CN1578078A - 串联交错升压变换器功率因数校正电源 - Google Patents

串联交错升压变换器功率因数校正电源 Download PDF

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Abstract

一种功率因数校正电源包括一个输入级功率变换器和一个输出级功率变换器。输入级功率变换器包括数个串联连接的升压开关和一个功率因数校正控制器。功率因数校正控制器可以串联交错定相引导升压开关的运行，进行功率因数校正和电压调节。升压开关从电源供给输入电压和输入电流。输入电压通过升压开关的高频串联交错开关转换为DC增加电压。DC增加电压通过输出级功率变换器转换为DC输出电压。DC输出电压提供在DC干线上，用于功率因数校正电源的负载。

Description

串联交错升压变换器功率因数校正电源
发明领域
本发明主要涉及电源，和更具体地，涉及一种用串联交错(interleave)定相进行功率因数校正的电源。
背景技术
电源在许多的电装置，包括大多数有电子电路的装置中被作为功率源使用。电源可以利用来自单相或多相交流电源的输入功率来产生输出功率。输出功率可在一个或多个预定电压和确定范围的输出电流下产生。根据电源所供给的负载，输出功率可以是几乎任何数量的交流(AC)或直流(DC)。
一些电源和相关的电装置的负载可分为非线性功率电子负载。这些非线性功率电子负载通常包括整流器/电容器输入级，特征在于因过载电流谐波引起不希望有的低功率因数。负载电流谐波导致供给该非线性功率电子负载的RMS电流的量增加。由于谐波电流不能给非线性功率电子负载提供有用功率，因此，谐波电流导致功率因数的降低。
数千瓦的非线性功率电子负载，如大功率音频放大器或磁共振成像梯度放大器，在输入功率源上有相当大的电流需求。来自输入功率源的供电可从具有有限载流量的断路器供给负载。例如，是单相配电系统的供电可由一个在接近单位功率因数的持续RMS电流额定15安培的断路器供给。当有低功率因数的负载存在时，RMS电流的需求更高，并且断路器可断开供电，即使负载并没有生产性地使用很大的功率。
功率因数校正(PFC)可用来减少谐波引起的附加RMS电流的量。功率因数校正可涉及保持从AC电源吸取的电流的正弦波形与从AC电源吸取的电压的正弦波形同相的工作。对于非线性功率电子负载，有无源和有源功率因数校正方法。无源方法包括串联电感滤波器和谐振滤波器。有源方法包括升压导出变换器(boost derived converters)和其它基于开关模式的系统。
通常来说，升压导出变换器使用的开关频率大于输入功率源的频率(典型地为50-60Hz)来控制输入电流波形的形状。更高的开关频率可能导致不希望有的高水平的波纹频率(例如，失真)。除了功率因数校正之外，称为通用输入升压变换器的升压导出变换器具有接受如100VAC标称(日本)，120VAC标称(美国)和230VAC标称(欧洲)的输入电压范围的能力。升压导出变换器还可提供变换器输出电压的电压调节。
包括升压导出变换器的电源可包括桥式整流器，第二级和包括电感，开关，二极管和电容器的第一级。AC电源由整流器整流并用来对电感进行磁化。开关以高频时变工作循环断开和闭合来对电感磁化和去磁。在工作循环的去磁部分中，电容器用从电感释放的能量来充电。横跨电容器的电压是提供到第二级的DC增加电压。第二级将DC增加电压转换为电源的DC输出电压。
通常称为三级(three-level)升压变换器的一种升压变换器可包括一个输出，具有电容器分压器。三级升压变换器包括一个电感和一对升压支路。该对升压支路串联电连接，并且各包括一个开关，一个电容器和一个二极管。由于每个升压支路运行提供增加电压的一半，所以串联连接能使升压导出变换器的额定电压降到其它升压导出变换器的一半。然而，在轻负载下，在横跨电容器不会产生等电压。电压的不平衡可导致三级升压变换器不平衡的运行，在升压支路上产生应力。
一些PFC升压导出变换器在以开关模式运行的断续传导模式(discontinuous conduction mode，DCM)下运行。为将与该开关模式运行相关的纹波电流减到最小，一些升压导出变换器，如三级升压变换器，以交错运行。交错运行涉及在升压导出变换器中的多重开关在开关期间中顺序运行，来增加纹波频率同时减小纹波的量。纹波量的减小进一步降低不希望有的线路电流，并因此改进了功率因数。增加的纹波频率导致在开关频率，开关频率的边带，开关频率的奇次谐波和奇次谐波的边带消除纹波电流。但是，减少量的纹波电流仍产生不希望有的负载电流。另外，对于前述三级升压变换器的不平衡情况，由于不完全的纹波消除会对纹波电流减小有不利影响。
因此，需要有一种功率因数校正电源，具有较大功率效率以及较低纹波电流，不受内电压不平衡的影响。
发明内容
本发明提供一种功率因数校正电源，用于从交流电源供给直流功率。该功率因数校正电源包括一个输入级功率变换器和一个输出级功率变换器。输入级功率变换器起升压变换器的作用，将交流输入电压(Vin)转换为是增加电压(Vboost)的第一直流电压。输出级功率变换器起DC到DC变换器的作用，将增加电压转换为是直流输出电压的第二直流电压。该直流输出电压是隔离电压，提供给直流干线(rail)来供给由功率因数校正电源供电的负载，如一个音频放大器。
输入级功率变换器包括多个串联耦合的升压开关。升压开关还设置成横跨AC输入电压并联耦合。提供给升压开关的AC输入电压可以是整流的AC输入电压，或者可以是未整流的AC输入电压。输入级功率变换器还包括一个功率因数校正(PFC)控制器。升压开关可由PFC控制器独立控制，进行功率因数校正和DC输出电压的电压调节。升压开关通过PFC控制器在高频以串联交错开关，来减小纹波电流并改进功率因数。
每个升压开关可包括在升压支路中。第一和第二升压支路可串联耦合并且包括在第一升压变换器中。第二升压变换器可包括串联耦合的第三升压支路和第四升压支路。第一和第二升压变换器可串联耦合并且包括在输入级功率变换器中。当功率因数校正电源仅能消耗电源功率时，每个升压支路可包括一个二极管。可选择地，当功率因数校正电源能消耗电源功率或给电源供给功率时，每个升压支路可包括一个与相应的升压开关串联耦合的升压次开关(sub-switch)。
升压开关由PFC控制器独立引导在所选工作循环断开和闭合。升压开关被引导以相同的频率开关。另外，升压开关还被引导以交错定相开关，使每个升压开关的开关工作在开关循环中顺序定相。每个升压开关的工作循环对输入级功率变换器中包括的升压电感进行磁化和去磁。升压电感可由电源磁化。升压电感的去磁提供峰值充电电流(Ic)和有正弦波形的脉宽调制(PWN)电压(Vc)，可给输入级功率变换器中包括的升压电容器充电。升压电容器由PWN电压(Vc)和充电电流(Ic)充电到充电电压。充电电压可是至少一部分的增加电压(Vboost)。
PWM电压(Vc)的正弦波形可由带升压开关的PFC控制器产生以改进功率因数。PWM电压(Vc)波形的平均振幅被控制与AC输入电压(Vin)波形的振幅基本类似。AC电流波形可因此保持与AC输入电压(Vin)的波形同相，并且功率因数得到改进。升压开关的工作循环进一步由PFC控制器控制，来补偿一定数量范围的AC输入电压(Vin)，例如从约90VAC到约265VAC。AC输入电压(Vin)可用来产生一个总增加电压(Vboost)，例如约380到400VDC。
PFC控制器还用升压开关调节功率因数校正电源的DC输出电压。DC输出电压的调节涉及改变PFC控制器的总电压增益，和因此改变升压开关产生的PWM电压(Vc)的量。通过PFC控制器的电压调节可基于测量输入电压(Vin)、测量DC输出电压和测量输入电流(Iin)。另外，总电压增益的进一步稳定可使用测量增加电压(Vboost)来实现。
功率因数校正电源的一个特征是涉及输出级功率变换器。当输入级功率变换器包括多个升压变换器和因此包括多个升压电容器时，输出级功率变换器设置成保持升压电容器上的充电电压基本相同。当来自一个升压变换器的、组成增加电压(Vboost)的电压较高时，输出级功率变换器可消耗来自该升压变换器的附加电压和电流，直到充电电压再次基本相等时为止。然后，输出级功率变换器可以基本相同的速率消耗来自所有升压变换器的电压和电流。
本发明其它的系统，方法，特征及优点通过以下的附图及详细说明对于本领域普通技术人员来说将是或将变成是显而易见的。所有这些其它的系统，方法，特征和优点都欲函盖在本说明书中，包括在本发明的范围内，并由下面的权利要求所保护。
附图说明
参考以下附图和说明能更好地理解本发明。图中的部件不必按比例绘制，重点放在对本发明原理的说明上。另外，在附图中，相同的参考编号在所有不同的视图中表示相应的部分。
图1是功率因数校正电源和音频放大器的框图。
图2是图1所示的功率因数校正电源的详细框图。
图3是图2所示的功率因数校正电源中包括的输入级功率变换器的电路示意图。
图4是图2的功率因数校正电源中包括的输入级功率变换器的时序图。
图5是图2所示的功率因数校正电源中包括的功率因数校正控制器的电路示意图。
图6是图2所示的功率因数校正电源中包括的功率因数校正控制器的另一个电路示意图。
图7是图2所示的功率因数校正电源的另一个电路示意图。
图8是图2所示的功率因数校正电源中包括的输出级功率变换器的电路示意图。
图9是图2所示的功率因数校正电源中包括的输入级功率变换器的另一个电路示意图。
图10是图1所示的功率因数校正电源的电路示意图。
图11是图10的功率因数校正电源中包括的输入级功率变换器的时序图。
图12是图1所示的功率因数校正电源的另一个电路示意图。
图13是图12的功率因数校正电源中包括的输入级功率变换器的时序图。
图14是图1所示的功率因数校正电源的另一个电路示意图。
图15是图14所示的功率因数校正电源中包括的输入级功率变换器的时序图。
图16是处理流程图，示出图1-15所示的功率因数校正电源的运行。
图17是图16的处理流程图的第二部分。
具体实施方式
本发明包括一个功率因数校正电源。该功率因数校正电源使用高频开关模式运行提供稳定输出电压。另外，该电源将谐波和纹波电流减到最小。该电源起非线性功率电子负载的作用，有功率因数校正(PFC)，增加输入功率因数趋于单位数(unity)。
图1是功率因数校正电源100在一个实施例应用中的框图，它给一个音频放大器102供给稳定DC电压。功率因数校正电源100在一个或多个输出电力线104上提供输出功率。在所示实施例中，输出电力线104包括在正DC干线106上提供的正DC输出电压(+Vcc)，和在负DC干线108上提供的负DC输出电压(-Vcc)。功率因数校正电源100的其它实施例可包括更少或更多数量的输出电压和干线。功率因数校正电源100还包含一个输入线110。来自电源112，例如AC线的输入电压(Vin)和输入电流(Iin)可提供在输出线100上。
在图1，直流输出功率以正直流输出电压(+Vcc)和负直流输出电压(-Vcc)的形式被供给音频放大器102的正和负直流干线。利用功率因数校正电源100供给的直流输出功率，音频放大器102对音频信号输入线114上接收的输入音频信号进行放大，从而在放大音频信号线路116上产生放大输出音频信号。例如，输入音频信号可源于麦克风，放大输出音频信号可驱动扬声器。在其它实施例中，其它的负载可从功率因数校正电源100获得功率。
图2是功率因数校正电源100一个实施例的更详细的框图。功率因数校正电源100包括全波桥式整流器(BR1)200，输入级功率变换器202和输出级功率变换器204。功率因数校正电源100还可包括前置级206。如图1所示，电源112给功率因数校正电源100供给功率。电源112供给的输入电压(Vin)可是一个范围，例如约90VAC到约265VAC。
在所示实施例中，功率因数校正电源100包括一个电源插头210，能与是电源112的单相电源插座可拆卸地耦合。电源插头210可包括馈线212，公用线214和接地216。在其它实施例中，可能有其它的电压范围，相位数及与电源112的互连。如在此所用的术语“连接”，“耦合”和“电耦合”都意味着广泛地包含能在部件和/或装置之间传导电压和电流的直接和/或间接连接。
前置级206可包括线路滤波器220和软起动电路222。线路滤波器220可以是能够减小由功率因数校正电源100的输入电流纹波引起的电磁干扰(EMI)的任何形式的滤波器。软起动电路222可包括第一起动开关224，第二起动开关226和电阻228，如正温度系数电阻。第一和第二起动开关224和226可被运行通过接入电阻228来缓和起动中的起动电流。另外，第一和第二起动开关224和226可依据故障检测断开来防止故障电流流到功率因数校正电源100。当EMI和软启动不是问题时，前置级206是不必要的。
全波桥式整流器(BRI)200可以是对正弦波形的每个半周进行整流的任何电路构造。在一实施例中，全波桥式整流器200包括四个桥接连接的整流二极管。在此构造中，正弦波的每个半周由一对位于桥接的相对的四分之一并且互相串联的二极管整流。全波桥式整流器(BRI)200对馈线212和公用线214上的输入电压进行整流。整流AC输入电压(Vin)提供给输入级功率变换器202。
输入级功率变换器202与整流AC输入电压(Vin)并联电耦合。输入级功率变换器202包括正升压变换器，是第一升压变换器230，和负升压变换器，是第二升压变换器232。另外，输入级功率变换器202包括功率因数校正(PFC)控制器234。在其它实施例中，在输入级功率变换器202中可包括更多数目(奇数或偶数)的升压变换器。第一和第二升压变换器230和232串联电耦合跨过整流AC输入电压(Vin)。整流AC输入电压(Vin)分配在第一和第二升压变换器230和232之间。
第一升压变换器230起AC到DC升压变换器的作用，将约一半的整流AC输入电压(Vin)提升到约一半的DC增加电压(Vboost)，如在约190VDC和约200VDC之间。第二升压变压器232类似地起AC到DC升压变换器的作用，将约一半的AC输入电压(Vin)提升到约一半的增加电压(Vboost)。因此，第一和第二升压变换器230和232共同运行，各供给提供给输出级功率变换器204的总增加电压(Vboost)的一半。
PFC控制器234控制第一和第二升压变换器230和232。PFC控制器234可以是能够引导第一和第二升压变换器230和232进行功率因数校正和电压调节的电路或装置。通过PFC控制器234的功率因数校正和电压调节是基于PFC控制器234检测的电压和电流。
图3是输入级功率变换器202的电路示意图。输入级功率变换器202包括第一升压变换器230，第二升压变换器232和功率因数校正控制器234。第一升压变换器230包括第一升压支路302和第二升压支路304。第一和第二升压支路302和304在第一升压变换器230中串联电耦合。第一和第二升压支路302和304分别包括第一对升压开关，是第一和第二升压开关(S1，S2)306和308，第一对升压二极管，是第一和第二二极管(D1，D2)310和312，以及第一对升压电容器，是第一和第二升压电容器(C1，C2)314和316。第一和第二升压电容器(C1，C2)314和316通过正中心点318电耦合。
第一升压变换器230和第二升压变换器232通过变换器中心点320电耦合。负升压变换器304包括第三升压支路322和第四升压支路324。第三和第四升压支路322和324类似地在第二升压变换器232中串联电耦合。第三和第四升压支路322和324分别包括第二对升压开关，是第三和第四升压开关(S3，S4)326和328，第二对升压二极管，是第三和第四升压二极管(D3，D4)330和332，以及第二对电容器，是第三和第四升压电容器(C3，C4)334和336。第三和第四升压电容器(C3，C4)334和336通过负中心点338电耦合。
输入级202还包括升压电感(L1)340。升压电感(L1)340被示为绕在第一段342和第二段344来减小共模电磁干扰(EMI)。第一段342串联电耦合在馈线212和第一升压支路302之间。第二段344串联电耦合在公用线214和第四升压支路324之间。可选择地，升压电感340可由一个绕组制造，或者可以是两个或多个独立电感。升压电感(L1)340的部分还可表现为中心点320。
整流AC输入电压(Vin)分配在第一和第二升压变换器230和232之间。整流AC输入电压(Vin)进一步横跨串联连接的升压支路302，304，322和324分配。例如，如果AC输入电压(Vin)约为265Vrms，每个升压支路302，304，322和324可处理约95VAC。
第一升压开关(S1)306的一侧和第一升压二极管(D1)310的阳极与第一段342电耦合。第一升压电容器(C1)314横跨第一升压二极管(D1)310的阴极和第一升压开关(S1)306的另一侧电耦合。第二升压开关(S2)308的一侧也耦合到第一升压开关(S1)306的另一侧，来串联放置第一和第二升压开关(S1，S2)306和308。第二，第三和第四升压支路304，322和324的电连接与第一升压支路302的类似。
在第一升压二极管(D1)310和第一升压电容器(C1)314之间耦合的是第一正升压变换器输出线346。正中点线348耦合到第一升压电容器(C1)314和第二升压电容器(C2)316之间的正中心点318。在第二升压二极管(D2)312和第二升压电容器(C2)316之间耦合的是第二正升压变换器输出线350。第一负升压变换器输出线352，负中点线354和第二负升压变换器输出线356与第二升压变换器232类似地连接。
第一和第二升压电容器(C1，C2)314和316，以及第三和第四升压电容器(C3，C4)334和336独立串联对(series pairs)电耦合。因此增加电压(Vboost)的量在升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336之间分配。例如，如果AC输入电压(Vin)约为265Vrms，和总增加电压(Vboost)约为380VDC到约400VDC，每个升压支路302，304，322和324可处理约95VAC来产生约95VDC的部分增加电压(Vboost)。在包括附加升压变换器和升压电容器的其它实施例中，输入电压(Vin)可被进一步分配。
串联连接的升压支路302，304，322和328可运行将AC输入电压(Vin)转换为DC增加电压(Vboost)，同时通过串联交错的优化使用来对线路纹波电流进行滤波。串联交错运行涉及以类似的开关频率但以在一个开关周期(或转换周期)中顺序定相的开关工作来运行升压支路302，304，322和328。作为串联交错运行的结果，输入纹波电流在频率上被增加，在数量被减到最小。纹波电流的最小化将不希望有的AC输入电流(Iin)减到最小，并因此改进了功率因数。另外，由于最小化的纹波电流可需要对输入功率较小的滤波，线路滤波器220(图2)可更经济地制造。
升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328可由双边自然(double-edged natural)脉宽调制(PWM)来断开和闭合。自然双边PWM将载有被调制信号的三角形波形的调制载波波形说成是时间的连续变量。自然双边PWM可以优化交错的实际应用。当自然双边PWM使用时，可能消除所有纹波频谱，除了是交错数目和每个升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328换向(commutation)频率的积的整倍数的频率之外。在图3中，独立的开关信号可引导每个升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328。
图4是示出升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328运行的时序图，使用有自然双边PWM调制的交错定相。第一调制波形402表示第一升压开关(S1)306的运行，和第二调制波形404表示第二升压开关(S2)308的运行。第三升压开关(S3)326的运行和第四升压开关(S4)328的运行分别由第三调制波形406和第四调制波形408表示。在所示的调制波形中，来自电源112(图2)的输入电压(Vin)可约为增加电压(Vboost)的40％，如约150VDC，并在数量上增加。调制波形402，404，406和408上的箭头指示由于输入电压(Vin)增加而下降的升压比(boost ratio)。
在图4中还包括的是一个调制相位图410。调制相位图410包括第一矢量412和第二矢量414，分别表示第一和第二调制波形402和404的调制。另外，第三和第四调制波形406和408的调制分别由第三矢量416和第四矢量418表示。图4所示的调制波形402，404，406和408绕调制相位图410分开约90度均匀放置。
在图3中，升压电感(L1)340通过升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的串联交错运行来磁化或去磁。在升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的每个转换周期，磁化升压电感(L1)340的功率由电源112提供。升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的串联交错运行还在每个转换周期中给升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336充电。用来给升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336充电的能量源于升压电感(L1)340的去磁。
在运行过程中，升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328顺序地断开和闭合。当所有升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328断开时，输入电流(Iin)流过升压电感(L1)340、所有升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336以及升压二极管(D1，D2，D3，D4)310，312，330和332。整流输入电压(Vin)横跨升压电感(L1)340、升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336以及升压二极管(D1，D2，D3，D4)310，312，330和332下降。可选择地，当升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328闭合时，只有升压电感(L1)340经受到输入电流(Iin)和整流输入电压(Vin)。
所有升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328可被启动闭合。升压电感(L1)因此通过输入电流(Iin)和输入电压(Vin)磁化来存储能量。当第一升压开关(S1)306断开时，升压电感(L1)中的能量被转到第一升压电容器(C1)314。第一升压开关(S1)306则可被断开使得附加能量能存储在升压电感(L1)340中。通过以串联交错顺序地闭合和断开其余的升压开关(S2，S3，S4)308，326和328，相应的升压电容器(C2，C3，C4)316，334和336可类似地用升压电感(L1)340供给的能量充电。
通过在与输入电压(Vin)频率相比较高的频率开关升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328，相应的升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336可被充电到大于输入电压(Vin)的充电电压。升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336上充电电压的组合量可以是增加电压(Vboost)。另外，升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的工作循环的控制可控制从电源112(图1)吸取的输入电流(Iin)的波形，从而改进功率因数。进一步地，通过对升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336上存储的充电电压的量的控制，工作循环的控制还可提供增加电压(Vboost)的电压调节。
在图3的实施例中，四个串联的升压支路302，304，322和324把输出电压(Vboost)除以四。由于升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的开关可发生在较低的电压，因此开关频率可被增加。另外，利用串联交错定相的原理来减少纹波电流。纹波电流缩减因数(Rfactor)可由以下确定：
Rfactor＝1/N2                         公式1
N是升压开关的数目。因此在图3中，N＝4，并且纹波电流减少到原来的16分之一。另外，对于使用交错，纹波频率增加N。在图3中的实施例中，纹波频率乘四，使以250KHz的开关可产生1MHz的纹波频率。由于减少纹波电流，升压电感340可在物理尺寸和电感上显著减小。另外，线路滤波器220(图2)的滤波需求也可被减少。当附加升压变换器被包括在输入级功率变换器204中时，可实现纹波电流的进一步减小和纹波频率的增加。
升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336的电压升压到输入电压(Vin)之上。例如，以高约265V RMS的线电压(Vin)运行可需要单个升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336的电压升压到约95VDC到约100VDC。在本实施例中，升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328和升压二极管(D1，D2，D3，D4)310，312，330和332可受到约95V到约100V的电压。由于电压较低，所以零电压开关是不必要的，但可被实现。
在起动期间，升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336的第一次充电可来自线电压(Vin)和低频峰值充电电流(Ic)。低频峰值充电电流(Ic)可流过升压电感(L1)340和续流(freewheeling)升压二极管(D1，D2，D3，D4)310，312，330和332。升压支路302，304，322和324因此不需要运行来产生初始增加电压(Vboost)。由升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336初始充电所引起的起动电流可由软起动电路222(图2)缓和。通过闭合第一起动开关224并让第二起动开关226断开，电阻228的阻抗可被用来缓和起动电流。
起动后，第二起动开关226可闭合。如果发生故障情况，第一起动开关224和第二起动开关226可断开，停止来自电源112的输入电流(Iin)的流动。对第一和第二升压变换器230和232运行的控制用PFC控制器234进行。
PFC控制器234控制升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的开关工作(工作循环)。PFC控制器234可用正升压控制线路360上的独立的相应开关信号选择性地启动和去活化(deactivate)第一变换器230的第一和第二升压开关(S1，S2)306和308。对第三和第四升压开关(S3，S4)326和328的控制可由PFC控制器234用负升压控制线路362上的独立的相应开关信号来启动或去活化。升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的工作循环可由PFC控制器234基于PFC控制器234检测的电压和电流来引导。
所示的PFC控制器234在输入电压读出线364上检测到输入级功率变换器202的输入电压(Vin)。输入电压(Vin)可横跨输入级功率变换器202通过馈线212和公用线214之间的测量来测量。来自电源112的输入电流(Iin)的数量和波形可用电流传感器368，如电流互感器，Rogowski线圈，电阻的并联(resistive shunt)或一些用于检测AC电流的其它机构来测量。电流传感器368可在输入电流读出线370上给PFC控制器234提供测量输入电流(Iin)。测量输入电流(Iin)可用比例系数(Ka)换算(scale)来形成换算测量输入电流(Ka*Iin)。
在正直流干线106和负直流干线108(图1)上的正直流输出电压(+Vcc)和负直流输出电压(-Vcc)还可分别在正Vcc读出线372和负Vcc读出线374上由PFC控制器234检测。PFC控制器234也可检测正增加电压读出线376和负增加电压读出线378上的输入级功率变换器202的增加电压(Vboost)。增加电压(Vboost)的一半可用正增加电压读出线376在第一和第二正升压变换器输出线346和350之间测量。增加电压(Vboost)的另一半可在第一和第二负升压变换器输出线352和356之间测量。
通过PFC控制器234的功率因数校正隐含涉及对从电源112(图1)供给输入级功率变换器202的AC输入电流(Iin)的正弦波形的调节。输入电流(Iin)的正弦波形通过对脉宽调制(PWM)电压(Vc)的调节来隐含调节。术语“PWM电压(Vc)”指通过升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的高频交错开关产生的电压的平均量。为进行功率因数校正，PWM电压(Vc)的平均量可保持在与线电压(Vin)相同频率和相位的正弦曲线。PWM电压(Vc)的正弦曲线和平均量可由升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的高频交错开关引起的更高频率波形形成。对升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的工作循环的控制因此可控制PWM电压(Vc)正弦波形的平均量、频率和相位。
通过保持PWM电压(Vc)的平均波形与输入电压(Vin)正弦波形基本相同，谐波被减到最小，并且改进了功率因数。当PWM电压(Vc)的平均波形和输入电压(Vin)的正弦波形大体相似时，输入电流(Iin)的波形也与输入电压(Vin)大体相似。因此，从电源112的角度来看，功率因数校正电源100表现为基本是一个电阻性负载。
电压调节另一方面涉及随着功率因数校正电源100上的输入电压(Vin)和负载变化来控制PFC控制器234的总电压增益。总电压增益的控制涉及控制升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的开关，从而控制PWM电压(Vc)的数量和供给升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336的峰值充电电流(Ic)。PWM电压(Vc)的数量可变，来保持正DC干线106和负DC干线108(图1)上的期望电压。
图5是类似于Texas Instruments/Unitrode UC3854的PFC控制器234的一个实施例。所示的PFC控制器234包括差动放大器502，输入电压前馈控制回路504，输出电压反馈控制回路506和电流控制内回路508。差动放大器502以一个比例因数(Kin)运行，将输入电压读出线364上接收的输入电压(Vin)换算到一个确定的电压量。然后，换算输入电压(Kin*Vin)被提供给输入电压前馈控制回路504和输出电压反馈控制回路506。
输入电压前馈控制回路504包括低通(LP)滤波器512，乘方(squaring)乘法器514和除法器516。低通滤波器512运行来提取DC或换算输入电压(Kin*Vin)的平均值。输入电压(Vin)先前已由桥式整流器200(图2)整流。乘方乘法器514对LP滤波器512提供的换算输入电压(Kin*Vin)的平均值求方。换算输入电压(Kin*Vin)的平方值被提供作为除法器516的分母。
对升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328(图3)的工作循环的控制可用输入电压前馈控制回路504进行。工作循环可基于从电源112(图1)提供给功率因数校正电源100的输入电压(Vin)的范围来控制。输入电压前馈控制回路504因此提供一种前馈技术，随着输入电压(Vin)的改变，保持输入级功率变换器202(图2)以稳定的平均输入功率工作。在其它实施例中，可使用其它技术来实现类似的功能。
输出电压反馈控制回路506包括差动接收器520，加法器522，积分器524和乘法器526。差动接收器520接收来自正Vcc读出线372的正DC输出电压(+Vcc)，和来自负Vcc读出线374的负DC输出电压(-Vcc)。差动接收器520可换算正DC输出电压(+Vcc)和负DC输出电压(-Vcc)的差。
在单相应用中，差动接收器520还可包括一个确定的增益常数(Kf)。增益常数(Kf)可换算差动接收器520的输出电压与差动接收器520的工作电压兼容。期望的直流输出电压(Vref)的换算版本是由加法器522从换算差电压(2*Kf*Vcc)中减去的。单相电路中的线路电流的失真在输出电压反馈控制回路506的响应速度太快时显著下降。控制因此可用积分器524放慢。积分器524通过在积分器524的输出中包括一个比例项还可以起比例积分器(PI)控制器的作用。加法器522的输出被积分器524积分，并且作为电压纠错信号(Verr)提供给乘法器526。
电压纠错信号(Verr)是一个高滤波信号，代表了实际DC输出电压(+Vcc，-Vcc)和参考电压(Vref)之间的误差信号电压。乘法器526用电压纠错信号(Verr)乘换算输入电压(Kin*Vin)。乘法器526还可包括一个增益常数(Km)用于调节增益系数。结果作为分子提供给除法器516，并且通过换算输入电压(Kin*Vin)的平方值换算。除法器516产生换算版本的期望电流波形(Id)。期望的电流波形(Id)是能基本实现单位功率因数的波形。期望的电流波形(Id)提供给电流控制内回路508。
电流控制内回路508包括加法器530，误差信号放大器532和开关控制器534。加法器530从期望的电流波形(Id)中减去输入电流读出线370上接收的换算测量输入线路电流(Ka*Iin)，来产生一个电流误差信号(Ie)。误差信号放大器532积分电流误差信号并且提供一个比例误差来形成误差信号(Ie)驱动开关控制器534，从而产生峰值充电电流(Ic)和PWM电压(Vc)。开关控制器534由比例误差驱动，通过控制通过输入级功率变换器202的跨导来控制输入级功率变换器202(图2)的有效输入阻抗。
输入级功率变换器202的有效输入阻抗是从输入电压(Vin)减去PWM电压(Vc)除以输入电流(Iin)。对有效输入阻抗的控制控制了AC输入电流(Iin)的波形的定相并因此控制了功率因数。负电流反馈的被控制量可有增加输入级功率变换器202(图2)的有效输入阻抗的作用。输入级功率变换器202的有效输入阻抗的变化可由升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的工作循环来实现。工作循环可选择性地改变以调节跨导并且因此调节输入级功率变换器202的有效输入阻抗。
对于图5所示的PFC控制器234，跨导的控制主要基于对内电流控制回路508的输入线路电流(Iin)。PWM电压(Vc)和输入电压(Vin)数量上的差可基于输入电流(Iin)的流动来确定。换句话说，较大量的PWM电压(Vc)(例如，较高的电压增益)导致较低的峰值充电电流(Ic)。类似地，较小量的PWM电压(Vc)(例如，较低的增益)导致较高的峰值充电电流(Ic)。基于输入线路电流(Iin)的量，PFC控制器234的总电压增益可被调节。
开关控制器534可包括脉宽调制(PWM)调制器536和多个门驱动器538来驱动升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328。在图3所示的实施例中，升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328分别经正升压控制线路360和负升压控制线路362驱动。
为了驱动升压支路302，304，322和324，PWM调制器536可以双边自然PWM运行，来优化交错的使用。对于双边自然PWM，调制波形是三角波形，并且调制信号是时间的连续变量。因此，PWM调制器用N交错运行，此处N等于升压开关和门驱动器的数目。在所示实施例中，第一和第二升压变换器230和232(图2)的每个包括两个升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328，因此N＝4。在其它实施例中，可包括附加的升压开关。
图6是PFC控制器234的另一个实施例，具有与参考图5所述构造不同的控制构造。为了简便起见，下面讨论将针对这些不同之处。在本实施例中，电压增益主要由PFC控制234基于输入电压(Vin)来控制。图6中的PFC控制器234包括差动放大器502，输入电压前馈控制回路602，输出电压反馈控制回路604和电压控制内回路606。差动放大器502给输入电压前馈控制回路602中包括的加法器610提供换算输入电压(Kin*Vin)。
输出电压反馈控制回路604包括差动接收器520，加法器522和积分器524，与图5类似。另外，输出电压反馈控制回路604包括乘法器612，将换算输入电压(Kin*Vin)乘电压纠错信号(Verr)。结果提供给加法器610。加法器610从换算输入电压(Kin*Vin)中减去电压纠错信号(Verr*Km*Kin*Vin)和换算测量输入电流(Ka*Iin)，产生驱动信号(Vd)驱动开关控制器606。开关控制器606包括PWM调制器616和多个门驱动器618。
与图5的PWM调制器536类似，PWM调制器616以交错N运行，引导升压支路302，304，322和324中升压开关的工作循环(在图3的实施例，N＝4)。然而，图6的PWM调制器616，还包括一个附加的前馈控制回路。增加电压(Vboost)作为前馈信号提供给正和负增加电压读出线376和378上的PWM调制器616。内电压控制回路606提供PWM调制器616产生的调制波形换算的控制。调制三角波形可换算成与期望的增加电压(Vboost)成比例。附加的前馈控制回路提供由加法器610提供的驱动信号(Vd)的增益稳定性。
电压控制内回路606的电压增益可以是固定的。因此，PWM调制器616可以是补偿升压电容器上增加电压(Vboost)中误差的逆增益。没有该补偿，PWM调制器616的增益与升压电容器的增加电压(Vboost)成比例，即，不是固定的而是变化的。对于本控制方法，PFC控制器234包括一个内控制回路(电压控制内回路606)，它在工作中是线性的，在PWM电压(Vc)是基于增加电压(Vboost)控制的振幅时提供电压控制。类似类型的用于增益稳定性的前馈控制回路也可在参考图5所述的PFC控制器234中实现。
在图6的PFC控制器234的实施例中，输入电压前馈控制回路602将换算输入电压(Kin*Vin)设为到电压控制内回路606的主信号。电压控制内回路606包括(1/Kin)的电压增益。电压增益(1/Kin)抵消(Kin)，并且仅留下输入电压(Vin)作为控制信号，在没有负载的条件下来产生PWM电压(Vc)。因此，在静态条件(例如，功率因数校正电源上几乎没有或没有负载)下，输出级功率变换器202(图2)可用PWM电压(Vc)跟踪输入电压(Vin)。
输入电压(Vin)可由PWM电压(Vc)根据跟踪增益比(trackinggain ratio)来跟踪。“跟踪增益比率”定义为峰间AC输入电压(Vin)的量与峰间AC PWM电压(Vc)的量的期望比。因此输入极功率变换器202(图2)默认时可不传送功率。使用图6的PFC控制器234的输入级功率变换器202的运行可最好被说成是反向放大器的运行形式。反向放大器的运行与传统放大器的运行相反，其中放大器被驱动来有一个预期形式的输出，而不是通常就是这样的跟踪输入。
由于前馈控制回路以作为主控制信号的换算输入电压(Kin*Vin)来运行，来自输出电压反馈控制回路604的电压纠错信号(Verr)的影响被减至最小。由于电压控制内回路606提供的前馈控制，电压纠错信号(Verr)可被减到最小，而不损害功率因数校正电源100(图1)的电压调节。作为用增加电压(Vboost)的附加前馈控制的结果，乘法器612可以仅处理前馈控制信号的一小部分。另外，乘法器612可有较小的动态范围。因此，与参考图5所述的乘法器526相比，乘法器612可没有它精确，以及也没有它贵。
在非静态条件下，图6的PFC控制器234可使用比较适当量的换算测量输入电流(Ka*Iin)形式的负电流反馈来控制输入级功率变换器202(图2)的有效输入阻抗。如上所述，有效输入阻抗的控制控制了功率因数。
另外，在非静态条件下，可调节总电压增益来调节功率因数校正电源100的直流输出电压(正和负直流输出电压(+Vcc和-Vcc))(图1)。如上所述，总电压增益的调节可通过输出电压反馈控制回路604进行。当PFC控制器234的总电压增益变化时，输入级功率变换器202可以良好的控制方式调节从电源112(图1)获得功率量。
由于升压二极管(D1，D2，D3，D4)310，312，330和332(图3)阻止朝电源112的反向能量流，所以图3中所示的输入级功率变换器不能将功率返回给电源112(图1)。图3的输入级功率变换器202因此可在第二和第四象限运行，消耗来自电源112的功率。然而，如果输入级功率变换器202容许到电源112的反向能量流，PFC控制器234可支持升压支路302，304，322，324的控制，将功率返回给电源112。因此，输入级功率变换器202可在第一和第三象限运行，作为电源112的功率源，和在第二和第四象限运行，消耗来自电源112的功率。当PFC控制器234产生一个小于单位数的总前馈放大器增益时，功率将流入输入级功率变换器202。另一方面，当总电压增益大于单位数时，功率从输入级功率变换器202流出流到电源112。
为将PFC控制器234的总电压增益变到约为单位数，提供控制电压增益的乘法器612可至少是一个两象限乘法器(运行在象限二和四)，具有输入电压(Kin*Vin)朝着乘法器612的双极输入。PFC控制器234的总电压增益，在不考虑乘法器612和电压控制内回路606的情况下，可被设置成略大于单位数，通过调节换算放大器(scaling amplifier)502的比例因数(Kin)或加法器610中的换算。乘法器612因此可被用来减小总电压增益。
当输入级功率变换器202可仅消耗来自电源112的功率时，乘法器612的整个所需工作范围可以为两象限。乘法器612可是两象限，因为当加在功率因数校正电源100(图1)上的负载增加时，输出电压反馈控制回路604仅需要偏置乘法器612以电压纠错信号(Verr)运行。由于图3的输入级功率变换器202不能将功率返回到电源112，所以乘法器612不需要支持四象限的运行。
可选择地，如果输入级功率变换器202(图2)能消耗来自电源112的功率或将功率返回到电源112，乘法器612可支持四象限运行。在此构造中，PFC控制器234可控制输入级功率变换器202给电源112供应功率或消耗来自电源112(图1)的功率。在支持四象限的运行中，PFC控制器234的总电压增益，在不考虑乘法器612的情况下，和电压控制内回路606可定到基本为单位数。结果，乘法器612可调节总电压增益在单位数之上或之下。
当输入级功率变换器202(图2)的升压电容器已存储过剩能量时，能量可返给电源112(图1)。存储的能量过剩的主要原因可在于电源112的电涌以及输出电压反馈控制回路604或电压控制内回路606中的控制过冲。如果升压电容器上的电压对输入和输出功率变换器202和204(图2)有害，PFC控制器234可截止升压开关的所有开关，直到电压降到安全水平为止。
图7仍为另一个实施例的PFC控制器234。所示的PFC控制器234包括差动放大器502，输入电压前馈控制回路602和电压控制内回路606，与图6类似。差动放大器502，输入电压前馈控制回路602和电压控制内回路606都起与图6实施例类似的作用。图7的PFC控制器还包括一个输出电压反馈控制回路702，与参考图6所述的输出电压反馈控制回路604类似。
然而，输出电压反馈控制回路702包括的附加元件有低通(LP)滤波器706和加法器708。低通滤波器706和加法器708将测量输入电流(Iin)引入输出电压反馈控制回路702。测量输入电流(Iin)可用比例因数(Kb)换算形成换算测量输入电流(Kb*Iin)。
换算测量输入电流(Kb*Iin)可由桥式整流器200(图2)整流并提供给LP滤波器706。可选择地，换算测量输入电流(Kb*Iin)可由LP滤波器706之前的整流器整流。整流、换算、测量的输入电流(Kb*Iin)的平均由LP滤波器706滤波。滤波后，滤波、整流、换算的测量输入电流由加法器708加到电压纠错信号(Verr)以提供直流输出电压(正和负直流输出电压(+Vcc和-Vcc))的“超级调节”。
超级调节可通过检测输入级功率变换器202(图2)吸取的测量输入电流(Iin)的平均量获得。然后，可响应测量输入电流(Iin)的平均量调节直流输出电压(正和负直流输出电压(+Vcc和-Vcc))。当直流输出电压升高时，效果是降低任何有效电源阻抗并且因此增加测量输入电流(Iin)的平均量。类似地，当直流输出电压下降时，有效电流阻抗升高，测量输入电流(Iin)的平均量降低。如果施加足够的电流反馈，随着吸取功率的增加，直流输出电压将增加。该响应定义为一个负输出电阻。
用在电压控制内回路606上的瞬时负电流反馈的量可随超级调节而增加。对于较大量的瞬时负电流反馈，如在图5中所示的PFC控制器234的电流控制内回路508中，超级调节是不必要的。然而，对于较小量的负电流反馈，如图6和7中，增加的瞬时负电流反馈减少了小的工作-电压转换误差(duty-to-voltage conversion error)导致的输入电流(Iin)失真。由于输入级功率变换器202的输入阻抗变得很低，PWM电压(Vc)中的小失真可表现为输入电流(Iin)中的大失真。通过负电流反馈增加的第一功率级变换器202的阻抗可减轻第一功率级变换器202上的线性需求。然而，可能影响DC输出电压的调节。
与参考图6所述的PFC控制器234类似，单相PFC电路中的线路电流失真通过太快的输出电压反馈控制回路702的响应速度来显著降低。图6和7所示的PFC控制器234的输出电压反馈控制回路604和702的响应速度可因此适度放慢。然而，相同的慢可能使对加负载或输入电压(Vin)变化的响应很难快速跟踪。
图7的超级调节实现了响应速度的改进。改进的响应速度可被实现，即使加的测量输入电流(Iin)的反馈也不会太快以避免加入输入电流(Iin)的失真。控制校正信号(电压纠错信号(Verr)和整流、换算、测量的输入电流(Kb*Iin))的纹波可被不同地定相。纹波可被定相使净纹波比会由任一个控制校正信号单独提供的要小。
在图2，输出级功率变换器204可以是能够提供由输入级功率变换器202提供的增加电压(Vboost)的电压转换和由输出级功率变换器204提供的DC输出电压的电隔离的电路或装置。可选择地，输出级功率变换器204在增加电压(Vboost)可直接用来带动负载时可被省略。所示的输出级功率变换器204的DC输出电压包括在正DC干线106上提供的正DC输出电压(+Vcc)，和在负DC干线108上提供的负DC输出电压(-Vcc)。举例的输出级功率变换器204是一个DC-DC功率变换器，它包括第一输出变换器236，第二输出变换器238和输出滤波器240。
所示的输出级功率变换器204接收来自输入级功率变换器202的增加电压(Vboost)和电流。第一和第二输出变换器236和238可分别提供第一和第二升压变换器230和232的电隔离。第一和第二升压变换器230和232可与接地参考负载，如从功率因数校正电源100获得功率的音频放大器，电隔离。输出滤波器240可以是电路或装置，能够对功率因数校正电源100的DC输出电压滤波，用于瞬态、高频噪音等。
图8是输出级204的一个实施例的电路示意图，包括第一和第二输出变换器236和238以及输出滤波器240。第一输出变换器236包括第一开关模式变换器802，第一变压器(T1)804和第一输出桥式整流器(BR2)806。第二输出变换器238包括第二开关模式变换器808，第二变压器(T2)810和第二输出桥式整流器(BR3)812。所示第一和第二开关模式变换器802和808是半桥斩波器。在其它实施例中，第一和第二开关模式变换器802和808可以是半桥串联谐振开关模式变换器，全桥串联谐振开关模式变换器，全桥斩波器或其它任何提供类似功能的开关模式变换器构造。
第一开关模式变换器802包括第一输出开关(S5)816，第二输出开关(S6)818，第二开关模式变换器808包括第三输出开关(S7)820，第四输出开关(S8)822。输出开关(S5，S6，S7，S8)816，818，820和822形成开关模式变换器802和808的有源元件。输出开关(S5，S6，S7，S8)816，818，820和822可以是MOSFET，IGBT或任何其它开关装置。输出开关(S5，S6，S7，S8)816，818，820和822还可设计有具有足够停滞时间的换向顺序，为零电压开关(ZVS)运行的零电压接通作好准备。
第一和第二正升压变换器输出线346和350分别与第一输出开关(S5)816和第二输出开关(S6)818电耦合。同样地，存储在第一和第二升压电容器(C1，C2)314和316(图3)上的充电电压横跨第一和第二输出开关(S5，S6)816和818供应。第三和第四输出开关(S7，S8)820和822分别与第一和第二负升压输出线352和356电耦合。存储在第三和第四升压电容器(C3，C4)334和336(图3)上的充电电压横跨第三和第四输出开关(S7，S8)820和822供应。另外，第一和第二变压器(T1，T2)804和810通过相应的正和负中点线路348和354分别与正和负中心点318和338电耦合。
第一和第二变压器(T1，T2)804和810可以是任何变压装置，能够提供电隔离和从第一和第二开关模式变换器802和808提供的信号的电压换算。第一和第二变压器(T1，T2)804和810可包括足够的磁化电流将相应的第一和第二开关模式变换器802和808的状态续流到零电压接通状态，由此使能进行ZVS运行。第一和第二变压器(T1，T2)804和810的磁化电流可通过使第一和第二变压器(T1，T2)804和810每个的磁心产生缝隙来实现。可选择地，外电感可与第一和第二变压器(T1，T2)804和810的每个的初级绕组并联电耦合。
如果MOSFET用于输出开关(S5，S6，S7，S8)816，818，820和822，零电压状态可伴随有体(body)二极管传导。在体二极管传导中，可能形成小的反向电压而不是绝对的零volts。另一方面，如果使用IGBT，输出开关(S5，S6，S7，S8)816，818，820和822可包括与每个输出开关(S5，S6，S7，S8)816，818，820和822并联的附加续流二极管。
使用用于第一和第二开关模式变换器802和808的半桥斩波器提供第一和第二升压变换器230和232(图3)的电压平衡。在轻载时，输入级功率变换器202有在升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336中产生不等电压的趋势。因此，避免了有较高电压的升压变换器230或232上的附加应力。另外，避免了通过第一和第二升压变换器230和232的不完全的纹波消除。
第一和第二升压变换器230和232(图2)的电压平衡通过在每个输出开关(S5，S6，S7，S8)816，818，820和822上保持约50％的工作循环来实现。结果，在正和负中心点318和338的电压的量可被迫平衡。如果正和负中心点318和338偏离平衡，校正电流可流过相关变压器(T1，T2)804或810的磁化电感来校正偏差。第一和第二输出变换器236和238可作为对第一和第二升压变换器230和232(图3)的充电平衡器。间隙可通过不平衡发生时校正电流的流动产生的DC平衡电流来避免第一和第二变压器(T1，T2)804和810的磁心的饱和。
从相应的第一和第二升压变换器230和232(图3)供给第一和第二输出变换器236和238的每个的总电压也可保持基本平衡。总电压由于输出桥式整流器(BR2，BR3)806和812可基本上被平衡。输出桥式整流器(BR2，BR3)806和812包括设置形成全桥整流器的多个二极管824。
输出桥式整流器(BR2，BR3)806和812的非线性负载特性可保持基本上平衡的状态。如果第一和第二升压变换器230和232中的一个比另一个发展更多的增加电压(Vboost)，该升压变换器可支持整个负载。有更高增加电压(Vboost)的升压变换器236或232的固有阻抗和相应的输出变换器236或238的阻抗可用来平衡由第一和第二升压变换器230和232处理的功率。由于第一和第二升压变换器230和232是串联的，输入电流(Iin)必须保持大约相等。
第一和第二输出变换器236和238可以交错方式以固定频率最佳地运行。另外，第一和第二输出变换器236和238可以正交运行。交错可减少供给输出滤波器240的RMS充电电流的量。另外，交错可使在正DC干线106和负DC干线108上所见的纹波频率加倍。输出桥式整流器(BR2，BR3)806和812可使纹波频率加倍。串联交错的使用使纹波频率再次加倍。这样，纹波频率在第一和第二开关模式变换器802和808的开关频率上增加四倍。
输出滤波器240包括第一次级电容器(C5)826和第二次级电容器(C6)828用于功率因数校正电源100的DC输出功率的末级滤波。DC输出功率包括在正DC干线106上提供的正DC输出电压(+Vcc)和在负DC干线108上提供的负DC输出电压(-Vcc)。第一次级电容器(C5)826电耦合在正DC干线106和接地830之间。第二次级电容器(C6)828耦合在负DC干线108和接地830之间。
输出开关(S5，S6，S7，S8)816，818，820和822可由输出级开关模式控制器(未示出)引导，用串联谐振断续开关模式(DCM)控制运行，将增加电压(Vboost)转换为第一和第二DC输出电压(+Vcc，-Vcc)。输出级功率变换器204可是未调节的，从而使输出开关(S5，S6，S7，S8)816，818，820和822在开关在零电流关断时能保持在断续的运行模式。通过控制停滞时间，开关也能在零电压接通。这就是通常所说的零电压开关(ZVS)，并且可用于将输出开关(S5，S6，S7，S8)816，818，820和822的开关损耗减到最小。
另一方面，输入级功率变换器202的控制是用PFC控制器234(图3)进行，并且包括电压调节，如前所述。因此，输出级功率变换器204的电压调节是不必要的。在起动期间，输出级功率变换器204还能立即开始运行，并给第一和第二次级电容器(C5，C6)826和828充电，而不需要单独的软起动模式控制。
输出级功率变换器204的工作频率可以是固定的。输出级功率变换器204插在输入级功率变换器202(图2)和一个负载，如音频放大器102(图1)之间。在此构造中，输出级功率变换器204可适于从负载的开关模式运行中滤出并分离出输入级功率变换器202可变频率运行的开关噪声。当功率因数校正电源100(图1)供给音频放大器102(图1)时，输出级功率变换器204的频率可与开关模式音频放大器102的运行的固定频率同步，以避免音频放大器102的放大音频输出信号中的拍音。
在图2，由于输出滤波器240提供的滤波，PFC控制器234可引导第一和第二升压变换器230和232的运行以FM(调频)运行。由于输入级功率变换器202没有谐振，实质的FM是可能的。输入级功率变换器202的FM的使用能改进电磁磁干扰(EMI)控制，并因此进一步减小可用于消除线路传导开关噪声的滤波器220的成本，尺寸及重量。由于达到噪声频谱的显著扩散的调制指数可被减小，更高的开关频率可帮助FM的实际应用。为将EMI减到最小，频谱可扩散在一个大于典型的通信信道并且比调节频谱分析仪，如9KHz，的带宽更宽的带宽上。
PFC控制器234和输出级开关模式控制器也可电隔离开关的相应门驱动器。因此，PFC控制器234和输出级开关模式控制器可以是参考在输出级功率变换器204的次级侧的接地830(图8)的接地。DC输出电压(第一和第二DC输出电压(+Vcc，-Vcc))可直接用作调节的变量。如果PFC控制器234在输入和输出级功率变换器202和204的接地参考端上，则在输入电压读出线364(图3)和输入电流读出线370(图3)上提供的信号也可被电隔离。提供PFC控制器234中包括的PWM调制器的前馈增益控制的增加电压(Vboost)的检测也可被电隔离。
输出级开关模式控制器也可以从负的第二升压变换器输出线356(图3)供电。这可使输出级功率变换器204能被起动，而不使用单独控制的电源来给PFC控制器234和输出级开关模式控制器提供初始功率。
图9示出了输入级功率变换器202的另一个实施例的电路示意图。与图3类似，输入级功率变换器202可起一个AC到DC升压变换器的作用，使用串联电耦合的第一升压变换器902和第二升压变换器904。另外，输入级功率变换器204在馈线212和公用线214上供给输入电压(Vin)。在其它实施例中，附加的升压变换器可包括在输入级功率变换器202中。
第一升压变换器902包括与第二升压支路908串联电耦合的第一升压支路906。第二升压变换器904包括串联电耦合的第三升压支路910和第四升压支路912。第一和第二升压变换器902和904每个的运行与参考图3所述的第一和第二升压变换器230和232的类似。
第一和第二升压支路906和908各包括相应的第一和第二升压开关(S1，S2)920和922，以及相应的第一和第二升压电容器(C1，C2)924和926。另外，第一和第二升压支路906和908的每个包括相应的第一和第二升压次开关(S1’，S2’)928和930。第三和第四升压支路910和912各包括相应的第三和第四升压开关(S3，S4)940和942，以及第一和第二电容器(C1，C2)944和946。第三和第四升压支路910和912进一步包括相应的第三和第四升压次开关(S3’，S4’)948和950。
输入级功率变换器202还包括电感340，正中心点318，中心点320和负中心点338，与图3类似。另外，第一和第二升压电容器(C1，C2)924和926上的充电电压可在第一正升压变压器输出线346，正中点线路348和第二正升压变换器输出线350上供给输出级功率变换器204。第三和第四升压电容器(C3，C4)944和946上的充电电压可供给在第一负升压变换器输出线352，负中点线路354和第二负升压变换器输出线356上，与图3类似。
升压次开关(S1’，S2’，S3’，S4’)928，930，948和950代替图3的升压二极管(D1，D2，D3，D4)310，312，330和332。升压次开关(S1’，S2’，S3’，S4’)928，930，948和950可以时间交替(timealteration)随相应的升压开关(S1，S2，S3，S4)920，922，940和942被驱动。时间交替在续流功能方面提供比前述用升压二极管(D1，D2，D3，D4)310，312，330，332所受的更低的传导损耗。另外，升压次开关(S1’，S2’，S3’，S4’)928，930，948和950和相应的升压开关(S1，S2，S3，S4)920，922，940和942可以停滞时间来运行，避免通过电流的急速动作(shoot)。进一步地，第一，第二，第三和第四升压次开关(S1’，S2’，S3’，S4’)928，930，948和950可以时间交替随相应的第一，第二，第三和第四升压开关(S1，S2，S3，S4)920，922，940和942被驱动。时间交替允许在功率因数校正电源100(图1)的输入级202(图2)中的双向能量流。
双向能量流使功率因数校正电源100能将功率供给电源112(图1)或消耗来自电源112的功率。另外，升压支路906，908，910和912的断续电流模式(DCM)运行由于升压次开关(S1’，S2’，S3’，S4’)928，930，948和950可被消除。双向能量流和非DCM运行可由输入级功率变换器204中包括的PFC控制器234控制。
第一和第二升压开关(S1，S2)920和922以及第一和第二升压次开关(S1’，S2’)928和930的工作循环的控制可用正开关控制线路952上的从PFC控制器234提供的开关信号进行。第二和第三升压开关(S3，S4)940和942以及第三和第四升压次开关(S3’，S4’)948和950的工作循环可用负开关控制线路954上的来自PFC控制器234的开关信号控制。输入电压(Vin)，输入电流(Iin)和增加电压(Vboost)可提供到PFC控制器234，与图3类似。
PFC控制器234与参考图3，5，6和7所述的PFC控制器234类似。如前面参考图6和7所述，PFC控制器234可以小于单位数的总电压增益来运行。可选择地，由于功率因数校正电源100的双向能量流能力，PFC控制器234可以小于或大于单位数的总电压增益来运行。当总电压增益大于单位数时，功率因数校正电源100(图1)给电源112(图1)供给功率。相反，当总电压增益小于单位数时，功率因数校正电源100消耗来自电源112的功率。如进一步参考图6和7所述，乘法器612可设置用于以四象限工作范围运行，来调节总电压增益在单位数之上或之下。
当总电压增益由PFC控制器234调节在单位数之上时，能量从升压电容器(C1，C2，C3，C4)924，926，944，946返回到电源112(图1)。存储在升压电容器(C1，C2，C3，C4)924，926，944，946中的电压和电流可以通过升压次开关(S1’，S2’，S3’，S4’)928，930，948和950流到电源112。该能量流可发生在升压电容器(C1，C2，C3，C4)924，926，944和946已存储过剩能量时，如前所述。
全波桥式整流器(BR1)200(图2)的使用防止到电源112(图2)的实质能量流。为使实质的能量能返回到电源112，全波桥式整流器(BR1)200可被实现作为同步整流器。同步整流器可用MOSFET或其它提供双向能量流的开关来实现。
PFC控制器234可用四交错运行控制升压支路906，908，910和912将纹波电流减到最小。另外，升压支路906，908，910和912可用FM控制来改进EMI，如图3的实施例。升压开关(S1，S2，S3，S4)920，922，940和942的运行通过图4的时序图和调制相位图410中所示的相应调制波形402，404，406和408示出。
图10示出功率因数校正电源100的另一个实施例的电路示意图。与图2类似，功率因数校正电源100可包括一个前置级106。另外，功率因数校正电源100包括一个输入级功率变换器1002和一个输出级功率变换器1004。然而，所示的功率因数校正电源100不包括如图2中的桥式整流器。由于输入级功率变换器1004的构造，桥式整流器是不必要的。输入级功率变换器1004受到未整流的AC输入电压(Vin)。另外，由于没有桥式整流器阻挡能量反向流动，现在功率可返回到电源112(图1)。
电源112可给功率因数校正电源100提供单相功率，范围在约90VAC到约265VAC。功率可由包括馈线212，公用线214和接地216的电源插头210供应。在其它实施例中，对于电源112，其它的电压范围，相位数和互连是可能的。
与图2相同，前置级1006可以包括或不包括用于滤波EMI的线路滤波器1012和用于起动电流和故障电流控制的软起动电路1014。图10所示的输入级功率变换器1004包括PFC控制器234，升压电感1020和升压变换器，是交错全桥变换器1022。升压电感1020可是多个电感，单绕组或两段绕组，如图所示。在其它实施例中，附加的升压变换器可包括在输入级功率变换器202中。
交错全桥变换器1022包括第一升压支路1024和第二升压支路1026以及升压电容器1028。第一升压支路1024包括第一升压开关(S1)1030和第一升压次开关(S1’)1032。第二升压支路1026包括第二升压开关(S2)1034和第二升压次开关(S2’)1036。第一和第二升压支路1024和1026共享升压电容器1028，并因此共享相同的电压量。第一和第二升压支路1024和1026的每个串联耦合，并可各被看作是一个半桥。第一升压开关(S1)1030和第二升压开关(S2)1034串联并与输入电压(Vin)并联耦合。因此，从交错运行的角度，交错全桥变换器1022以串联交错运行，如前述的实施例。
在运行期间，当第一和第二升压开关(S1，S2)1030和1034都闭合时，升压电感1020可由输入电压(Vin)和输入电流(Iin)磁化。当第一升压开关(S1)1030闭合，第二升压开关(S2)1034断开时，第二升压次开关(S2’)1036可闭合对升压电感1020去磁并给升压电容器(C1)1028充电。相反，闭合第二升压开关(S2)1034和第一升压次开关(S1’)1032对升压电感1020去磁，给升压电容器(C1)1028充电到增加电压(Vboost)。
升压电容器(C1)1028可通过升压开关(S1，S2)1030和1034以及升压次开关(S1’，S2’)1032和1036的高频串联交错运行充电到增加电压(Vboost)。升压支路1024和1026以及升压电容器(C1)1028上的工作电压可约为增加电压(Vboost)的数量。例如，对于约265VAC的输入电压(Vin)和约380VDC到约400VDC的增加电压，工作电压约为380V。图10所示的功率因数校正电源100还容许双向能量流，如参考图6和图8所述的。
与前述实施例类似，PFC控制器234可控制升压开关(S1，S2)1030和1034以及升压次开关(S1’，S2’)1032和1036的工作循环。控制信号可由PFC控制器234提供给第一升压信号线1042上的第一升压开关(S1)1030和第一升压次开关(S1’)1032。PFC控制器234可在第二升压信号线1044上提供控制信号来控制第二升压开关(S2)1034和第二升压次开关(S2’)1036。升压开关(S1，S2)1030和1034可以N交错运行，其中N等于升压开关的数目。在所示的实施例中，N＝2。交错全桥变换器1022能由PFC控制器234以FM控制将EMI减到最小。纹波减少和FM的组合作用可减少用于减少EMI的线路滤波器1012的物理尺寸和成本。
如前所述，通过PFC控制器234的控制基于测量电压和电流。在图10的实施例中，输入电压(Vin)用输入电压线1046测量，输入电流(Iin)用电流传感器1048测量并且被提供在输入电流线1050上。增加电压(Vboost)用增加电压线1052横跨升压电容器(C1)1028测量。正DC干线电压+Vcc和负DC干线电压-Vcc在DC干线电压线1054上测量。作为不同电压和电流的函数，PFC控制器234控制升压开关(S1，S2)1030和1034的运行。
图11是示出交错全桥变换器1022(图10)中的第一和第二升压开关(S1，S2)1030和1034运行的时序图。第一和第二升压次开关(S1’，S2’)1032和1036可以时间交替随相应的第一和第二升压次开关(S1，S2)1030和1034运行。第一调制波形1102和第二调制波形1104表示相应升压开关(S1，S2)1030和1034的运行。与图4类似，第一和第二调制波形1102和1104的每个是PWM信号。如时序图中箭头所示，输入电压(Vin)会是负的并且过渡到更多正电压用于计时，如图所示。还示出的是调制相位图1106，包括以约180度均匀设置的第一和第二调制矢量1108和1110。如图4的调制相位图一样，调制矢量1108和1110的每个表示用交错二(N＝2)运行的调制波形1102和1104的相应的一个。
在图10，输出级功率变换器1004包括输出变换器1056和输出滤波器1058。输出变换器1056包括开关模式变换器1060，变压器(T1)1062和桥式整流器(BR1)1064。输出滤波器1058，变压器(T1)1062和桥式整流器(BR1)1064与前面参考图8所述的输出滤波器240，变压器(T1)804和桥式整流器(BR2)806类似。开关模式变换器1060被示为全桥非谐振开关模式变换器(全桥斩波器)。在其它实施例中，开关模式变换器1060可以是串联谐振全桥开关模式变换器，或其它任何有类似功能的开关模式变换器。开关模式变换器1060可由输出级开关模式控制器(未示出)控制。输出级开关模式控制器可以固定频率运行开关模式变换器1060。另外，当功率因数校正电源100给音频放大器或其它开关负载供电时，开关模式变换器1060可与开关负载的运行同步。
图12仍是功率因数校正电源100的另一个实施例，与图10的类似，包括前置级1202。前置级1202可以包括线路滤波器1208过滤EMI和软起动电路1210处理起动和故障电流。另外，功率因数校正电源100包括一个输入级功率变换器1204和一个输出级功率变换器1206。与图10类似，功率因数校正电源100不包括桥式整流器，和输入级功率变换器1204受到未整流的AC输入电压(Vin)。为简便起见，仅进一步详细讨论与图10的不同之处。
在图12，输入级功率变换器1204包括串联电耦合的第一(正)升压变换器是第一交错全桥变换器1212，和第二(负)升压变换器是第二交错全桥变换器1214。第一交错全桥变换器1212包括串联电耦合的第一升压支路1216和第二升压支路1218。第一升压支路1216包括第一升压开关(S1)1220和第一升压次开关(S1’)1222。第二升压支路1218包括第二升压开关(S2)1224和第二升压次开关(S2’)1226。第一和第二升压支路1216和1218可设置为相应的第一和第二半桥。第一升压开关(S1)1220和第二升压开关(S2)1224互相串联并与输入电压(Vin)并联耦合。第一交错全桥变换器1212还包括第一升压电容器(C1)1228，由第一和第二升压支路1216和1218共享。
第二交错全桥变换器1214包括第三升压支路1230和第四升压支路1232。第三升压支路1230包括第三升压开关(S3)1240和第三升压次开关(S3’)1242。第四升压支路1232包括第四升压开关(S4)1244和第四升压次开关(S4’)1246。第三和第四升压支路1230和1232可串联设置为相应的第三和第四半桥。第二交错全桥变换器1214还包括第二升压电容器(C2)1248，由第三和第四升压支路1230和1232共享。
输入级功率变换器1204还包括一个升压电感(L1)1240。举例的升压电感(L1)1240被示为有两部分来减少共模噪声。在其它实施例中，升压电感(L1)可以是一部分，两个单独的升压电感，或其它任何实现类似功能的构造。电感段也可耦合在第一和第二交错全桥变换器1212和1214之间。
第一和第二交错全桥变换器1212和1214可各以串联交错二运行。另外，第一和第二交错全桥变换器1212和1214可串联交错，产生交错四(N＝4)。升压开关(S1，S2，S3，S4)1220，1224，1240和1244互相串联并与输入电压(Vin)并联电耦合。同样，升压开关(S1，S2，S3，S4)1220，1224，1240和1244以串联交错运行，如前述实施例。
PFC控制器(未示出)可用自然双边PWM控制升压开关(S1，S2，S3，S4)1220，1224，1240和1244以及升压次开关(S1’，S2’，S3’，S4’)1222，1226，1242和1246的工作循环。升压开关(S1，S2，S3，S4)1220，1224，1240和1244和相应的升压次开关(S1’，S2’，S3’，S4’)1222，1226，1242和1246可以时间交替运行。另外，升压开关(S1，S2，S3，S4)1220，1224，1240和1244和升压次开关(S1’，S2’，S3’，S4’)1222，1226，1242和1246可以FM运行来改进EMI并减少线路滤波器的物理尺寸，如前所述。
图2的功率因数校正电源100以交错的数目为四(N＝4)来运行。由于第一和第二交错全桥变换器1212和1214是串联的，第一和第二交错全桥变换器1212和1214的每个提供约一半的总增加电压(Vboost)。例如，当期望的总增加电压(Vboost)为约380VDC到约400VDC，第一和第二交错全桥变换器1212和1214的每个可分别在第一和第二升压电容器(C1，C2)1228和1248上以约190VDC到约200VDC的工作电压运行。因此，第一和第二全桥变换器1212和1214每个的PWM电压(Vc)还可减少二分之一。
由于交错数目为四，输入纹波电流振幅与非交错升压变换器PFC相比减少到原来的16分之一。另外，纹波频率增加四倍。进一步地，调制矢量绕四象限以约90度间隔设置。实际上，较低的工作电压为升压开关(S1，S2，S3，S4)1220，1224，1240和1244的较高开关频率做好准备。较高的开关频率能使净电感量和物理尺寸被减少，远低于标准非交错PFC升压变换器需要的。
图13是图12所示的功率因数校正电源100的时序图。定时波形是PWM波形，驱动每个升压开关(S1，S2，S3，S4)1220，1224，1240和1244。第一和第二调制波形1302和1304表示第一交错全桥变换器1212的相应的第一和第二升压开关(S1，S2)1220，1224的运行。第三和第四调制波形1306和1308表示第二交错全桥变换器1214的相应升压开关(S3，S4)1240，1244的运行。
定时波形表示一个正输入电压(Vin)到更负的，如波形上的箭头所示。第一和第二交错全桥变换器1212和1214以正交调制。还示出调制相位图1310，包括四个调制矢量1312，1314，1316和1318(N＝4)表示相应调制波形1302，1304，1306和1308的每个。调制矢量绕调制相位图1310分开约90度均匀设置。
在图12，输出级功率变换器1206包括第一输出变换器1250和第二输出变换器1252。与图10类似，举例的第一和第二输出变换器1250和1252各包括一个全桥非谐振开关模式变换器1254(斩波器)，变压器1256和桥式整流器1258。在其它实施例中，第一和第二输出变换器1250和1252可各包括串联谐振或其它任何具有类似功能的开关模式变换器构造。第一和第二输出变换器1250和1252可由输出级开关模式控制器(未示出)控制。输出级开关模式控制器可引导第一和第二输出变换器1250和1252以固定频率和交错运行。N＝2的交错运行可使正DC干线106和负DC干线108上的纹波频率加倍。另外，输出变换器1250和1252的电容器(C5，C6)中的纹波电流被减少。
第一和第二交错全桥变换器1212和1214的串联构造可提供自稳定性(self-stabilization)。当横跨第一升压电容器(C1)1228和第二升压电容器(C2)1248的电压大体平衡时，大约相同的放电电流流过第一输出变换器1250和第二输出变换器1252的每个。由于被连接在相同的电流路径，第一和第二交错全桥变换器1212和1214处理基本相同的电流。当电压约不相等时，在升压电容器(C1，C2)1228或1248上有较大存储电压的全桥输出变换器1250或1252将释放相应的存储的电压，直到充电电压在升压电容器(C1，C2)1228或1248上大体达到平衡时为止。当升压电容器(C1，C2)1228或1248上的电压约相等时，输出变换器1250和1252共享功率并因此大约相等地共享电流。输出变换器1250和1252都给相同的正DC干线106和负DC干线108供给DC输出电压。同样，输出变换器1250和1252也可通过在约相同电压运行来共享功率。
图14仍是功率因数校正电源100的另一个实施例，与图10和12类似。功率因数校正电源100包括前置级1402。另外，功率因数校正电源100包括输入级功率变换器1404和输出级功率变换器1406。在输入级功率变换器1404之前没有包括桥式整流器。为了简便起见，将主要讨论与图10和12的不同之处。
输入级功率变换器1404包括串联电耦合的第一升压变换器是第一交错全桥变换器1410，第二升压变换器是第二交错全桥变换器1412，和第三升压变换器是第三交错全桥变换器1414。另外，输入级功率变换器1404包括升压电感1416，与前面参考图3所述的升压电感(L1)340类似。在其它实施例中，附加升压变换器可包括在输入级功率变换器1404中。
交错全桥变换器1410，1412和1414的每个包括串联电耦合的第一升压支路1420和第二升压支路1422。升压支路各包括升压开关(S1，S2，S3，S4，S5，S6)1424和升压次开关(S1’，S2’，S3’，S4’，S5’，S6’)1426。第一和第二升压次开关1416和1418的每个共享升压电容器(C1，C2，C3)1428。与前述实施例类似，升压开关(S1，S2，S3，S4，S5，S6)1424互相串联并与输入电压(Vin)并联电耦合。升压开关(S1，S2，S3，S4，S5，S6)1424可因此以串联交错运行。
输入级功率变换器1404可以六交错运行，由于有六个升压开关1424。输入纹波电流可被减小到原来的36分之一。减小的纹波电流可导致减小升压电感1416的物理尺寸并使前置级1402中包括的线路滤波器最小化。
输入电压(Vin)和增加电压(Vboost)可在交错全桥变换器1410，1412和1414之间分配。例如，如果输入电压(Vin)约为265Vrms，增加电压(Vboost)约为380VDC到约400VDC，交错全桥变换器1410，1412，和1414的每个可处理约127V，和升压电容器(C1，C2，C3)1428可以存储约126VDC到约134VDC。因此，升压开关1424可以是有较低额定电压的开关设计，如高性能的沟道MOSFET。另外，较低电压额定开关可用于升压次开关(S1’，S2’，S3’，S4’，S5’，S6’)1426和在输出级功率变换器1406中。
交错全桥变换器1410，1412和1414可由PFC控制器控制，如前所述。PFC控制器(未示出)可产生三个单独的PWM调制三角波来控制相应的交错全桥变换器1410，1412和1414。PWM调制三角波可用作自然双边PWM波形。升压开关1424的开关频率可由PFC控制器以FM控制来扩散EMI频谱。结果，用前置级1402中包括的线路滤波器的滤波可被减少。
图15的时序图示出用于交错全桥变换器1410，1412和1414的每个的由于N＝6以六交错运行的升压开关(S1，S2，S3，S4，S5，S6)1424(图14)的运行。第一调制波形1502表示第一交错全桥变换器1410中第一升压开关(S1)1424的运行，和第二调制波形1504表示第二升压开关(S2)1424的运行。表示第二交错全桥变换器1412中第三升压开关(S3)1424和第四升压开关(S4)1424的运行的分别是第三调制波形1506和第四调制波形1508。第五调制波形1510表示第三交错全桥变换器1414中第五升压开关(S5)1424的运行，和第六调制波形15 12表示第六升压开关(S6)1424的运行。与前面的实施例类似，升压次开关(S1’，S2’，S3’，S4’，S5’，S6’)1426可以时间交替随相应的升压开关(S1，S2，S3，S4，S5，S6)1424运行。
在所示举例的调制波形中，来自电源112(图1)的输入电压(Vin)会是正的并且朝零减少来具有如第一，第二，第三，第四，第五和第六调制波形1502，1504，1506，1508，1510和1512中箭头所示的工作及工作趋势。
图15还示出一个调制相位图1516。调制相位图1516示出表示相应调制波形1502，1504，1506，1508，1510和1512调制的多个矢量1518，1520，1522，1524，1526和1528的定相。如图所示，矢量以约60度分开设置。
在图14，输出级功率变换器1406包括第一输出变换器1430，第二输出变换器1432，第三输出变换器1434和输出滤波器1436。输出变换器1430，1432和1434与相应的交错全桥变换器1410，1412和1414耦合来提供DC到DC转换以及电隔离，如前述输出变换器中一样。图14所示举例的输出变换器1430，1432和1434的每个包括开关模式变换器1438，是一个全桥非谐振开关模式变换器(斩波器)。在其它实施例中，输出变换器1430，1432和1434可各包括串联谐振或其它任何有类似功能的开关模式变换器构造。输出变换器1430，1432和1434各还包括一个变压器1440和桥式整流器1442。
与图12类似，输出变换器1430，1432和1434可由输出级开关模式控制器(未示出)控制来以固定频率和交错运行。串联交错运行可用分开约120度的相角进行，产生输出变换器1430，1432和1434开关频率六倍的输出纹波频率。输出变换器1430，1432和1434还可提供交错全桥变换器1410，1412和1414的自稳定性。每个升压电容器(C1，C2，C3)1428上的充电电压可大体保持平衡，和大约相同的放电电流可流过相应的输出变换器1430，1432和1434的每个，如前所述。
图16是一个处理流程图，示出参考图1-8所述的功率因数校正电源100的示范性运行。输入级功率变换器202包括两个串联耦合的升压变换器230和232，各有两个互相串联耦合的升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328。四个串联耦合的升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328还与输入电压(Vin)并联耦合。在其它实施例中，输入级功率变换器202中可包括任何数量的串联耦合的升压变换器。在框1600，运行在AC功率以AC输入电压(Vin)和AC输入电流(Iin)的形式从电源112供给功率因数校正电源100时开始。在框1602，软起动电路222启动，通过接通电阻224限制起动电流使能软起动。在框1604，AC输入电压(Vin)由桥式整流器整流。在框1606，输入级功率变换器202的升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336和输出级功率变换器204的电容器(C5，C6)826和828已初始充电，软起动电路222通过用第一起动开关224关断电阻228截止软起动。
在框1608，PFC控制器234控制升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的开关，将整流AC输入电压(Vin)转换为第一DC电压。整流AC电压通过将升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336的每个充电到充电电压来转换。所有串联连接的升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336上的总充电电压等于是第一DC电压的增加电压(Vboost)。升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336用PWM电压(Vc)和通过升压电感340的去磁提供的峰值充电电流(Ic)充电。在框1610，第一DC电压被供给输出级功率变换器204。
在框1612，确定第一DC电压是否大约相等地从升压变换器230和232的每个被供应。如果电压供应大体上平衡，在框1614，输出级功率变换器204将第一DC电压转换为第二DC电压。在框1616，第二DC电压提供在正和负DC干线106和108上作为功率因数校正电源100的DC输出电压(+Vcc，-Vcc)。如果在框1612第一DC电压没有大约相等地由第一和第二升压变换器230和232供应，在框1618，电压和电流从有较高电压的升压变换器供应。在框1620，升压电容器(C1，C2，C3，C4)314，316，334和336上的电压成为大体平衡，运行进行到框1614。
在框1622，PFC控制器234检测测量电压和电流。如前所述，测量电压和电流包括来自电源112的输入电压(Vin)，来自电源112的输入电流(Iin)和在正和负DC干线106和108上的DC输出电压。另外，作为从输入级功率变换器202的输出提供的增加电压(Vboost)(第一DC电压)可被检测。
在图17，在框1624，为适应电源112提供的可能的输入电压(Vin)范围的目的，PFC控制器234考虑来自电源112的输入电压(Vin)。如果输入电压(Vin)，例如，约为增加电压(Vboost)的40％并在数量上增加，在框1626，PFC控制器234以交错运行来减少每个串联耦合的升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的工作循环的接通时间部分。如果在框1624，输入电压(Vin)，例如，约为增加电压(Vboost)的40％并在数量上减少，在框1628，PFC控制器234增加至少四个串联耦合的升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328的工作循环的接通时间部分。
在框1630，PFC控制器234考虑由串联耦合的升压开关(S1，S2，S3，S4)306，308，326和328产生的PWM电压(Vc)波形的平均振幅是否大于或小于输入电压(Vin)波形的振幅。如果是，在框1632，PFC控制器234用PWM调制器516或616来调节PWM电压(Vc)的波形，使电压大体平衡。在框1634中，PFC控制器234确定功率因数校正电源100的第二DC电压(DC输出电压(+Vcc，-Vcc))的量是否为低。如前所述，第一DC电压(增加电压(Vboost))也可被测量来确定低的第二DC电压。如果第二DC电压为低，在框1636，总电压增益增加。增加PFC控制器234的总电压增益来增加PWM电压(Vc)的振幅，并由此保持DC干线106和108上的第二DC电压。然后，运行返回到图16的框1612，继续平衡第一DC电压，控制功率因数和调节第一和第二DC电压。
返回到框1630，如果PWM电压(Vc)的平均波形与输入电压(Vin)的正弦波形大体相同，运行进行到框1634。如果在框1634，第二DC电压不为低，则在框1638，PFC控制器234确定第二DC电压(和第一DC电压)是否为高。如果是，在框1640，总电压增益减少，来降低第一DC电压(增加电压(Vboost))和第二DC电压的量。然后，运行返回到图16的框1612。如果，在图17的框1638，第二DC电压(和/或第一DC电压)不为高，运行类似地返回图16的框1612来继续控制。
前面讨论的功率因数校正电源的实施例利用AC电源来供给DC负载。功率因数校正电源包括升压变换器，升压变换器包括升压支路，各有一个升压开关。升压开关互相串联并与输入电压(Vin)并联耦合。升压开关可使用高频转换周期开关来进行DC电压调节和功率因数校正。通过串联交错的使用，升压开关可以相同的开关频率和顺序定相开关工作开关，来减少纹波电流并进一步改进功率因数。对于串联构造的升压开关，输入电压(Vin)可在升压开关之间分配。升压开关可因此受到更低的电压，并且可额定更低及以更高频率开关。
升压开关可以较高频率开关来供应是第一DC电压的增加电压(Vboost)。增加电压(Vboost)可存储在输入级功率变换器中至少一个电容器上。可包括在功率因数校正电源中的输出级功率变换器可提供增加电压(Vboost)到DC输出电压的转换。输出级功率变换器还可提供DC输出电压与增加电压(Vboost)的隔离。另外，输出级功率变换器可提供输入级功率变换器的平衡。当增加电压(Vboost)从存储在多个升压电容器上的充电电压供应时，输出级功率变换器可平衡升压电容器的充电，来保持每个升压电容器上的充电电压大致相等。
升压开关由PFC控制器控制来提供增加电压(Vboost)。PFC控制器控制升压开关的工作循环来进行电压调节和功率因数校正。功率因数校正基于保持升压开关产生的PWM电压的波形的平均振幅与AC输入电压(Vin)的波形的振幅大体相似。
前馈电压调节控制也可由PFC控制器基于测量输入电压(Vin)进行。基于功率因数校正电源的DC输出电压(正DC输出电压(+Vcc)和负DC输出电压(-Vcc))的反馈控制也可用于电压调节。反馈控制还可利用流过输入级功率变换器的测量电流来进一步改进电压调节。附加的前馈控制也可包括在PFC控制器中。附加的前馈控制可利用测量增加电压(Vboost)用于电压调节。
虽然，已对本发明的不同实施方案进行了说明，但对于本领域的普通技术人员来说在本发明的范围内可能有更多的实施方案和实施方式是显而易见。因此，本发明只受到所附的权利要求及其等同物的限制。

Claims (55)

1.一种功率因数校正电源，包括：
第一升压变换器，它包括第一升压支路与第二升压支路耦合；
第二升压变换器，与所述第一升压变换器串联耦合，其中，所述第二升压变换器包括第三升压支路与第四升压支路耦合，
其中，所述第一和第二升压变换器设置成接收输入电压并供应增加电压；以及
功率因数校正控制器，与所述第一和第二升压变换器耦合，其中，所述功率因数校正器设置成以交错来控制所述第一和第二升压变换器，作为随增加电压而变的。
2.如权利要求1所述的功率因数校正电源，其中，所述第一和第二升压支路串联耦合，和所述第三和第四升压支路串联耦合。
3.如权利要求1所述的功率因数校正电源，其中，所述功率因数校正控制器设置成以至少四交错来控制所述第一和第二升压变换器。
4.如权利要求1所述的功率因数校正电源，其中，所述第一，第二，第三和第四升压支路的每个包括一个升压开关，所述第一，第二，第三和第四升压支路每个的所述升压开关串联耦合并设置成与输入电压并联耦合。
5.如权利要求1所述的功率因数校正电源，其中，所述第一，第二，第三和第四升压支路的每个包括一个相应的升压开关和一个相应的升压电容器，所述相应的升压电容器可由所述相应的升压开关充电到增加电压的一部分。
6.如权利要求1所述的功率因数校正电源，其中，所述第一升压变换器包括第一升压电容器，和所述第二升压变换器包括第二升压电容器，所述第一和第二升压支路设置成将所述第一升压电容器充电到一部分的增加电压，和所述第三和第四升压支路设置成将所述第二升压电容器充电到一部分的增加电压。
7.如权利要求1所述的功率因数校正电源，其中，所述第一，第二，第三和第四升压支路的每个包括相应的升压开关，所述升压开关的每个可由所述功率因数校正控制器以双边自然脉宽调制三角波独立地开关，该三角波可是由所述功率因数校正控制器基于增加电压换算的。
8.一种功率因数校正电源，包括：
一个输入级功率变换器，它包括至少四个串联耦合的升压开关，所述至少四个升压开关设置成与输入电压并联耦合；以及
与所述至少四个升压开关耦合的功率因数校正控制器，所述功率因数校正控制器设置成以交错独立地引导所述至少四个升压开关，来从输入电压提供直流增加电压，
其中，所述功率因数校正控制器设置有前馈控制来引导所述至少四个升压开关，作为随直流增加电压而变的。
9.如权利要求8所述的功率因数校正电源，其中，输入电压和直流增加电压约相等地分配在所述至少四个升压开关的每个之间。
10.如权利要求8所述的功率因数校正电源，进一步包括与所述输入级功率变换器耦合的输出级功率变换器，其中，所述输出级功率变换器包括第一输出变换器和第二输出变换器。
11.如权利要求10所述的功率因数校正电源，其中，所述第一输出变换器与所述至少四个升压开关的第一对并联耦合，和所述第二输出变换器与所述至少四个升压开关的第二对并联耦合。
12.如权利要求11所述的功率因数校正电源，其中，所述输出级功率变换器设置成使所述至少四个升压开关的第一和第二对的输出电压基本平衡。
13.如权利要求10所述的功率因数校正电源，其中，所述第一和第二输出变换器的每个包括一个开关模式变换器，一个变压器和一个桥式整流器，将直流增加电压转换为与直流增加电压隔离的直流输出电压。
14.如权利要求10所述的功率因数校正电源，其中，所述第一和第二输出变换器的每个包括一个固定频率的非调节半桥斩波器。
15.如权利要求8所述的功率因数校正电源，其中，所述输入级功率变换器包括至少四个相应的升压次开关，设置成以时间交替随所述相应的至少四个升压开关运行。
16.如权利要求8所述的功率因数校正电源，其中，输入电压是交流输入电压，所述至少四个升压开关的两个设置为第一全桥变换器，所述至少四个升压开关的两个设置为第二全桥变换器。
17.如权利要求8所述的功率因数校正电源，进一步包括与输入级功率变换器耦合的桥式整流器，其中，所述桥式整流器设置成提供整流交流输入电压作为给所述输入级功率变换器的输入电压。
18.如权利要求8所述的功率因数校正电源，进一步包括与所述输入级功率变换器耦合的同步整流器，其中，所述同步整流器设置成供给整流交流输入电压作为输入电压给所述输入级功率变换器并且接收来自所述输入级功率变换器的输出电压。
19.一种功率因数校正电源，包括：
输入级功率变换器，它包括功率因数校正控制器和与第二升压变换器串联耦合的第一升压变换器，其中，所述第一和第二升压变换器通过功率因数校正控制器以交错控制，供给直流增加电压，并控制可由电源供给所述功率因数校正电源的交流输入电流的波形；以及
输出级功率变换器，与所述第一和第二升压变换器耦合，其中，所述输出级功率变换器设置成平衡由所述第一和第二升压变换器供应的增加电压。
20.如权利要求19所述的功率因数校正电源，其中所述输出级功率变换器包括第一输出变换器和第二输出变换器，所述第一输出变换器与所述第一升压变换器耦合，所述第二输出变换器与所述第二升压变换器耦合。
21.如权利要求20所述的功率因数校正电源，其中，所述第一和第二输出变换器设置成平衡来自所述第一和第二升压变换器的、组成直流增加电压的电压。
22.如权利要求19所述的功率因数校正电源，其中，所述第一和第二升压变换器各包括多个串联耦合的升压支路，其中，所述升压支路的每个包括一个升压开关。
23.如权利要求19所述的功率因数校正电源，其中，所述第一和第二升压变换器由所述功率因数校正控制器以调频控制来减少电磁干扰。
24.如权利要求19所述的功率因数校正电源，其中，所述输出级功率变换器包括一个固定频率开关模式功率变换器和一个变压器，所述固定频率开关模式功率变换器设置成提供直流输出电压给直流干线，和所述变压器具有电隔离，将所述第一和第二升压变换器的开关噪声减到最小。
25.如权利要求19所述的功率因数校正电源，其中，所述输出级功率变换器包括输出变换器和输出滤波器，设置成将直流增加电压转换为可供给负载的直流输出电压。
26.如权利要求25所述的功率因数校正电源，其中，所述功率因数控制器设置成调节直流输出电压，为随直流增加电压和直流输出电压而变的。
27.如权利要求25所述的功率因数校正电源，其中，所述功率因数校正控制器设置成调节直流输出电压，为随直流增加电压，直流输出电压和交流输入电压而变的。
28.一种功率因数校正电源，包括：
输入级功率变换器，它包括串联耦合的第一对升压开关和串联耦合的第二对升压开关，其中，所述第一和第二对升压开关串联耦合；
用于控制功率因数的装置，与所述第一和第二对升压开关耦合，所述用于控制功率因数的装置设置成以交错控制所述第一和第二对升压开关的每个来提供一部分的增加电压；以及
输出级功率变换器，与所述输入级功率变换器耦合，其中，所述输入级功率变换器包括第一输出变换器与所述第一对升压开关耦合，和第二输出变换器与所述第二对升压开关耦合，其中，所述输出级功率变换器设置成大体平衡由所述第一和第二对升压开关的每个提供的所述部分的增加电压。
29.如权利要求28所述的功率因数校正电源，其中，所述输入级功率变换器包括一个电感和多个升压电容器与所述第一和第二对升压开关耦合，所述第一和第二对升压开关是可开关的来磁化所述电感和给所述升压电容器充电。
30.如权利要求29所述的功率因数校正电源，其中，所述第一对升压开关可协同地开关来给第一升压电容器充电，和所述第二对升压开关可协同地开关来给第二升压电容器充电。
31.如权利要求29所述的功率因数校正电源，其中，所述第一对升压开关中包括第一和第二升压开关，各是可开关的来给相应的第一和第二升压电容器充电，和所述第二对升压开关中包括第三和第四升压开关，各是可开关的来给相应的第三和第四升压电容器充电。
32.如权利要求28所述的功率因数校正电源，其中，所述输入级功率变换器包括第一和第二对升压次开关，与相应的第一和第二对升压开关耦合，所述输入级功率变换器设置成给电源供给功率和消耗来自电源的功率，作为随功率因数校正控制器的控制而变的。
33.如权利要求28所述的功率因数校正电源，其中，所述输入级功率变换器包括第一和第二对二极管与相应的第一和第二对升压开关耦合，所述输入级功率变换器设置成消耗来自电源的功率，为随功率因数校正控制器的控制而变的。
34.一种功率因数校正电源，包括：
第一升压开关和第二升压开关，所述第一和第二升压开关串联耦合，并设置成与交流电源并联耦合；
与所述第一升压开关串联耦合的第一升压次开关；
与所述第二升压开关串联耦合的第二升压次开关；
升压电容器，耦合横跨与所述第一升压次开关串联耦合的第一升压开关和与所述第二升压次开关串联耦合的第二升压开关中的至少一个；以及
与所述第一和第二升压开关以及所述第一和第二升压次开关耦合的功率因数校正控制器，其中，所述第一和第二升压开关以及所述第一和第二升压次开关是可开关的来从可由交流电源供给的交流输入电压在所述升压电容器上发展至少一部分的直流增加电压。
35.如权利要求34所述的功率因数校正电源，其中，所述升压电容器耦合横跨所述第一升压开关和所述第一升压次开关，所述升压电容器还耦合横跨所述第二升压开关和所述第二升压次开关。
36.如权利要求34所述的功率因数校正电源，其中，所述升压电容器包括第一升压电容器和第二升压电容器，所述第一升压电容器耦合横跨所述第一升压开关和所述第一升压次开关，和所述第二升压电容器耦合横跨所述第二升压开关和所述第二升压次开关。
37.如权利要求34所述的功率因数校正电源，其中，输出级功率变换器至少一部分与所述升压电容器并联耦合。
38.如权利要求34所述的功率因数校正电源，进一步包括输出级功率变换器与所述升压电容器并联耦合，其中，所述输出级变换器包括开关模式变换器，变压器和输出滤波器，将直流增加电压转换为与直流增加电压电隔离的直流输出电压。
39.如权利要求34所述的功率因数校正电源，进一步包括一个输出级功率变换器，它包括一个非谐振固定频率开关模式变换器和一个隔离变压器电隔离直流增加电压。
40.一种功率因数校正电源，包括：
与第二升压开关串联耦合的第一升压开关，其中，所述第一和第二升压开关设置成与交流电源并联耦合，
与所述第一和第二升压开关的每个耦合的升压电感；
与所述第一和第二升压开关并联耦合的升压电容器；
其中，所述第一和第二升压开关是可开关的，来磁化所述升压电感并且当升压电感去磁时给所述升压电容器充电，在所述升压电容器上产生直流增加电压；以及
与所述第一和第二升压开关耦合的功率因数校正控制器，其中，所述功率因数校正控制器设置成以前馈控制基于直流增加电压来控制所述第一和第二升压开关。
41.如权利要求40所述的功率因数校正电源，其中，所述第一和第二升压开关设置成接收未整流的交流输入电压。
42.如权利要求40所述的功率因数校正电源，其中，所述第一和第二升压开关和升压电容器包括一个交错全桥变换器。
43.如权利要求40所述的功率因数校正电源，进一步包括第一和第二升压次开关，与相应的第一和第二升压开关耦合，其中，所述第一升压开关和所述第一升压次开关包括第一半桥，和所述第二升压开关和所述第二升压次开关包括第二半桥。
44.如权利要求43所述的功率因数校正电源，其中，所述第一和第二半桥串联耦合。
45.如权利要求40所述的功率因数校正电源，其中，所述第一和第二升压开关和升压电容器设置成在所述功率因数校正控制器的引导下消耗来自交流电源的功率和给交流电源供应功率。
46.如权利要求40所述的功率因数校正电源，其中，所述功率因数校正控制器以至少为二的交错控制所述第一和第二升压开关。
47.一种用功率因数校正电源进行行功率因数校正的方法，所述方法包括：
提供一个具有输入电压和输入电流的电源；
交错开关横跨所述电源串联耦合的至少四个升压开关，将输入电压转换为第一直流电压；
用输出级功率变换器将第一直流电压转换为第二直流电压；以及
给电力干线供给第二直流电压来供给负载。
48.如权利要求47所述的方法，其中，交错开关包括调节第二直流电压到为随第一直流电压和第二直流电压而变的期望的量。
49.如权利要求47所述的方法，其中交错开关包括将通过所述至少四个升压开关中的至少一个供给升压电容器的脉宽调制电压的波形与输入电压波形基本匹配。
50.如权利要求47所述的方法，其中交错开关包括在所述至少四个升压开关之间分配输入电压和第一直流电压。
51.如权利要求49所述的方法，其中，将第一直流电压转换为第二直流电压包括在所述至少四个升压开关之间基本平衡分配第一直流电压。
52.如权利要求47所述的方法，其中交错开关包括生成脉宽调制电压将升压电容器充电到第一直流电压的至少一部分。
53.如权利要求47所述的方法，其中，将第一直流电压转换为第二直流电压包括把第一直流电压与第二直流电压隔离。
54.如权利要求47所述的方法，其中，输入电压是未整流的交流输入电压，和输入电流是未整流的交流输入电流。
55.如权利要求47所述的方法，其中，输入电压是整流交流输入电压，同时，输入电流是整流交流输入电流。
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