所需要的频率或责任周期调变，目前也都有许多现成的IC可供应用。图1C显示应用上述两种作法后，升压式转换器与输入电流I_s以及电感电流I_L关系图。

升压式功率因数修正器(或升压式转换器)的限制是输出电压必须高于输入电压(峰值电压)，而伴随着高输出电压使得其元件的电压应力需求较高；尤其，对于电压需求较低(低于电源峰值电压)的负载而言，升压式功率因数修正器无法直接提供适当的电压电源，必须再通过降压电路(BuckConverter)将其输出电压降为负载的所需的电压，如图2所示；如此不但增加电路体积与成本，还会增加电路的功率损耗，降低整体电路的转换效率。

也有直接以降压式转换电路进行功率因数修正器设计的，如图3A所示。降压式功率因数修正器主要缺点是当电源的输入电压V_i低于直流输出电压V_o时，电路将无法引进输入电流，称为盲区(deadzone)，如图3B所所示。因此，降压式功率因数修正器的输入电流I_s为不连续，故功率因数较低、电流谐波含量较大，且随着盲区越大，其功率因数越低、电流谐波失真率越大，如图3C所示。

降压式功率因数修正器另一个大缺点是开关元件的控制方式较复杂、难以实现，主要因为其电感电流只有在充电阶段才流经电源，而电感充电时的跨压等于电源电压减输出电压，如式子(3)；而其滤除高频成份后的输入电流如式子(4)，并未直接正比于输入电压；目前尚未有简单的控制电路或普遍的IC可供应用。

$i_{s\left(\mathrm{peak}\right)}=i_{\mathrm{LPFC}\left(\mathrm{peak}\right)}=\frac{(\sqrt{2}{v}_s\sin \mathrm{\θ}-V_o)}{L_{\mathrm{PFC}}}{\mathrm{DT}}_s---\left(3\right)$

$i_{s\left(\mathrm{avg}\right)}=i_{\mathrm{LPFC}\left(\mathrm{avg}\right)}=\frac{({\sqrt{2}v}_s\sin \mathrm{\θ}-V_o)}{2L_{\mathrm{PFC}}}{D}^2{T}_s---\left(4\right)$

其它也有以降升压式转换电路(Buck-BoostConverter)或返驰式转换电路(Fly-backConverter)作为功率因数修正器设计的，如图4、五所示，虽然也可达到高功率因数，但其共同的缺点是电感的储能需求较大，造成其体积较大，且磁能损失也导致其效率较差。

图6的电路是整合了升压式转换电路与降压式转换电路所形成的功率因数修正器，当Q2截止不动作时，Q1可进行降压式转换的操作；而当Q1维持导通时，Q2可进行升压式转换的操作。理论上，该功率因数修正器可具有良好的功率因数与转换效率，且直流输出电压可高于或低于电源电压；但该电路的控制方式非常复杂，除非开发特用IC，否则将不易实现，其实用性不高。

发明内容

本发明提供一种降压型主动式功率因数修正装置，包括：一交流输入电源；一整流装置，耦接该交流输入电源，接收并整流该电源，进而产生一输入电压；一第一转换装置，耦接该整流装置，用以接受、传送、转换与储存能量，并产生一输出电压；一负载，耦接该第一转换装置；以及一辅助装置，耦接该第一转换装置，用以产生一辅助电压，其中该辅助电压与该输入电压的电压极性相同，与该输出电压的电压极性相反，使得该第一转换装置可以在输入电压低于输出电压的情况下继续工作引入输入电流，进而缩短该输入电流的不连续时间，达到较佳的功率因数修正效果。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。

附图说明

图1A显示传统的功率因数修正器通常所采用的升压式转换电路；

图1B显示图1A的传统功率因数修正器的输入端电压Vs及电流Is波形示意图；

图1C显示图1A的传统功率因数修正器的输入电流与电感电流的关系图

图2显示具有升压式与降压式两级转换电路的传统的功率因数修正器；

图3A显示传统的降压式功率因数修正器；

图3B显示图3A的传统的降压式功率因数修正器的输入端电压Vs及电流Is波形示意图；

图3C显示图3A的传统的降压式功率因数修正器的理想功率因数与电流谐波失真率关系图；

图4显示具有降升压式转换电路的传统的功率因数修正器；

图5显示具有返驰式转换电路的传统的功率因数修正器；

图6显示具有整合升压式与降压式转换电路的功率因数修正器；

图7显示根据本发明的一实施例的降压型主动式功率因数修正装置1；

图8显示应用图7的一实施例；

图9A、B、C、D显示图8的降压型主动式功率因数修正装置的电路操作模式；

图10显示应用图7的另一实施例；

图11A、B、C、D、E、F显示图10的降压型主动式功率因数修正装置的电路操作模式；。

图12显示应用本发明的输入电压电流及切换脉波宽度调变信号的波形图。

图13显示应用本发明的低频切换信号波形的展开图；

图14A显示本发明的各输出电压与电路转换效率的关系曲线图；

图14B显示本发明的各输出电压与功率因数的关系曲线图；

图14C显示本发明的各输出电压与电流谐波失真的关系曲线图。

附图标记说明

1、2、3降压型主动式功率因数修正装置

11、21、31辅助装置

12、22、32整流装置

T₁第一转换装置

Load负载

AC电源

Q、Q₁、Q₂、Q_PFC主动式功率开关

L₁、L₂、L_PFC电感

D₁、D₂、D₃、D_PFC二极管

C₁、C₂、C_DC、C_S电容

V_s、V_i、V_C1、V_C2、V_o、V_m、V_ca、电压

I_s、I_m、I_L电流

具体实施方式

为使贵审查委员能对本发明的特征、目的及功能有更进一步的认知与了解，下文特将本发明的装置的相关细部结构以及设计的理念原由进行说明，以使得审查委员可以了解本发明的特点，详细说明陈述如下：

图7显示根据本发明的一实施例的降压型主动式功率因数修正装置1。此降压型主动式功率因数修正装置1包括：一辅助装置11以及一第一转换装置T₁。该辅助装置11用以产生一辅助电压。该第一转换装置T₁耦接该辅助装置11，用以传送、储存与转换能量，且其中该辅助电压与该输出电压V_o极性相反。该降压型主动式功率因数修正装置1更包括一整流装置12，其耦接该辅助装置11，接收并整流一电源AC，进而产生一输入电压V_i，而上述电源AC可为交流电源；以及一负载(Load)，其耦接该第一转换装置T₁，且其中该辅助电压与该输入电压V_i极性相同，进而缩短该输入电流I_s的不连续时间。此外，上述的第一转换装置T₁可为降压式功率因数修正器。

于本实施例，该辅助电压串接于输入电流的路径上，该辅助电压极性与该输入电压V_i相同，以缩短输入电流不连续时间。且辅助装置11更可利用一辅助电容作为辅助电压元件，并设计一绕组电感与该第一转换装置T₁的储能电感耦合，使储能电感释放能量至输出电容时，该绕组电感能同时对辅助电容充电，进而使辅助电容上的跨压与该输入电压V_i同极性。此外，更可将绕组电感的线圈匝数设计为与辅助电感的线圈匝数相同，且同时辅助电容上的跨压等于输出电压V_o，进而使盲区(deadzone)消失。

图8显示应用图7的一实施例。此降压型主动式功率因数修正装置2可适用于各种输出电压低于输入电压的电源供应器或降压式功率因数修正器，且降压型主动式功率因数修正装置2，包括：一辅助装置21以及一第一转换装置T₁。且此降压型主动式功率因数修正装置2更包括一整流装置22与一负载(Load)。于本实施例，该第一辅助装置21包括一辅助绕组L₂、一辅助二极管D₂以及一辅助电容C_a。该第一转换装置T₁包括：一储能电感L₁、一主动式功率开关Q₁、一二极管D₁以及一输出电容C₁。而其中该辅助装置21的该辅助绕组L₂串联该辅助二极管D₂，并与该辅助电容C_a并联，且该辅助绕组L₂为一或多个线圈组成。该二极管D₁一端耦接储能电感L₁，另一端耦接输出电容C₁，而该储能电感L₁一端耦接二极管D₁，另一端耦接输出电容C₁，而该输出电容C₁一端耦接储能电感L₁，另一端耦接二极管D₁，并且与负载(Load)并联，而该主动式功率开关Q₁一端耦接整流装置22，另一端耦接输出电容C₁。

而关于此降压型主动式功率因数修正装置2的电路动作如下：

(1)模式一：Q₁导通，D₁截止，D₂截止。

当主动式功率开关Q₁为导通状态时，输入电压V_i与辅助电容C_a上的跨压V_ca(辅助电压)形成相加，同时对储能电感L₁及输出电容C₁充电。辅助绕组L₁上的电流上升，辅助电容C_a上的跨压V_ca(辅助电压)下降，此阶段将持续至主动式功率开关Q₁截止，其操作如图9A所示。

(2)模式二：Q₁截止，D₁截止，D₂导通。

主动式功率开关Q₁截止后，储能电感L₁将开始释出能量。由于储能电感L₁与辅助绕组L₂为互相耦合，进而形成耦合电感，且具有共通的储能，所以电感的储能可分别从L₁或L₂释出。在本实施例中，设计储能电感L₁与辅助绕组L₂的线圈匝数相同，故两者的跨压相同。由于在模式一中辅助电容C_a上的跨压V_ca下降，使得辅助电压V_ca小于输出电压V_o(V_ca＜V_o)。因此辅助二极管D₂将优先导通，因此辅助绕组L₂通过辅助二极管D₂释出能量并对辅助电容C_a充电，故V_ca上升，且储能电感L₁的电压将被箝制为V_ca，故二极管D₁反偏不导通。此阶段将持续至V_ca＝V_o为止，其动作如图9B所示。

(3)模式三：Q₁截止，D₁导通，D₂导通。

当储能电感L₁的电压(即V_ca)上升至等于输出电压V_o，二极管D₁顺偏导通，储能电感L₁通过二极管D₁对输出电容C₁放电，辅助绕组L₂则继续通过辅助二极管D₂对辅助电容C_a放电，直到储能电感L₁与辅助绕组L₂完全释能，电流降为零为止。电路动作如图9C所示。

(4)模式四：Q₁截止，D₁截止，D₂截止。

当储能电感L₁与辅助绕组L₂完全释能后，电流降为零，二极管D₁与辅助二极管D₂都进入截止状态，其电路动作如图9D所示，直到主动式功率开关Q₁再次被触发导通，电路重回模式一。在此实施例中，负载(Load)所需的能量皆由输出电容C₁提供。

图10显示应用图7的另一实施例。此降压型主动式功率因数修正装置3，其适用于各种输出电压低于输入电压的电源供应器或降压式功率因数修正器，且降压型主动式功率因数修正装置3，包括：一辅助装置31以及一第一转换装置T₁。且此降压型主动式功率因数修正装置3更包括一整流装置32与一负载(Load)。于本实施例，该辅助装置31包括一辅助绕组L₂、一第一辅助二极管D₂、一第二辅助二极管D₃及一辅助电容C_a。该第一转换装置T₁包括：一储能电感L₁、一主动式功率开关Q₁、一二极管D₁以及一输出电容C₁。其中该第一辅助二极管反相耦接该第二辅助二极管，且该第一辅助二极管D₂的一端耦接该辅助电容C_a，而该第一辅助二极管D₂的另一端耦接该辅助绕组L₂，且该辅助绕组L₂为一或多个线圈组成，且该辅助绕组L₂一端耦接该第一辅助二极管D₂与该第二辅助二极管D₃，另一端耦接该辅助电容C_a与输出电容C₁。而该二极管D₁的一端耦接该储能电感L₁，另一端耦接该主动功率开关Q₁与该输出电容C₁，而该储能电感L₁一端耦接该二极管D₁，而另一端耦接该辅助电容C_a，且该主动式功率开关Q₁为一电晶体，其一端耦接该整流装置32，而另一端耦接该二极管D₁与该输出电容C₁，且该输出电容C₁一端耦接辅助电容C_a，另一端耦接二极管D₁，并且与负载(Load)并联。

而关于此降压型主动式功率因数修正装置3的电路动作如下：

(1)模式一：Q₁导通，D₁截止，D₂截止，D₃截止。

当主动式功率开关Q₁为导通状态时，输入电压V_i与辅助电容C_a上的跨压V_ca形成相加，同时对储能电感L₁及输出电容C₁充电。辅助绕组L₁上的电流上升，辅助电容C_a上的跨压V_ca下降，此阶段将持续至主动式功率开关Q₁截止，其操作如图11A所示。

(2)模式二：Q₁截止，D₁导通，D₂截止，D₃截止。

主动式功率开关Q₁截止后，储能电感L₁将开始释出能量，储能电感L₁电流下降，辅助电容C_a上的跨压V_ca亦持续下降，此阶段将持续至V_ca＝0为止，其动作如图11B所示。

(3)模式三：Q₁截止，D₁导通，D₂导通，D₃截止。

当V_ca下降至0V，第一辅助二极管D₂顺偏导通，储能电感L₁电流同时流经辅助电容C_a与第一辅助二极管D₂，继续对输出电容C₁放电，直到储能电感L₁完全释能，电流降为零为止。期间辅助电容C_a被反向充电，辅助电容C_a上的跨压V_ca为负电压，而辅助绕组L₂电流则增加，电路动作如图11C所示。

(4)模式四：Q₁截止，D₁截止，D₂导通，D₃截止。

当储能电感L₁完全释能后，二极管D1截止。因辅助电容C_a上的跨压V_ca为负值，所以第一辅助二极管D₂将维持导通，辅助电容C_a与辅助绕组L₂形成共振回路。在此阶段辅助电容C_a先将能量转移给辅助绕组L₂，辅助绕组L₂电流上升，至辅助电容C_a完全放电为止即V_ca＝0；之后辅助绕组L₂再将能量转移给辅助电容C_a，辅助绕组L₂电流下降且辅助电容C_a上的跨压V_ca上升，当V_ca上升至V_ca＝V_o时，电路进入模式五。模式四的电路动作如图11D所示。

(4)模式五：Q₁截止，D₁截止，D₂导通，D₃导通。

当V_ca＝V_o时，第二辅助二极管D₃开始导通，辅助绕组L₂释能的电流将分别流入输出电容C₁和辅助电容C_a，由于C₁和C_a形成并联状态，故两者电压也维持相等。本模式将持续至辅助绕组L₂完全释能为止，其电路动作如图11E所示。

(5)模式六：Q₁截止，D₁截止，D₂截止，D₃截止。

当辅助绕组L₂完全释能后，第一辅助二极管D₂和第二辅助二极管D₃均截止，电路动作如图11F所示，至主动式功率开关Q₁再被触发导通，电路重回模式一。在此实施例中，负载(Load)所需的能量皆由输出电容C₁提供。

图12显示应用本发明的输入电压电流及高频切换控制信号的脉波宽度调变(pulsewidthmodulation，PWM)波形图。图13显示应用本发明的高频切换控制信号波形的展开图。由图12与图13可知，在一个交流电源的周期中，本发明功率开关Q₁的控制信号是一个固定频率与导通率(duty-ratio)的波形，便能达到高功率因数及低谐波失真的效果，相较于传统的升压式与降压式功率因数修正器，本发明的控制方式更为简单易实施。

另一方面，当调变控制信号的频率或导通率(duty-ratio)时，即可达到调整输出电压的功能，且维持良好的功率因数修正效果，图14显示本发明应用于输入电源110伏(V)，输出功率20瓦(W)，在不同输出电压V_o时电路的转换效率(η)、功率因数(powerfactor，PF)与电流谐波失真(amperetotalharmonicdistortion，ATHD)的变化情形。于图14A～C中可知，本发明在输出电压40～90V之间时，其电路转换效率于91～94％之间(如图14A所示)、功率因数则维持在0.98以上(如图14B所示)以及电流谐波失真则在2～16％之间(如图14C所示)。因此，本发明不仅可得到高功率因数与低电流谐波失真外，亦可获得良好的电路转换效率。

本发明的降压型主动式功率因数修正装置利用一电容作为辅助电压的设计，提供输入电流额外的驱动电势，以解决传统降压式功率因数修正器的盲区问题，而在控制方面，只需简单的控制方式便能达到高功率因数、低谐波失真及高电路转换效率等优点。此外，熟悉此技艺的人士亦可明了，本发明的压型主动式功率因数修正装置并不受限于直流对交流的功率因数修正电路，本发明亦可应用于直流对直流的降压式功率因数正器等电路。

上所述实施方式，仅为本发明的范例，因此不能以之限定本发明的保护范围。凡是依照本发明的权利要求书所作的均等变化与修饰，皆应仍属于本发明的保护范围。

Claims (11)

1.一种降压型主动式功率因数修正装置，包括：

一辅助装置，包括一辅助绕组、一辅助二极管以及一辅助电容，用以产生一辅助电压；

一第一转换装置，耦接该辅助装置，用以传送、储存与转换能量，并产生一输出电压，该第一转换装置包括：一储能电感、一主动式功率开关、一二极管以及一输出电容；

一整流装置，其阳极端耦接该辅助装置且其阴极端耦接该第一转换装置，该整流装置接收并整流一电源，进而产生一输入电压；

一负载，耦接该第一转换装置，以接收该输出电压；

其中该辅助电压与该输入电压极性相同，且与该输出电压极性相反；及

其中该主动式功率开关导通时，该输入电压与该辅助电压将会相加，使得一电流从该电源流向该输出电容，且同时对该储能电感与该输出电容充电。

2.如权利要求1所述的降压型主动式功率因数修正装置，其特征在于，该辅助绕组与该辅助二极管的串联支路与该辅助电容并联，且该辅助绕组为一电感线圈，且该辅助绕组与储能电感互相耦合。

3.如权利要求1所述的降压型主动式功率因数修正装置，其特征在于，该第一转换装置的二极管的阴极端耦接储能电感，该第一转换装置的二极管的阳极端耦接输出电容，而该储能电感一端耦接该第一转换装置的二极管，另一端耦接输出电容，而该输出电容一端耦接储能电感，另一端耦接该第一转换装置的二极管，并且与负载并联，而该主动式功率开关一端耦接整流装置，另一端耦接输出电容。

4.如权利要求1所述的降压型主动式功率因数修正装置，其特征在于，当主动式功率开关截止时，该辅助绕组对该辅助电容充电，产生与该输入电压相同极性的该辅助电压。

5.如权利要求1所述的降压型主动式功率因数修正装置，其特征在于，当主动式功率开关截止时，该储能电感与辅助绕组分别对该输出电容与辅助电容充电，使辅助电压与输出电压极性相反。

6.如权利要求5所述的降压型主动式功率因数修正装置，其特征在于，当该储能电感的线圈匝数与该辅助绕组的线圈匝数相同时，则该辅助电压与该输出电压极性相反、电压值相等。

7.一种降压型主动式功率因数修正装置，其特征在于，包括：

一整流装置，接收并整流一电源，进而产生一输入电压；

一第一转换装置，耦接该整流装置，用以传送、储存与转换能量；

一辅助装置，耦接该第一转换装置，用以产生一辅助电压；

一负载，耦接该第一转换装置；

其中该辅助电压与一输入电压极性相同，且与一输出电压极性相反；以及

其中，该辅助装置包括一辅助绕组、一第一辅助二极管、一第二辅助二极管以及一辅助电容，而该第一转换装置包括：一储能电感、一主动式功率开关、一二极管以及一输出电容；

当该主动式功率开关导通时，该输入电压与该辅助电压将会相加，使得一电流从该电源流向该输出电容，且同时对该储能电感与该输出电容充电。

8.如权利要求7所述的降压型主动式功率因数修正装置，其特征在于，该第一辅助二极管的阳极耦接该辅助电容，该第一辅助二极管的阴极耦接该第二辅助二极管的阴极及该辅助绕组，且该辅助绕组为一电感线圈，且该辅助绕组一端耦接该第一辅助二极管的阴极与该第二辅助二极管的阴极，另一端耦接该辅助电容与输出电容，该第二辅助二极管的阴极端耦接该辅助绕组，该第二辅助二极管的阳极端耦接该主动式功率开关与该输出电容。

9.如权利要求7所述的降压型主动式功率因数修正装置，其特征在于，该储能电感一端耦接该整流装置的一输出端，而另一端耦接该第一辅助二极管的阳极及该辅助电容，且该主动式功率开关一端耦接该整流装置的另一输出端，而另一端耦接该第二辅助二极管与该输出电容，且该输出电容一端耦接辅助电容，另一端耦接该第二辅助二极管的阳极，并且与负载并联。

10.如权利要求8所述的降压型主动式功率因数修正装置，其特征在于，当主动式功率开关截止时，该储能电感将释放能量于该辅助绕组上，且辅助绕组将对该输出电容及辅助电容充电，使辅助电压与输出电压极性相反。

11.如权利要求8所述的降压型主动式功率因数修正装置，其特征在于，当该辅助绕组同时对该输出电容及该辅助电容充电时，则该辅助电压与该输出电压的极性相反、电压值相等。