CN1578077A

CN1578077A - 反向电流变换器功率因数校正电源

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Publication number: CN1578077A
Application number: CNA2004100708990A
Authority: CN
Inventors: G·R·斯坦利
Original assignee: Crown Audio Inc
Current assignee: Harman International Industries Inc; Crown Audio Inc
Priority date: 2003-07-24
Filing date: 2004-07-23
Publication date: 2005-02-09
Anticipated expiration: 2024-07-23
Also published as: EP1501177B1; US20050017695A1; JP2005045996A; JP4283739B2; CN100411285C; EP1501177A2; DE602004017936D1; EP1501177A3; US6949915B2; ATE415730T1

Abstract

一种功率因数校正电源包括一个输入级功率变换器和一个输出级功率变换器。该输入级功率变换器包括一个反向电流变换器和一个功率因数校正控制器。该功率因数校正控制器可引导反向电流变换器的运行，来进行功率校正和电压调节。反向电流变换器由电源供给交流输入电压和交流输入电流。交流输入电压由反向电流变换器转换为直流增加电压。该直流增加电压可由输出级功率变换器转换为期望的直流输出电压。期望的直流输出电压可提供在直流干线上，用于功率因数校正电源的负载。

Description

反向电流变换器功率因数校正电源

发明领域

本发明主要涉及电源，和更具体地，涉及一种具有进行功率因数校正的反向电流变换器(opposed current converter)的电源。

背景技术

电源在许多的电装置，包括大多数有电子电路的装置中被作为功率源使用。电源可以利用来自单相或多相交流电源的输入功率来产生输出功率。输出功率可在一个或多个预定电压和确定范围的输出电流下产生。根据电源所供给的负载，输出功率可以是几乎任何数量的交流(AC)或直流(DC)。

一些电源和相关的电装置的负载可分为非线性功率电子负载。这些非线性功率电子负载通常包括整流器/电容器输入级，特征在于因过载电流谐波引起不希望有的低功率因数。负载电流谐波导致供给该非线性功率电子负载的RMS电流的量增加。负载电流谐波导致功率因数降低，由于它们不能给非线性功率电子负载提供有用功率。

数千瓦的非线性功率电子负载，如大功率音频放大器或磁共振成像梯度放大器，在输入功率源上有很大的电流需求。来自输入功率源的供电可从具有有限载流量的断路器供给负载。例如，是单相配电系统的供电可由一个在接近单位功率因数的持续RMS电流额定15安培的断路器供给。当有低功率因数的负载存在时，RMS电流的需求较高，并且断路器可断开供电即使是负载没有使用很大的功率。

功率因数校正(PFC)可用来减小由谐波引起的附加RMS电流的量。功率因数校正可涉及的工作是保持从交流源吸到的电流与从交流源吸取的电压同相并且形式相同。对于非线性功率电子负载来说，有无源和有源功率因数校正方法。无源方法包括串联电感滤波器和谐振滤波器。有源方法包括升压导出变换器(boost derived converters)和其它基于开关模式的系统。

通常，升压导出变换器运行的开关频率大于输入功率源的频率(通常为50-60Hz)，从而控制输入电流波形的形状。升压导出变换器的工作频率可能导致不希望有的高的电流纹波频率。除了功率因数校正之外，被称为通用输入升压变换器的升压导出变换器具有接受如100VAC标称(日本)，120VAC标称(美国)和230VAC标称(欧洲)的输入电压范围的能力。升压导出变换器还可提供变换器输出电压的电压调节。

一些升压导出变换器以PFC在断续传导模式(discontinuousconduction mode，DCM)运行。为将与该开关模式运行相关的纹波电流减到最小，一些升压导出变换器以交错(interleave)结构运行。该交错结构涉及在开关期间中顺序运行的多重开关，来增加纹波频率，同时减小纹波的量。纹波量的减小进一步降低不希望有的线路电流，因此改进了功率因数。

但是，减小量的纹波电流仍产生不希望有的负载电流。另外，由于功率处理必须通过的级数，已知的升压导出变换器遭受到很大的功率损失。升压导出变换器可包括第一级，是桥式整流器，第二级，DC-DC升压变换器，和第三级，是带电隔离(galvanic isolation)的DC-DC功率变换器。在低电源电压的情况下由于高输入电流在已知的升压导出变换器中还发生显著增加的功率损失。由于不能对电感快速磁化和去磁，一些升压导出变换器还必须限制升压导出变换器中包括的升压电感的尺寸。对升压电感尺寸的限制可能导致增加纹波电流，来避免在低输入电压期间中输入电流超时(dI/dt)失真。

因此，需要有一种功率因数校正电源，具有较低谐波，较大功率效率，以及最小的纹波电流。

发明内容

本发明提供一种功率因数校正电源，用于从交流电源供给直流功率。该功率因数校正电源包括一个输入级功率变换器和一个输出级功率变换器。输入级功率变换器起升压变换器的作用，将交流输入电压(Vin)转换为是增加电压(Vboost)的第一直流电压。输出级功率变换器起直流到直流变换器的作用，将增加电压转换为是隔离直流输出电压的第二直流电压。该直流输出电压提供给直流干线(rail)以供给负载，如一个音频放大器。

输入级功率变换器包括至少一个反向电流变换器和一个功率因数校正(PFC)控制器。反向电流变换器可由PFC控制器控制，进行功率因数校正及直流输出电压的电压调节。由于使用了反向电流变换器，对交流输入电压整流的桥式整流器就不需要了，因此也就避免了伴随的损失。反向电流变换器还通过PFC控制器交错运行，来减小纹波电流并且改进功率因数。

反向电流变换器包括至少一对升压开关，至少一对升压电感和至少一个升压电容器。升压开关由PFC控制器引导在选定的工作循环开和关。可控制升压开关对的工作循环，使升压开关对在每个工作循环中同时闭合。每个升压开关闭合时的时限中心基本相同。升压开关的工作循环对升压电感进行磁化和去磁。升压电感可由电源和由存储在升压电容器中的功率来磁化。升压电感的去磁提供一个峰值充电电流(Ic)和脉宽调制(PWM)电压(Vc)，有正弦平均波形。升压电容器由PWM电压(Vc)和峰值充电电流(Ic)充电到增加电压(Vboost)。峰间输入电压(Vin)的量通过升压比增加到增加电压(Vboost)的量。

反向电流变换器产生的PWM电压(Vc)的正弦平均波形经升压开关对由PFC控制器控制，从而改进功率因数。PWM电压(Vc)平均波形的振幅可被控制在与交流输入电压(Vin)波形的振幅基本类似。因此，交流电流的波形可保持与交流输入电压(Vin)的波形大致相同，并且改进了功率因数。升压开关的工作循环由PFC控制器进一步控制，来补偿一定范围的交流输入电压(Vin)数量，例如从约90VAC到约265VAC。未整流的交流输入电压(Vin)可用来产生增加电压(Vboost)，如约380VAC到约400VAC。

PFC控制器还可调节带有反向电流变换器的功率因数校正电源的直流输出电压。电压调节可基于跟踪增益比(tracking gain ratio)来控制。跟踪增益比是输入电压(Vin)与PWM电压(Vc)的期望比。当PWM电压(Vc)经升压开关由PFC控制器控制在平均相对值上低于输入电压(Vin)(基于跟踪增益比)时，输入电流(Iin)来自电源。输入电流(Iin)的流动使得功率因数校正电源能将功率供给负载并保持增加电压(Vboost)。当PWM电压(Vc)进一步降低时，提供附加的输入电流(Iin)，并且因此能给负载供给附加功率。因此，输入电流(Iin)表示出输入电压(Vin)和PWM电压(Vc)之间相对值上的差。

当PWM电压(Vc)的相对值增加较接近输入电压(Vin)时，输入电流(Iin)减小，并且能给负载供给较少功率同时仍然保持增加电压(Vboost)。当PWM电压(Vc)的相对值等于输入电压(Vin)时，几乎没有输入电流(Iin)流动。当PWM电压(Vc)的相对值增加到输入电压(Vin)之上时，功率因数校正电源可返回给电源提供功率。

直流输出电压的调节可涉及改变PFC控制器的总电压增益，从而改变由反向电流变换器产生的PWM电压(Vc)的量。为了增加功率因数校正电源的直流输出电压，可降低总电压增益。总电压增益的降低减小了PWM电压(Vc)的振幅。为了降低直流输出电压，可增加总电压增益。PFC控制器的电压调节可基于测量输入电压(Vin)，测量直流输出电压和测量输入电流(Iin)。另外，利用测量增加电压(Vboost)，可实现总电压增益的进一步稳定。

本发明其它的系统，方法，特征及优点通过以下的附图及详细说明对于本领域普通技术人员来说都是或将变成是显而易见的。所有这些其它的系统，方法，特征和优点都欲函盖在本说明书中，包括在本发明的范围内，并由下面的权利要求所保护。

附图说明

参考以下附图和说明能更好地理解本发明。图中的部件不必按比例绘制，重点放在对本发明原理的说明上。另外，在附图中，相同的参考编号在所有不同的视图中表示相应的部分。

图1是功率因数校正电源和音频放大器的框图。

图2是图1所示的功率因数校正电源的示意图。

图3是图2的功率因数校正电源中包括的输入级功率变换器的时序图。

图4是图2所示的功率因数校正电源中包括的功率因数校正控制器的示意图。

图5是图2所示的功率因数校正电源中包括的功率因数校正控制器的另一示意图。

图6是图2所示的功率因数校正电源中包括的功率因数校正控制器的另一示意图。

图7是图1所示的功率因数校正电源的另一个示意图。

图8是图7的功率因数校正电源中包括的输入级功率变换器的时序图。

图9是图1所示的功率因数校正电源的另一示意图。

图10是图9的功率因数校正电源中包括的输入级功率变换器的时序图。

图11是图1所示的功率因数校正电源的另一示意图。

图12是图11的功率因数校正电源中包括的输入级功率变换器的时序图。

图13是图1所示的功率因数校正电源的另一示意图。

图14是图13的功率因数校正电源中包括的输入级功率变换器的时序图。

图15是处理流程图的一部分，示出图1的功率因数校正电源的运行。

图16是处理流程图的第二部分，示出图1的功率因数校正电源的运行。

具体实施方式

本发明包括一个功率因数校正电源。该功率因数校正电源利用高效开关模式运行提供稳定输出电压。另外，该电源将谐波和纹波电流减到最小。该电源起非线性功率电子负载的作用，带有功率因数校正(PFC)，增加输入功率因数趋于单位数(unity)。

图1是功率因数校正电源100一个实施例应用的框图，它给音频放大102供应稳定直流电压。功率因数校正电源100在一个或多个输出电力线104上提供输出功率。在所示的实施例中，输出电力线104包括一个在正直流干线106上提供的正直流输出电压(+Vcc)和一个在负直流干线108上提供的负直流输出电压(-Vcc)。功率因数校正电源100的其它实施例可以包括更少或更多数目的输出电压及干线。功率因数校正电源100还包括一个输入线110。来自电源112，如交流线路的输入电压(Vin)和输入电流(Iin)可提供在输入线110上。

在所示实施例中，直流输出功率以正直流输出电压(+Vcc)和负直流输出电压(-Vcc)的形式被供给音频放大器102的正和负直流干线。利用直流输出功率，音频放大器102对在音频信号输入线114上接收的输入音频信号进行放大，从而在放大音频信号线路116上产生放大输出音频信号。例如，输入音频信号可源于麦克风，放大输出音频信号可驱动扬声器。在其它实施例中，其它的负载可从功率因数校正电源100获得功率。

图2是功率因数校正电源100一个实施例的更详细的框图。功率因数校正电源100包括一个输入级功率变换器202和一个输出级功率变换器204。功率因数校正电源100还可包括一个前置级206。如图1所示，电源112供给功率给功率因数校正电源100。电源112供应的输入电压(Vin)可在，例如，约90VDC到约265VAC的范围内。

在所示实施例中，功率因数校正电源100包括一个电源插头210，能与是电源112的单相墙壁插座可拆卸地耦合。电源插头210包括馈线212，公用线214和接地216。在其它实施例中，可能有其它的电压范围、相位数及与电源112的互连。如在此所用的术语“耦合”和“电耦合”被定义为直接连接和通过一个或多个中间件的间接连接，这些连接传导电压和电流。

前置级206包括一个线路滤波器220和一个软起动电路222。线路滤波器220可以是能够减小由功率因数校正电源100的输入电流纹波引起的电磁干扰(EMI)的任何形式的滤波器。软起动电路可包括第一起动开关224，第二起动开关226和电阻228，例如正温度系数电阻。第一和第二起动开关224和226被运行通过接入电阻228来缓和起动中的起动电流。另外，第一和第二起动开关224和226可依据故障检测断开，防止故障电流流到功率因数校正电源100。当EMI和软起动不是一个问题时，则不需要前置级206。

输入级功率变换器202包括由功率因数校正(PFC)控制器232控制的反向换流器230。反向换流器230起AC-DC的升压变换器的作用，升高未整流的交流输入电压(Vin)到确定的直流增加电压(Vboost)，如在约380VDC到约400VDC之间。反向换流器230包括第一升压电感(Lp)234，第一升压开关(Sp)236，第一升压二极管(Dp)238和第一升压电容器(Cp)240。另外，反向换流器230包括第二升压电感(Ln)244，第二升压开关(Sn)246，第二升压二极管(Dn)248和第二升压电容器(Cn)250。第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250的每个由反向换流器230单独充电到增加电压(Vboost)。因而，反向换流器230实际上将交流输入电压(Vin)升高到一对直流增加电压(Vboost)。

Stanley的美国专利第5,657,219号(`219专利)公开了一种反向电流变换器，结合在此作为参考。`219专利所述的反向电流变换器起放大器的作用，利用丛正和负直流干线供给的直流功率，提供放大输出功率给负载。然而，如图2所示，当反向电流变换器230起升压变换器的作用时，负载是取自交流线路的交流功率来给直流干线供给功率。换言之，与`219专利的反向电流变换器相比，反向电流变换器230是以“反向的”功率通量起升压变换器的作用。因此，交流线路驱动电流进入反向电流变换器230，供给直流干线，基于输入电压(Vin)与反向电流变换器230产生的脉宽调制(PWM)电压之间量上的差。

如在此所用的术语“PWM电压(Vc)”是指反向电流变换器230中第一和第二升压开关(Sp，Sn)234和236的高频开关产生的电压的平均量。为了进行功率因数校正，PWM电压(Vc)的平均值可保持与线电压(Vin)相同频率和相位的正弦曲线。PWM电压(Vc)的正弦曲线和平均值是由第一和第二升压开关(Sp，Sn)234和236开关产生的较高频率波形构成。对第一和第二升压开关(Sp，Sn)234和236的控制通过控制PWM电压(Vc)正弦波形的振幅来控制PWM电压(Vc)的平均量。另外，对第一和第二升压开关(Sp，Sn)234和236的控制控制了PWM电压(Vc)正弦波形的频率和相位。

与专利`219中的一样，所示的反向电流变换器230是一个半桥结构，运行通过交错的优化使用对线路纹波电流滤波。因此输入纹波电流在频率上加倍，在振幅上减至最小。纹波电流的最小化使不希望有的电流减至最小，并因此改进了功率因数。另外，线路滤波器220可做得更经济，因为最小的纹波电流可能需要对输入功率的较少滤波就变得调节顺从(regulatory compliant)。反向电流变换器230利用有三角波形作为调制波形的双边自然脉宽调制(PWM)来优化交错实际应用。

图3的时序图示出升压开关对(第一升压开关(Sp)236和第二升压开关(Sn)246)的运行。第一调制波形302表示第一升压开关(Sp)236的运行，第二调制波形304表示第二升压开关(Sn)246的运行。第一和第二调制波形302和304是PWM信号，共享一个大体上的公用时间用于其脉冲的中心，并且对称调制使其工作循环的和是一个接近单位数的常量。

在所示的调制波形中，来自电源112(图2)的输入电压(Vin)可是略负的并到正的。这种过渡建立起如第一和第二调制波形302和304上的箭头所示的工作和工作趋势。

图3还包括一个调制定相(phasing)图306。调制相位图306包括表示第一调制波形302调制的第一矢量308，和表示第二调制波形304调制的第二矢量310。图3所示的调制波形302和304绕调制相位图306相隔约180度均匀地分开。

在图2中，第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244的第一侧与来自电源112的馈线212电耦合。第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244的第二侧与相应的第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246的一侧，和与相应的第一和第二升压二极管(Dp，Dn)238和248的一侧电耦合。第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246的另一侧与相应的第二和第一升压二极管(Dn，Dp)248和238的另一侧，相应的第一和第二升压电容器(Cp和Cn)240和250的一侧，和相应的第一和第二增加电压输出线252和254电耦合。第一和第二升压电容器(Cp和Cn)240和250的另一侧与升压中心点(centerpoint)256电耦合。升压中心点256还与公用线214电耦合。

第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244通过第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246的运行来磁化和去磁。磁化第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244的功率由电源112以及还由第一和第二升压电容器(Cp和Cn)240和250提供。第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246连接在第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244与第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250之间。因此，存储在第一升压电容器(Cp)240的电压可协助电源212有的电压对第一升压电感(Lp)234进行磁化。类似地，存储在第二升压电容器(Cn)250的电压可协助电源212有的电压对第二升压电感(Ln)244进行磁化。

存储在第二升压电容器(Cn)250的能量来源于第一升压电感(Lp)234的去磁。同样，存储在第一升压电容器(Cp)240的能量来源于第二升压电感(Ln)244的去磁。第一升压电感(Lp)234用正电感电压和负电流(例如，V-I平面的第四象限)磁化。习惯上应理解为负电流从输入级202流出流向电源212。另外，还应理解，第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244每个的正极端子分别与第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246电耦合。

因此，当第一升压开关(Sp)236是开时(第一升压电感(Lp)234的去磁模式)，负电流从公用线214经过第二升压电容器(Cn)250，第一升压二极管(Dp)238和第一升压电感(Lp)234流到馈线212。另一方面，第二升压电感(Ln)244由是负电感电压和正电流(例如，第二象限)的能量来磁化。因此，当第二升压开关(Sn)246处于开时，正电流从馈线212经过第二升压电感(Ln)244，第二升压二极管(Dn)248和第一升压电容器(Cp)240，流到公用线214。

第一升压电感(Lp)234的去磁在第一升压开关(Sp)236开时开始，并且使电流能从第一升压电感(Lp)234经过第一升压二极管(Dp)238流入第二升压电容器(Cn)250。在第一升压开关(Sp)236闭合时，第一升压电感(Lp)234的去磁结束并且磁化重新开始。同样，第二升压电感(Ln)244的去磁在第二升压开关(Sn)246开时开始，并且使电流能从第二升压电感(Ln)244经过第二升压二极管(Dn)248流进第一升压电容器(Cp)240。

当第二升压开关(Sn)246闭合时，第二升压电感(Ln)244的去磁结束并且磁化重新开始。磁化被加速处理事实上是由于电源212是在负循环部分，无论第一升压电感(Lp)236是带有大量负电感电流时或正输入电流(Iin)时。类似方式，无论第二升压电感(Ln)246是带有大量正电感电流时或负输入电流(Iin)时，线路112是在正循环部分。当输入电压(Vin)与输入电流(Iin)的波形大体相同时由于变换器起电阻负载的作用结果产生高功率因数。

有效的磁化循环使得能够使用较大值的升压电感用于第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244，而不会成为输入电流(Iin)转换速率的限制。具有较大值的升压电感又减小施加于电源112的纹波电流。存储在第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250的电压大于电源112供给的最大峰值电压。如果不是这样，无意识的(unintended)电流在输入电压(Vin)峰值过程中会流过第一和第二升压二极管(Dp，Dn)238和248。

因此，第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250的电压被升压到输入电压(Vin)之上。例如，以高约265V RMS的线电压(Vin)运行需要单个第一和第二升压电容器(Cp，Cn)的电压被升压到约380VDC到约400VDC。在本实施例，升压开关(Sp)236和(Sn)246以及升压二极管(Dp)238和(Dn)248受到的总电压约760VDC到约800VDC。

提供到第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250的PWM电压(Vc)和峰值充电电流(Ic)是由第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246的共同运行产生的正弦波形。PWM电压(Vc)波形的振幅以及平均值因此也可由第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246的共同运行来控制。另外，PWM电压(Vc)的量以及因此峰值充电电流(Ic)的量可由第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246的共同运行来控制。

在起动过程中，升压电容器(Cp，Cn)240和250的第一次充电可来自电源112的线电压(Vin)和低频峰值充电电流(Ic)。峰值充电电流(Ic)可流过第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244以及续流(freewheeling)第一和第二升压二极管(Dp，Dn)238和248。反向电流变换器230不需要运行产生PWM电压(Vc)来产生起始增加电压(Vboost)。第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250初始充电产生的起动电流能用软起动电路222来缓和。通过闭合第一起动开关224并让第二起动开关226断开，电阻228的阻抗可被用来缓和起动电流。起动后，第二起动开关226可闭合。如果发生故障，第一起动开关224和第二起动开关226可断开，停止来自电源112的输入电流(Iin)的流动。

在所示的功率因数校正电源100中，反向电流变换器230直接耦合到输入电压(Vin)。没有使用桥式整流器级。因此，横跨第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246的峰间输入电压(Vin)是采用桥式整流器级的整流输入电压(Vin)量的两倍。

由于第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246运行在大体相似的时间中心，因此不需要其它的开关、电感和/或电容器来精确地跟踪输入电压(Vin)波形的低压部分及产生PWM电压(Vc)。另外，损耗被降低，由于在功率因数校正电源100中去除了桥式整流器级。高电压开关技术，如绝缘栅双极型晶体管(IGBTs)或其它类型的装置，可被用于第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246，以容纳较高的峰间输入电压(Vin)。可选地，软开关或零电压开关(ZVS)可与较慢的开关高电压开关技术一起使用。

反向电流变换器230的输出电压提供给第一升压电容器(Cp)240和第二升压电容器(Cn)250。反向电流变换器230的输出电压也可称为增加电压(Vboost)。第一升压电容器(Cp)240和第二升压电容器(Cn)250每个上的增加电压(Vboost)可是一个较高的直流电压，如约380VDC到约400VDC。较高的直流电压可通过用分别由第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244提供的PWM电压(Vc)和峰值充电电流(Ic)给第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250充电来实现。

第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246在工作循环的开关对第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244进行磁化和去磁。工作循环的控制产生具有期望相位和振幅的PWM电压(Vc)波形，给第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250充电。第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250的每个被充电到增加电压(Vboost)。由于第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250的每个分别被充电到增加电压(Vboost)，因此反向电流变换器230可有约两倍的增加电压，如约760VDC到约800VDC。

升压比(boost ratio)可通过增加电压(Vboost)除以输入电压(Vin)瞬时值来确定。在较低的输入电压(Vin)(如日本标称100VAC)需要较高的升压比实现期望的增加电压。然而，对于反向电流变换器230，第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246以及第一和第二升压二极管(Dp，Dn)238和248的工作循环在高输出功率和低输入线电压(例如，高升压比)会聚于约50％。另一方面，一些升压变换器遭受达到零的二极管工作循环，同时开关工作循环在低电压时到100％，以便产生高升压比。

由于第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244通过电源112以及第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250来磁化，因此开关工作循环可以是非常低的。另外，通过与逆向和谐振变换器相比的反向电流变换器230见不到相对于输入电流(Iin)的高峰值电流。高峰值电流可用第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244的较大电感来避免。由于有足够的功率来完全磁化第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244，因此电感可被增加，而不用考虑开关工作循环中磁化和去磁不足。磁化和去磁不足在一些升压变换器中在低瞬时输入电压可是线路电流失真的重要原因。

瞬态峰值输入电压抗扰性也可由反向电流变换器230基于第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244的电感量提供。当瞬态峰值输入电压在不足的工作时间显著磁化第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244时，可能有大的瞬态电压而没有损害。显著磁化是指可产生有数量大到足以过充电第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250的峰值充电电流的磁化量。

第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244的电感还可设计成大到足以将环流和静态开关损耗减至最小。例如，对于50/60Hz运行的功率因数校正电源110的电感可远远大于宽带宽音频放大器设计需要的电感(以及因此的功率)的量。第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244尺寸上的限制取决于物理尺寸限制和电感功率损耗(I2R)。还应该注意，在一些升压变换器中，大电感的使用可在低功率输入的输入电压(Vin)和输入电流(Iin)的波谷产生电流波形失真。而对于反向电流变换器230则不发生这样的失真，因为反向电流变换器230是真交流输入变换器。

第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244的物理尺寸和电感的量还可通过考虑由功率因数校正电源100供给的负载运行特性来确定。例如，如果功率因数校正电源100供给的负载是一个音频放大器，则第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244的物理尺寸可较小。由于音频放大器的平均功率输出通常远小于音频放大器的峰值要求，因此第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244的慢的热时间常数能被用来使其尺寸减到最小。在本实施例中，第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244相对额定台式功率大小能是小型的。当是小型的时，第一和第二升压电感(Lp，Ln)234和244还可被监测以防止过温度条件。

PFC控制器232可是一个能够引导反向电流变换器230进行功率因数校正以及电压调节的电路或装置。引导反向电流变换器230涉及控制第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246的开关工作(工作循环)。工作循环的启动部分基本保持相同的时间中心。换言之，第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246在每个工作循环的一部分中由PFC控制器232同时启动。PFC控制器232可分别以第一开关控制线路258和第二开关控制线路260选择性地启动和去活化(deactivate)第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246。第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246的工作循环可由PFC控制器232基于PFC控制器232检测的电压和电流来引导。

所示的PFC控制器232检测在输入电压读出线(sensing line)262上给反向电流变换器230的输入电压(Vin)。输入电压(Vin)可横跨反向电流变换器230的输入侧通过在馈线211和公用线214之间的测量来测量。来自电源112的输入电流(Iin)的量和波形可由电流传感器264，如电流互感器，Rogowski线圈，电阻分路器或一些用于检测交流电流的其它机构来测量。电流传感器264在输入电流读出线266上给PFC控制器232提供测量输入电流(Iin)。测量输入电流(Iin)可用比例因数(Ka)换算(scale)形成换算的测量输入电流(Ka*Iin)。

在正直流干线106和负直流干线108上的正直流输出电压(+Vcc)和负直流输出电压(-Vcc)还可分别在正Vcc读出线268和负Vcc读出线270上由PFC控制器232检测。PFC控制器232还可检测增加电压读出线272上的反向电流变换器230的增加电压(Vboost)。增加电压(Vboost)可横跨反向电流变换器230的输出侧通过第一增加电压输出线252和第二增加电压输出线254之间的测量来测量。

PFC控制器232的功率因数校正隐含涉及对从电源112供给反向电流变换器230的交流输入电流(Iin)正弦波形的调节。交流输入电流(Iin)的正弦波形通过对供给第一和第二升压电容器240和250的PWM电压(Vc)正弦波形的调节隐含调节。PWM电压(Vc)波形通过开关第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246来调节，从而保持一个与供给反向电流变换器230的交流输入电压(Vin)的正弦波形大体一致的平均波形。

通过保持PWM电压(Vc)的平均波形与输入电压(Vin)的正弦波形基本相同，谐波被减到最小，并且改进了功率因数。当PWM电压(Vc)与输入电压(Vin)在波形上大体一致时，输入电流(Iin)的波形形式上也与输入电压(Vin)的正弦波形大体一致。因此，从电源112的角度来看，功率因数校正电源100实质上表现为一个电阻性负载。

电压调节另一方面涉及随着功率因数校正电源100上的输入电压(Vin)和负载变化对PFC控制器232的总电压增益的控制。电压增益的控制又涉及控制第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246的开关，从而控制PWM电压(Vc)的量，并因此控制供给第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250的峰值充电电流(Ic)。反向电流变换器230的PWM电压(Vc)的量可改变，以在正直流干线106和负直流干线108上保持期望的电压。

如上所述，反向电流变换器230正起一个“反向”放大器的作用。为将直流输出功率供给直流干线(通过增加电压(Vboost))，电源112将输入电流(Iin)“推”入反向电流变换器230。对于流入的输入电流(Iin)，输入电压(Vin)的量根据“跟踪增益比”应保持在PWM电压(Vc)的相对值之上。“跟踪增益比率”定义为交流输入电压(Vin)的量与平均交流PWM电压(Vc)量的期望比。PWM电压(Vc)是由反向电流变换器230产生的，来给第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250充电到增加电压(Vboost)。

当输入电压(Vin)的相对值与PWM电压(Vc)量基本相同时(根据跟踪增益比)，流入反向电流变换器230的输入电流的量是极小的。当PWM电压(Vc)的量相对于输入电压(Vin)的相对值(根据跟踪增益比)下降时，流入反向电流变换器230的输入电流(Iin)量相应增加。类似地，PWM电压(Vc)的量相对于输入电压(Vin)相对值(根据跟踪增益比)的增加将减小流入反向电流变换器230的输入电流(Iin)的量。

图4是类似于Texas Instruments/Unitrode UC3854的PFC控制器232的一个实施例。所示的PFC控制器232包括一个差动放大器402，一个输入电压前馈控制回路404，一个输出电压反馈控制回路406和一个电流控制内回路408。差动放大器402用一个比例因数(Kin)运行换算在输入电压读出线262上接收的输入电压(Vin)到一个确定的电压值。换算输入电压(Kin*Vin)然后被供给输入电压前馈控制回路404和输出电压反馈控制回路406。

输入电压前馈控制回路404包括一个低通(LP)滤波器412，一个乘方(squaring)乘法器和一个除法器416。LP滤波器412运行以提取直流或换算输入电压(Kin*Vin)的平均值。LP滤波器412在提取输入电压(Vin)平均值之前还可包括输入电压(Vin)的整流。当在输入级功率变换器202(图2)之前包括桥式整流器时，输入电压(Vin)不改变极性，并且因此无需用LP滤波器412整流。乘方乘法器414对LP滤波器412提供的换算输入电压(Kin*Vin)的平均值求方。换算输入电压(Kin*Vin)的平方值提供作为除法器416的分母。

第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246工作循环的控制可用输入电压前馈控制回路404进行。该工作循环可根据从电源112供给功率因数校正电源100的输入电压(Vin)(图1)的范围来控制。因此，输入电压前馈控制回路404提供一种前馈技术，随着输入电压(Vin)的改变，保持输入级功率变换器202(图2)以稳定的平均输入功率工作。在其它的实施例中，可使用其它技术来实现类似的功能。

输出电压反馈控制回路406包括一个差动接收器420，一个加法器422，一个积分器424和一个乘法器426。差动接收器420接收来自Vcc读出线268的正直流输出电压(+Vcc)，和来自Vcc读出线270的负直流输出电压(-Vcc)。差动接收器420可换算正直流输出电压(+Vcc)和负直流输出电压(-Vcc)的差。

在单相应用中，差动接收器420还可包括一个确定增益常数(Kf)。该增益常数可换算差动接收器420的输出电压来与差动接收器420的工作电压兼容。期望的直流输出电压(Vref)的换算版本是由加法器422从换算差电压(2*Kf*Vcc)中减去的。单相电路中的线路电流的失真在输出电压反馈控制回路406的响应速度太快时显著下降。控制因此可用积分器424放慢。积分器424通过在积分器424的输出中包括一个比例项还可以起比例积分器(PI)控制器的作用。加法器422的输出被积分器424积分，并且作为电压纠错信号(Verr)提供给乘法器426。

电压纠错信号(Verr)是表示实际直流输出电压(+Vcc，-Vcc)和参考电压(Vref)之间的误差信号电压的高滤波信号。乘法器426将换算输入电压(Kin*Vin)乘电压纠错信号(Verr)。乘法器426还包括增益常数(Km)用来调节增益系数。结果作为分子提供给除法器416，并且通过换算输入电压(Kin*Vin)的平方值来换算。除法器416产生换算版本的期望电流波形(Id)。期望的电流波形(Id)是能基本实现单位功率因数的波形。期望的电流波形(Id)提供给电流控制内回路408。

电流控制内回路408包括一个加法器430，一个误差信号放大器432和一个开关控制器434。加法器430从期望的电流波形(Id)中减去输入电流读出线266上接收的换算测量输入线路电流(Ka*Iin)，来产生一个电流误差信号(Ie)。误差信号放大器积分形成电流误差信号(Ie)，并且提供比例误差来驱动开关控制器434，以产生峰值充电电流(Ic)和PWM电压(Vc)。开关控制器434由比例误差驱动，通过控制通过反向电流变换器230的跨导来控制反向电流变换器230(图2)的有效输入阻抗。

反向电流变换器230的有效输入阻抗是从输入电压(Vin)中减去PWM电压(Vc)除以输入电流(Iin)。对有效输入阻抗的控制控制了交流输入电流(Iin)波形的定相，并因此控制功率因数。适当量的负电流反馈可有增加反向电流变换器230(图2)的有效输入阻抗的效果。反向电流变换器230有效输入阻抗上的变化可用第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246的工作循环来实现。可选择性地改变工作循环以调节跨导，并因此调节反向电流变换器230的有效输入阻抗。

对于图4所示的PFC控制器232，对跨导的控制主要根据内电流控制回路408的输入线路电流(Iin)。PWM电压(Vc)和输入电压(Vin)数量上的差可根据输入电流(Iin)的流动来确定。换言之，较大量的PWM电压(Vc)(例如，较大的电压增益)导致较低的峰值充电电流(Ic)。类似地，较小量的PWM电压(Vc)(例如，较低的增益)导致较高的峰值充电电流(Ic)。根据输入线路电流(Iin)的量，可调节PFC控制器232的总电压增益。

开关控制器434包括一个脉宽调制(PWM)调制器436和多个驱动反向电流变换器230升压开关的门驱动器438。在图2所示的实施例中，第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246被驱动来控制PWM电压(Vc)的量。第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246(图2)可分别经第一开关控制线路258和第二开关控制线路260来驱动。

为了驱动反向电流变换器230，PWM调制器436可以双边自然(double edged natural)PWM运行，来优化交错的使用。对于双边自然PWM，调制波形是三角形波形，调制信号是时间的连续变量。因此，PWM调制器以N交错运行，其中N等于升压开关和门驱动器438的数目。在所示的实施例中，反向电流变换器230(图2)包括两个升压开关(第一和第二升压开关(Sp，Sn)236和246)，因此N＝2。如下所述，在其它实施例中可包括其它升压开关。

图5是PFC控制器232的另一个实施例，具有与参考图4所述的结构不同的控制结构。为简化之目的，下述讨论将集中在那些不同之处。在本实施例，电压增益主要由PFC控制器232根据输入电压(Vin)来控制。图5的PFC控制器232包括差动放大器402，输入电压前馈控制回路502，输出电压反馈控制回路504和电压控制内回路506。差动放大器402给输入电压前馈控制回路502中包括的加法器510提供换算输入电压(Kin*Vin)。

输出电压反馈控制回路504包括差动接收器420，加法器422和积分器424，类似于图4。另外，输出电压反馈控制回路504包括一个乘法器512，将换算输入电压(Kin*Vin)乘电压纠错信号(Verr)。结果提供给加法器510。加法器510从换算输入电压(Kin*Vin)中减去电压纠错信号(Verr*Km*Kin*Vin)和换算测量输入电流(Ka*Iin)，产生一个电流误差信号(Ie)驱动开关控制器506。开关控制器506包括一个PWM调制器516和多个门驱动器518。

与图4的PWM调制器436类似，PWM调制器516以N交错运行引导反向电流变换器230中升压开关的工作循环(在图2的实施例中，N＝2)。但图5的PWM调制器516还包括一个附加前馈控制回路。增加电压(Vboost)作为一个前馈信号在增加电压读出线272上提供给PWM调制器516。内电压控制回路506提供对PWM调制器516产生的调制波形换算的控制。调制三角波形可换算成与期望的增加电压(Vboost)成比例。附加的前馈控制回路提供从加法器510提供的电流误差信号(Ie)的增益稳定性。

电压控制内回路506的电压增益可根据跟踪增益比固定。因此，PWM调制器516可是补偿升压电容器上增加电压(Vboost)中误差的逆增益。没有该补偿，PWM调制器516的增益会与升压电容器的增加电压(Vboost)成比例，即不是固定的而是变化的。对于本控制方法，PFC控制器232包括一个内控制回路(电压控制内回路506)，它在工作中是线性的，在反向电流变换器230的PWM电压(Vc)是基于增加电压(Vboost)控制的振幅时提供电压控制。类似类型的用于增益稳定性的前馈控制回路还可在参考图4所述的PFC控制器232中实现。

在图5的PFC控制器232的实施例中，输入电压前馈控制回路502将换算输入电压(Kin*Vin)设为电压控制内回路506的主信号。电压控制内回路506包括一个电压增益(1/Kin)。该电压增益(1/Kin)抵消Kin，并且仅留下输入电压(Vin)作为控制信号，在没有负载的条件下产生PWM电压(Vc)。因此，在静态条件下(例如，功率因数校正电源上几乎没有或没有负载)，第一变换器级202(图2)可用PWM电压(Vc)跟踪输入电压(Vin)。输入电压(Vin)可由PWM电压(Vc)根据跟踪增益比来跟踪。因此反向电流变换器230默认时可不传送功率。使用图5的PFC控制器232的反向电流变换器230的运行可最好被说成是反向放大器的运行形式。反向放大器的运行与传统放大器的运行相反，其中放大器被驱动来有一个预期形式的输出，而不是通常就是这样的跟踪输入。

由于前馈控制回路以作为主控制信号的换算输入电压(Kin*Vin)来运行，来自输出电压反馈控制回路504的电压纠错信号(Verr)的影响被减至最小。由于电压控制内回路506提供的前馈控制，电压纠错信号(Verr)可被减到最小，而不损害功率因数校正电源100(图1)的电压调节。作为用增加电压(Vboost)的附加前馈控制的结果，乘法器512可仅处理前馈控制的一小部分。另外，乘法器512可有较小的动态范围。因此，与参考图4所述的乘法器426相比，乘法器512可没有它精确，以及也没有它贵。

在非静态条件下，图5的PFC控制器232可使用比较适当量的换算测量输入电流(Ka*Iin)形式的负电流反馈来控制反向电流变换器230(图2)的有效输入阻抗。如上所述，有效输入阻抗的控制控制了功率因数。

另外，在非静态条件下，可调节总电压增益来调节功率因数校正电源100的直流输出电压(正和负直流输出电压(+Vcc和-Vcc))(图1)。如上所述，总电压增益的调节可通过输出电压反馈控制回路504进行。当PFC控制器232的总电压增益变化时，反向电流变换器230可从电源112(图1)获得功率，或者将功率以良好的控制方式返给电源112。

因此，输入级功率变换器202在第一和第三象限对电源112起电源的作用，在第二和第四象限起消耗电源112功率的作用。当PFC控制器232产生小于单位数的总前馈放大器增益时，功率流入反向电流变换器230。当总电压增益大于单位数时，功率从反向电流控制器232流出流到电源112。

为将PFC控制器232的总电压增益变到约为单位数，提供控制电压增益的乘法器512可至少是一个两象限乘法器(运行在象限二和四)，具有输入电压(Kin*Vin)朝着乘法器512的双极输入。PFC控制器232的总电压增益，在不考虑乘法器512和电压控制内回路506的情况下，可被设置成略大于单位数，通过调节换算放大器(scaling amplifier)402的比例因数(Kin)或加法器中的换算。乘法器512因此可被用来减小总电压增益。

在这种控制方式中，乘法器512的整个工所需作范围可是两象限。乘法器512可是两象限，因为当加在功率因数校正电源100(图1)上的负载增加时，输出电压反馈控制回路504仅需要偏置乘法器512以电压纠错信号(Verr)运行。由于将功率返给电源112的需要会是极少的，所以乘法器512不必支持四象限的运行。

可选地，乘法器512可支持四象限的运行。因此，PFC控制器232可控制反向电流变换器230(图2)来提供功率，或消耗电源112(图1)的功率。在支持四象限的运行时，PFC控制器232的总电压增益，在不考虑乘法器512的情况下，和电压控制内回路506可设置成基本为单位数。因此，乘法器512可在单位数上或下调节总电压增益。

当反向电流变换器230(图2)的升压电容器已存储过剩能量时，能量可返给电源112(图1)。存储能量过剩的主要原因可在于电源112的电涌以及输出电压反馈控制回路504或电压控制内回路506中的控制过冲。如果升压电容器上的电压对输入和输出变换器202和204(图2)有害，PFC控制器232可截止反向电流变换器230的所有开关，直到电压降到安全水平为止。

图6是PFC控制器232的另一个实施例。在本实施例中，PFC控制器232包括差动放大器402，输入电压前馈控制回路502和电压控制内回路506，类似于图5。差动放大器402，输入电压前馈控制回路502和电压控制内回路506都起与图5实施例类似的作用。图6的PFC控制器还包括一个输出电压反馈控制回路602，与参考图5所述的输出电压反馈控制回路504类似。

然而，输出电压反馈控制回路602包括的附加元件有一个整流器604，一个低通(LP)滤波器606和一个加法器608。整流器604，低通(LP)滤波器606和加法器608将测量输入电流(Iin)引入输出电压反馈控制回路602。测量输入电流(Iin)可用比例因数(Kb)换算，形成换算测量输入电流(Kb*Iin)

换算测量输入电流(Kb*Iin)可提供给整流器604。整流器604可提供对换算测量输入电流(Kb*Iin)的整流。当输入电流(Iin)已整流时，通常就是在输入级功率变换器202之前包括一个桥式整流器，测量输入电流不改变极性，并且因此整流器604是不必要的。整流、换算、测量输入电流(Kb*Iin)的平均由低通(LP)滤波器606滤波。滤波后，滤波、整流、换算的测量输入电流由加法器608加到电压纠错信号(Verr)以提供直流输出电压(正和负直流输出电压(+Vcc和-Vcc))的“超级调节”。

超级调节可通过检测输入级功率变换器202(图2)吸取的测量输入电流(Iin)的平均量获得。然后，可响应测量输入电流(Iin)的平均量调节直流输出电压(正和负直流输出电压(+Vcc和-Vcc))。当直流输出电压升高时，效果是降低任何有效电源阻抗并且因此增加测量输入电流(Iin)的平均量。类似地，当直流输出电压下降时，有效电流阻抗升高，测量输入电流(Iin)的平均量降低。如果施加足够的电流反馈，随着吸取功率的增加，直流输出电压将增加。该响应定义为一个负输出电阻。

超级调节增加了电压控制内回路506上使用的瞬时负电流的反馈量。然而，对于较大量的瞬时负电流反馈，如在图4所示的PFC控制器232的电流控制内回路408中，超级调节是不必要的。但是，对于较小量的负电流反馈，如在图5和图6中的，增加瞬时负电流反馈减少了小工作-电压转换误差导致的输入电流(Iin)失真。当输入级功率变换器202(升压变换器)的输入阻抗变得很低时，PWM电压(Vc)上的小失真可表现为输入电流(Iin)上的大失真。通过负电流反馈增加第一功率级变换器202的阻抗可减轻第一功率级变换器202上的线性需求。然而可影响到直流输出电压的调节。

与参考图5所述的PFC控制器232类似，单相PFC电路中线路电流失真由于输出电压反馈控制回路602的响应速度太快而显著降低。图5和6所示的PFC控制器234的输出电压反馈控制回路504和602的响应速度因此可适当放慢。然而，同样的慢可能使对加负载或输入电压(vin)变化的响应很难快速跟踪。

图6的超级调节实现了响应速度的改进。改进的响应速度可被实现，即使加入的测量输入电流(Iin)的反馈还不太快以避免加入输入电流(Iin)的失真。控制校正信号(电压纠错信号(Verr)和整流、换算、测量输入电流(Kb*Iin))的纹波可定相。纹波可被定相，使净纹波小于由任何一个控制校正信号单独提供的纹波。

在图2中，所示的输出级功率变换器204接收第一增加电压输出线252和第二增加电压输出线254上来自反向电流变换器230的增加电压(Vboost)和电流。可选地，输出级功率变换器204在增加电压(Vboost)可直接用来带动负载时可被省略。在第二功率变换器204中没有使用全桥(full-bridge)式的情况下，供给输出级功率变换器204的峰值电流可有效地减半。如上所述，峰值电流已通过对供给输入级功率变换器202的输入电压(Vin)的量加倍来有效地减半。

输出级功率变换器204可是能够提供输入级功率变换器202提供的增加电压(Vboost)的电压转换和输出级功率变换器204提供的直流输出功率的电隔离的电路或装置。举例的输出级功率变换器204是一个DC-DC功率变换器，它包括一个半桥串联谐振开关模式变换器273。在其它实施例中，也可以使用全桥串联谐振开关模式变换器，或其它任何提供类似功能的开关模式变换器结构。

串联谐振半桥尤其适于举例的功率因数校正电源100，因为可能不想迫使第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250每个上的增加电压在低频时保持平衡。由于在电源频率上增加电压的交流纹波在第一和第二升压电容器(Cp，Cn)240和250上可是反相的，可能不能得到平衡的增加电压(Vboost)。

所示的输出级功率变换器204包括一个有初级端276和次级端278的变压器(T1)274。初级端276包括一个第一开关(S3)280，一个第二开关(S4)282，一个谐振电感(Lr)284和一个谐振电容器(Cr)286。第一和第二开关(S3，S4)280和282在一端与相应的第一和第二增加电压输出线252和254电耦合，和在另一端与谐振中心点288电耦合。谐振电感(Lr)284串联耦合在谐振中心点288和谐振电容器(Cr)286之间。

变压器274包括一个初级绕组290和一个提供次级端278电隔离的次级绕组292。初级绕组290与谐振电容器(Cr)286和电源112的公用线214电耦合。次级端278包括多个次级二极管(BR1)294形成一个桥式整流器。另外，次级端278包括第一次级电容器(C5)296和第二次级电容器(C6)298，用于功率因数校正电源100的直流输出功率的末级滤波。直流输出功率包括在正直流干线106上提供的正直流输出电压(+Vcc)和在负直流干线108上提供的负直流输出电压(-Vcc)。第一次级电容器(C5)296电耦合在正直流干线106与接地299之间。第二次级电容器(C6)298耦合在负直流干线108与接地299之间。

第一和第二开关(S3，S4)280和282可由一个输出级开关模式控制器(未示出)引导，以串联谐振断续开关模式(DCM)控制工作，将增加电压(Vboost)转换为第一和第二直流输出电压(+Vcc，-Vcc)。输出级功率变换器204可是未调节的，从而使得第一和第二开关(S3，S4)280和282在开关在零电流关断时能保持断续的运行模式。通过控制停滞时间，开关还能在零电压接通。这就是通常所说的零电压开关(ZVS)，并且可用于将第一和第二开关(S3，S4)280和282中的开关损耗减到最小。另一方面，对输入级功率变换器202的控制是利用PFC控制器232并且包括电压调节，如上所述。因此，输出级功率变换器204的电压调节是不必要的。当PFC控制器232控制输入级功率变换器202给电源112供给功率时，输出级功率变换器204也可将谐振电流返给谐振中心点288。在起动过程中，输出级功率变换器204还能立即开始运行，并给第一和第二次级电容器(C5，C6)296和298充电，而不需要单独的软起动模式控制。

输出级功率变换器204的运行频率可是固定的。输出级功率变换器204插在输入级功率变换器202和负载，如音频放大器102(图1)之间。在这种结构中，输出级功率变换器204可足以从负载的开关模式运行中滤出并分离出输入级功率变换器202可变频率运行的开关噪声。功率因数校正电源100可供给一个音频放大器102(图1)。输出级功率变换器204的频率可与开关模式音频放大器102运行的固定频率同步，以避免音频放大器102的放大音频输出信号中的拍音。

由于输出级功率变换器204提供的过滤，PFC控制器232可引导反向电流变换器230的运行以FM(调频)运行。由于输入级功率变换器202没有谐振，实质的FM是可能的。输入级功率变换器202的FM使用能改进电磁磁干扰(EMI)控制，并且因此进一步降低可用于消除线路传导开关噪声的线路滤波器220的成本，尺寸以及重量。

PFC控制器232和输出级开关模式控制器也可电隔离相应的开关的门驱动器。因此，PFC控制器232和输出级开关模式控制器可以是接地，参照在输出级功率变换器204次级端的接地299。直流输出电压(第一和第二直流输出电压(+Vcc，-Vcc))可直接用作调节变量。如果PFC控制器232在输入和输出级功率变换器202和204的接地参照端上，则在输入电压读出线262和输入电流读出线266上提供的信号也应被电隔离。提供调制器516前馈增益控制的Vboost检测也应被电隔离。

输出级开关模式控制器也可从第二增加电压输出线254供电。这可使得输出级功率变换器204能被起动，而不用单独控制的电源给PFC控制器232和输出级开关模式控制器提供起始功率。

图7示出功率因数校正电源100的另一个实施例。与图2类似，功率因数校正电源100可包括一个前置级702。另外，功率因数校正电源100包括一个输入级功率变换器704和一个输出级功率变换器706。电源112通过包括馈线712，公用线714和接地716的电源插头710可给功率因数校正电源100供给范围约90VAC到约265VAC的单相功率。在其它实施例中，可能有其它的电压范围、相位数以及与电源112的互连。

与图2一样，前置级702可包括或不包括一个线路滤波器720和一个软起动电路722。输入级功率变换器704使用并联电耦合的第一反向电流变换器726和第二反向电流变换器728起一个升压变换器的作用。第一和第二反向电流变换器726和728的每个是一个半桥结构，运行与参考图2所述的反向电流变换器230的相同。

第一反向电流变换器726包括第一和第二升压开关(Sp1，Sn1)730和732，第一和第二升压电感(Lp1，Ln1)734和736以及第一和第二升压二极管(Dp1，Dn1)738和740。第二反向电流变换器728包括第一和第二升压开关(Sp2，Sn2)750和752，第一和第二升压电感(Lp2，Ln2)754和756以及第一和第二升压二极管(Dp2，Dn2)758和760。然而，在本实施例中，第一升压电容器(Cp)730和第二升压电容器(Cn)732对于反向电流变换器726和728的每个是公用的。因此，增加电压(Vboost)，如约380VDC到400VDC，横跨第一和第二升压电容器(Cp，Cn)730和732的每个。

第一和第二反向电流变换器726和728以并联交错运行，从而获得纹波电流的进一步减小以及纹波频率的增加。使用四个升压开关(Sp1，Sn1，Sp2，Sn2)730，732，750和752，可获得交错数目为4(N＝4)。交错数目为4可提供四个分开约90度的调制矢量。因此，纹波电流到第四级(fourth order)被消除，剩余纹波的振幅减小并且纹波频率被增加。并联运行还使得第一和第二反向电流变换器726和728的每个能够承载参考图2所述的单个反向电流变换器230约一半的电流。

与前面参考图2，4，5和6所述的那些类似，反向电流变换器726和728用一个PFC控制器(未示出)控制。PFC控制器提供两个单独的PWM调制三角波形，来单独控制第一和第二反向电流变换器726和728每个的升压开关(Sp1，Sn1，Sp2，Sn2)730，732，750和752。各三角波形能产生一个调制器，参照分开约180度的角度。两个三角波形由PFC控制器保持90°相差，来保持四交错运行。如图2的实施例，反向电流变换器726和728还可以FM运行来改进EMI。

图8是示出第一和第二升压开关(Sp1，Sp2和Sn1，Sn2)730，750和732，752运行的时序图。第一调制波形802和第二调制波形804表示第一反向电流变换器726的第一和第二升压开关(Sp1，Sn1)730和732的运行。第三调制波形806和第四调制波形808表示第二反向电流变换器728的第一和第二升压开关(Sp2，Sn2)750和752的运行。

第一和第二调制波形802和804以及第三和第四调制波形806和808的每个是PWM信号。第一和第二调制波形802和804共享一个基本上的公用时间用于其脉冲的中心，并且对称调制使其工作循环的和是一个接近单位数的常量。第三和第四调制波形806和808工作循环的和类似地是一个接近单位数的常量。在所示举例的调制波形，电源112的输入电压(Vin)略为负并向更多正电压过渡，从而具有如第一，第二，第三和第四调制波形802，804，806和808上箭头所示的工作以及工作趋势。还示出调制相位图810，包括四个约90度均匀分开的调制矢量。与图3相同，每个调制矢量表示一个在四交错(N＝4)运行的调制波形802，804，806和808。

在图7中，输出级功率变换器706可是能够提供输入级功率变换器704提供的增加电压(Vboost)的电压转换和输出级功率变换器706提供的直流输出电压电隔离的电路或装置。举例的输出级功率变换器706是一个DC-DC的功率变换器，包括一个在固定频率运行的半桥串联谐振开关模式变换器764。输出级功率变换器706的形式以及功能与参考图2所述的输出级功率变换器204类似。在其它实施例中，可使用全桥串联谐振开关模式变换器，或其它任何提供类似功能的开关模式变换器结构。

图9是功率因数校正电源100的另一个实施例，与图7的实施例类似，可包括一个前置级902。另外，功率因数校正电源100包括一个输入级功率变换器904和一个输出级功率变换器906。为简化之目的，仅详细讨论与图7的不同之处。在图9的实施例中，输入级功率变换器904包括第一反向电流变换器910和第二反向电流变换器912。第一和第二反向电流变换器910和912可各为半桥级，电耦合形成全桥变换器。专利`219公开了这种结构。与图7的类似，第一反向电流变换器910和第二反向电流变换器912能以四交错(N＝4)来交错，从而将纹波电流减到最小。四交错还导致纹波频率比开关频率大四倍。

在全桥结构中，第一和第二反向电流变换器910和912共享一个单全桥升压电容器(C1)914。在这种结构中，全桥升压电容器(C1)914只经受峰值电压，而不是峰间电压。因此，在与图7的结构相比时，全桥结构导致在全桥升压电容器(C1)914上需要较小的总电压(例如，较低的增加电压(Vboost))。在图7中，增加电压(Vboost)横跨两个以串联电耦合的升压电容器的每个。因此，峰间电压是增加电压(Vboost)的两倍。

在图9所示的结构中，全桥升压电容器(C1)914可用电源112的输入电压(Vin)如在约90VAC到约265VAC之间充电到增加电压(Vboost)如在约380VDC到约400VDC之间。第一和第二反向电流变换器910和912中包括的升压开关(Sp1，Sp2和Sn1，Sn2)的开关频率也可由于较低的电压而增加。另外，如前所述，反向电流变换器910和912可以FM运行。因此，可使用较小的线路滤波器916。另外，由于较高的有效开关频率以及较低的电压，升压电感(Lp1，Ln1，Lp2，Ln2)可更小。

由于输出级功率变换器906横跨全桥升压电容器(C1)914电耦合，所以较低的增加电压(Vboost)被提供给输出级功率变换器906。然而，对于较低的增加电压(Vboost)，输出级功率变换器906上的电流可被加倍。为缓和电流的加倍，提供给输出级功率变换器906包括的电隔离变压器(T1)922的初级绕组920的电压可被加倍。增加电压(Vboost)可使用也包括在输出级功率变换器906中的非谐振全桥开关模式变换器924来加倍，如图所示。全桥开关模式变换器924的使用对于负载，如数千瓦的输出级功率放大器906而言，可是一个实际应用方案。可选地，全桥开关模式变换器924可以是串联谐振形式或其它任何形式的提供类似功能的开关模式变换器。

图10是一个时序图，示出相应的第一和第二反向电流变换器910和912(图9)中升压开关(Sp1，Sn1和Sp2，Sn2)的运行。第一调制波形1002和第二调制波形1004表示第一反向电流变换器910的相应升压开关(Sp1，Sn1)的运行。第三调制波形1008和第四调制波形1006表示第二反向电流变换器912的相应升压开关(Sp2，Sn2)的运行。

与图8类似，每个第一和第二调制波形1002和1004以及第三和第四调制波形1006和1008为PWM信号。另外，共同运行的调制波形共享一个大体上的公用时间用于其脉冲的中心，并且对称调制使其工作循环的和为一个接近单位数的常量。如前所述的时序图，输入电压(Vin)可为负，并过渡到更多正电压用来计时，如图所示。但在图10的时序图中，全桥的反向电流变换器910和912(图9)(两个半桥)被调制逆相，使电源112的有效输入电压(Vin)加倍。需要指出的是，升压开关Sn1的开关工作与升压开关Sp2的开关工作相同，升压开关Sp1的开关工作与升压开关Sn2的开关工作相同。第一和第二半桥910和912每个的PWM电压(Vc)是加和的，到PWM电压(Vc)的两倍。还示出了调制相位图1010，包括四个约90度均匀分开的调制矢量。

图11仍是功率因数校正电源100的又一个实施例，可包括一个前置级1102。另外，功率因数校正电源100包括一个输入级功率变换器1104和一个输出级功率变换器1106。在本实施例中，输入级功率变换器1104包括串联电耦合的第一全桥1112和第二全桥1114。第一全桥1112包括各为半桥的第一反向电流变换器1120和第二反向电流变换器1122。第二全桥1114包括各为半桥的第三反向电流变换器1124和第四反向电流变换器1126。与图9类似，第一全桥1112还包括由第一和第二反向电流变换器1120和1122共享的第一全桥升压电容器(C₁)1130，和第二全桥1114包括由第三和第四反向电流变换器1124和1126共享的第二全桥升压电容器(C₂)1132。如上所述，反向电流变换器1120，1122，1124和1126能以FM运行来改进EMI。

图11的功率因数校正电源100以交错数目八(N＝8)来运行。由于第一和第二全桥1112和1114是串联的，所以第一和第二全桥1112和1114的每个仅提供总增加电压(Vboost)的一半。例如，当期望的总增加电压约为380VDC时，第一和第二全桥1112和1114的每个可在第一和第二全桥升压电容器(C₁，C₂)1130和1132上分别以约190VDC工作电压运行。因此，PWM电压(Vc)还可被减少到原来的四分之一。

由于交错数目为八，与没有交错的升压变换器PFC相比，输入纹波电流振幅减少到原来的64分之一。另外，纹波频率增加八倍。进一步地，调制矢量绕四个象限以约45度的间隔放置。实际上，较低的工作电压为反向电流变换器1120，1122，1124和1126的较高开关频率作准备。较高的开关频率使得净电感量能被减小，远低于非交错PFC升压变换器所需的量。

图12是图11所示的功率因数校正电源100的时序图。定时波形是PWM波形，驱动相应的反向电流变换器1120，1122，1124和1126(图11)中的每个升压开关(Sp1，Sn1；Sp2，Sn2；Sp3，Sn3和Sp4，Sn4)。第一和第二调制波形1202和1204表示第一反向电流变换器1120相应升压开关(Sp1，Sn1)的运行。第三和第四调制波形1206和1208表示第二反向电流变换器1122相应升压开关(Sn2，Sp2)的运行。第五和第六调制波形1210和1212表示第三反向电流变换器1124相应升压开关(Sp3，Sn3)的运行。第七和第八调制波形1214和1216表示第四反向电流变换器1126相应升压开关(Sn4，Sp4)的运行。

定时波形表示到更多负的明显的负输入电压(Vin)，如波形上的箭头所示。各相应的反向电流变换器1120，1122，1124和1126的升压开关对(Sp1，Sn1；Sp2，Sn2；Sp3，Sn3和Sp4，Sn4)有工作循环的和约等于单位数，如前所述。还示出了一个调制相位图1218，包括八个表示每个调制波形1202，1204，1206，1208，1210，1212，1214和1216的调制矢量(N＝8)。调制矢量绕调制相位图1218离开约45度均匀设置。

在图11中，输出级功率变换器1106包括第一次级变换器1140和第二次级变换器1142。举例的第一和第二次级变换器1140和1142各包括全桥非谐振开关模式变换器1144(斩波器)。在其它实施例中，第一和第二次级变换器1140和1142可各包括串联谐振或其它任何具有类似功能的开关模式变换器结构。第一和第二次级变换器1140和1142可以一个主控制器(未示出)运行。主控制器可以固定频率和交错运行第一和第二次级变换器1140和1142。交错使正直流干线106和负直流干线108上的纹波频率加倍。另外，次级功率变换器1140和1142的电容器(C5，C6)中的纹波电流被减小。

第一和第二全桥1112和1114的串联结构还提供自稳定性。当横跨第一全桥升压电容器(C₁)1130和第二全桥升压电容器(C₂)1132的电压大体平衡时，大体相同的放电电流流过第一次级变换器1140和第二次级变换器1142的每个。由于连接在相同的电流路径中，第一和第二全桥1112和1114处理基本相似的电流。当电压大体上不相等时，第一或第二全桥升压电容器1130或1132上有较大存储电压的全桥次级变换器1140或1142将释放相应的存储电压，直到电压达到平衡以及次级变换器1140和1142共享功率并因此共享电流时为止。次级变换器1140和1142都给同一正直流干线106和负直流干线108供给直流输出电压。同样地，次级变换器1140和1142还通过以大体一致的电压运行来共享功率。

图13是提供三相功率因数校正(PFC)的功率因数校正电源100的又一个实施例。功率因数校正电源100可包括一个前置级1302。另外，功率因数校正电源100包括一个输入级功率变换器1304和一个输出级功率变换器1306。三相电源1312给功率因数校正电源100提供三相交流输入电压(Vin)和输入电流(Iin)。在其它方面，所示的功率因数校正电源100就其功能类似于参考图2所述的单相实施例。前置级1302包括三相线路滤波器1314过滤EMI，以及第一软起动电路1316和第二软起动电路1318处理起动和故障电流，如上所述。

输入级功率变换器1304包括第一反向电流变换器1322，第二反向电流变换器1324和第三反向电流变换器1326，分别运行在三相的每一相上。反向电流变换器1322，1324和1326共享一个公用三相升压电容器(C1)1330作为公用增加电压(Vboost)，在中(mid)电容器电压嵌入“伪中性(pseudo neutral.)”。如上所述，反向电流变换器1322，1324和1326由PFC控制器控制。PFC控制器(未示出)可生成三个单独的PWM调制三角波形来控制相应的反向电流变换器1322，1324和1326的升压开关。

PFC控制器给单个反向电流变换器1322，1324和1326提供的调制能包含三次谐波系列。三次谐波系列产生可加入伪中性点的第三谐波。第三谐波在电源1302提供的输入电压(Vin)的动态范围上能将反向电流变换器1322，1324和1326供给的峰值电压减小多达约13％。同样地，增加电压(Vboost)可小于期望的输出电压，因为三次谐波系列的加入将对差进行补偿。

例如，当期望的增加电压(Vboost)约为380VDC到400VDC时，对于电源1312提供的208VAC(delta)输入电压(Vin)，输出电压可在340VDC到36VDC之下。在没有三次谐波系列加入的情况下，对于208VAC输入电压(Vin)，增加电压(Vboost)需要的期望电压约为380VDC到400VDC。在这点上，图13的输入级功率变换器1304与参考图9所述的全桥设计实施例比与参考图2所述的单相设计实施例有更多的共同之处。

对反向电流变换器1322，1324和1326相间交错的最佳定相是可变的。每个相位能是两交错，然而，三相纹波电流的优化不再像上述单相实施例那样简单。对于举例的输入级功率变换器1304六交错是理想的。但对于六交错，由于有三个相位，纹波电流在反向电流变换器1322，1324和1326开关频率6倍以下的频率仍会出现在每个相位上。纹波的不完全消除可能发生在开关频率的两倍和四倍。三相线路滤波器1314的EMI过滤的大小可适当确定，从而将该纹波减到最小。应注意的是，每个相位的反向电流变换器1322，1324和1326中的两交错在开关频率的所有奇数倍可能没有消除纹波。

图14是一个时序图，示出用于以两交错单独运行的每个反向电流变换器1322，1324和1326的第一和第二升压开关(Spx，Snx)的运行。根据所考虑的反向电流变换器，“x”可以是1，2或3。与图3类似，示出表示第一升压开关(Spx)运行的第一调制波形1402和表示第二升压开关(Snx)运行的第二调制波形1404。第一和第二调制波形1402和1404是PWM信号，共享一个大体上的公用时间用于其脉冲的中心。PWM信号对称调制，使其工作循环的和为接近单位数的常量。在所示举例的调制波形，电源312的输入电压(Vin)可略为负并到正，以具有如第一和第二调制波形1402和1404上箭头所示的工作以及工作趋势。

图14还示出一个调制相位图1406，相对于表示第二调制波形1404调制的第二矢量1410示出表示第一调制波形1402调制的第一矢量1408的定相。如图所示，矢量以约180度分开放置。图13中所示举例的输出级功率变换器1306包括一个全桥串联谐振开关模式变换器1334来减小开关电流，如前所述。在其它实施例中，可使用其它DC-DC开关模式变换器，如斩波器，半桥等。

图15是一个处理过程流程图，示出参考图1-14所述的功率因数校正电源100上述实施例的示范性运行。在框1502，该运行在交流功率以交流输入电压(Vin)和交流输入电流(Iin)的形式从电源供给到功率因数校正电源100时开始。在框1504，启动一个或多个软起动电路，通过接通一个或多个电阻限制起动电流实现软起动。在框1506，输入级功率变换器的升压电容器和输出级功率变换器的电容器已初始充电，软起动电路通过关断电阻截止软起动。

在框1508，PFC控制器控制反向电流变换器中升压开关的开关，将交流电压转换为第一直流电压。通过将至少一个升压电容器充电到第一直流电压的增加电压来转换交流电压。升压电容器由反向电流变换器提供的PWM电压(Vc)和峰值充电电流(Ic)充电。在框1510，第一直流电压供给输出级功率变换器。在框1512，输出级功率变换器将第一直流电压转换为第二直流电压。在框1514，第二直流电压提供到正和负直流干线上，作为功率因数校正电源的直流输出电压(+Vcc，-Vcc)。

在框1516，PFC控制器检测测量电压和电流。如前所述，测量电压和电流包括电源的输入电压(Vin)、电源的输入电流(Iin)以及正和负直流干线上的直流输出电压。另外，反向电流变换器的增加电压(Vboost)可被检测。在框1518，为适应电源提供的可能的输入电压(Vin)范围的目的，PFC控制器考虑来自电源的输入电压(Vin)。

如果输入电压(Vin)略为负并到正，PFC控制器在框1520增加第一升压开关(Sp)工作循环的接通时间部分，并且在框1522还减小第二升压开关(Sn)工作循环的接通时间部分，同时保持相应的工作循环大体上的公用时间中心。第一和第二升压开关(Sp，Sn)因此在各工作循环的部分中同时闭合。如果在框1518，输入电压(Vin)略为正并到负，PFC控制器在框1526减小第一升压开关(Sp)工作循环的接通时间部分，并且在框1528还增加第二升压开关(Sn)工作循环的接通时间部分，同时保持相应的工作循环大体上的公用时间中心。

在图16，在框1530，PFC控制器在框1530考虑反向电流变换器产生的PWM电压(Vc)波形的平均振幅是大于或是小于输入电压(Vin)波形的振幅。如果波形不相等，在框1532，PFC控制器用PWM调制器调节PWM电压(Vc)的波形，使电压达到平衡。

在框1534，PFC控制器确定功率因数校正电源的直流输出电压(+Vcc，-Vcc)的量是否为低。还可测量增加电压(Vboost)来确定低的直流输出电压，如前所述。如果直流输出电压为低，在框1536，总电压增益减小。PFC控制器的总电压增益减小，降低了PWM电压(Vc)的振幅，并因此增加了峰值充电电流(Ic)，使更多功率通过功率因数校正电源从电源供给到直流干线。作为峰值充电电流增加的结果，增加电压(Vboost)的量也升高。然后运行返回到图15的框1516，继续控制功率因数并且调节直流输出电压。

现回到框1530，如果PWM电压(Vc)波形与输入电压(Vin)的波形大体上平衡，运行进行到框1534。在框1534，如果直流输出电压不为低，在框1538，PFC控制器确定直流输出电压(和增加电压(Vboost))是否为高。如果是，在框1540，总电压增益增加。峰值充电电流由此减小，并且增加电压(Vboost)和直流输出电压的量下降。然后运行返回到图15的框1516。在图16的框1538，如果直流输出电压(和/或增加电压(Vboost))不是高，类似地，工作返回到图15的框1516来继续控制。

上述功率因数校正电源的实施例使用交流电源来供给直流负载。功率因数校正电源包括至少一个反向电流变换器进行直流电压调节和功率因数校正。通过交错的使用，反向电流变换器还起减小纹波电流并且因此进一步改进功率因数的作用。由于使用了反向电流变换器，功率因数校正电源在没有桥式整流器的情况下运行，由此除去了初始级。初始级的除去减少了损耗，通过仅有包括反向电流变换器的输入级，再加上给负载产生期望的调节直流输出电压的输出级。

反向电流变换器由PFC控制器控制，来起一个升压变换器的作用并提供一个是直流电压的增加电压。通过调节反向电流变换器中包括的升压开关的工作循环，PFC控制器控制反向电流变换器来进行电压调节和功率因数校正。功率因数校正是基于保持PWM电压波形的平均值与交流输入电压(Vin)波形的值基本上类似。

前馈电压调节控制还可通过PFC控制器根据到反向电流变换器的测量输入电压进行。基于功率因数校正电源的直流输出电压(正直流输出电压(+Vcc)和负直流输出电压(-Vcc))的反馈控制也可用于电压调节。另外，附加的前馈控制可利用反向电流变换器的测量增加电压(Vboost)进行电压调节。反馈控制还可利用流过反向电流变换器的测量电流进一步改进电压调节。

虽然，已对本发明的不同实施方案进行了说明，但对于本领域的普通技术人员来说在本发明的范围内可能有更多的实施方案和实施方式是显而易见。因此，本发明只受到所附的权利要求及其等同物的限制。

Claims

1.一种功率因数校正电源，包括：

一个具有输入和输出的反向电流变换器；

一个与所述反向电流变换器耦合的功率因数校正控制器，其中所述反向电流变换器由所述功率因数校正控制器引导，控制可由电源供给所述输入的交流线路电流的波形；和

一个与所述反向电流变换器的输出耦合的输出级功率变换器，其中所述输出级功率变换器设置成提供隔离和在所述反向电流变换器的输出提供的直流增加电压的电压转换。

2.如权利要求1所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器设置作为一个升压变换器，在所述输入接收未整流的交流电压，在所述输出供给直流增加电压。

3.如权利要求1所述的功率因数校正电源，其中所述功率因数校正控制器设置成控制所述反向电流变换器，调节在所述输出供给的所述直流增加电压。

4.如权利要求1所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器由所述功率因数校正控制器以调频引导，来控制电磁干扰。

5.如权利要求1所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器包括一对升压开关，每个都可以工作循环运行，并且被设置成可在大体相同的时间中心闭合，来控制所述交流线路电流的波形。

6.如权利要求1所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器包括一个升压电容器和多个升压开关，所述升压开关可由所述功率因数校正控制器开关，来给所述升压电容器充电到所述直流增加电压。

7.如权利要求1所述的功率因数校正电源，其中所述输出级功率变换器包括一个固定频率开关模式功率变换器和一个变压器，所述固定频率开关模式功率变换器设置成给直流干线提供直流输出电压，所述变压器具有电隔离，将所述反向电流变换器的开关噪声减到最小。

8.如权利要求1所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器包括第一升压电容器和第二升压电容器，在中心点耦合，其中所述中心点设置成与所述电源的公用耦合，并且所述第一和第二升压电容器的每个可被充电到所述直流增加电压。

9.一种功率因数校正电源，包括：

一个功率因数校正控制器；

一个与所述功率因数校正控制器耦合的反向电流变换器，其中所述反向电流变换器设置成接收未整流的交流输入电压并供给直流增加电压；和

一个与所述反向电流变换器耦合的输出级功率变换器，被设置成接收直流增加电压并供给直流输出电压，

其中所述功率因数校正控制器设置有前馈控制，引导所述反向电流变换器，作为随所述直流增加电压而变的。

10.如权利要求9所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器包括一个半桥变换器，所述半桥变换器包括第一升压电容器和第二升压电容器经中心点耦合，其中所述中心点设置成与电源的公用线耦合。

11.如权利要求9所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器包括第一升压开关和一个第二升压开关，所述第一和第二升压开关可仅用一个双边自然脉宽调制三角波开关，所述三角波可由所述功率因数校正控制器用前馈控制换算。

12.如权利要求9所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器设置成以交错运行，所述反向电流变换器可由所述功率因数校正控制器引导以交错运行，来形成一个脉宽调制电压，它具有的平均波形与所述未整流的交流输入电压的正弦波形大体一致。

13.如权利要求9所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器包括多个并联耦合的反向电流变换器，来供给所述直流增加电压。

14.如权利要求9所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器包括多个反向电流变换器，耦合形成一个全桥变换器。

15.如权利要求14所述的功率因数校正电源，其中所述全桥变换器可以四交错运行。

16.如权利要求9所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器包括多个反向电流变换器，耦合形成多个全桥变换器，其中所述全桥变换器串联耦合。

17.如权利要求9所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器包括多个反向电流变换器，所述反向电流变换器的每个设置成与三相电源中的一相耦合。

18.如权利要求9所述的功率因数校正电源，其中所述功率因数校正控制器进一步设置成引导所述反向电流变换器，作为随所述直流输出电压和整流交流输入电流中的至少一个而变的。

19.一种功率因数校正电源，包括：

一个反向电流变换器，设置成接收交流输入电压和交流输入电流并供给直流增加电压，

其中所述反向电流变换器包括第一升压开关和第二升压开关，具有工作循环，所述第一和第二升压开关在所述工作循环中可同时闭合；和

用于控制与所述反向电流变换器耦合的功率因数的装置，其中用于控制功率因数的所述装置设置成控制所述第一和第二升压开关的工作循环，来调节所述交流输入电流的波形，改进功率因数。

20.如权利要求19所述的功率因数校正电源，进一步包括将所述直流增加电压转换为期望的直流输出电压的装置。

21.如权利要求20所述的功率因数校正电源，其中用于控制功率因数的所述装置设置成调节所述的期望直流输出电压，为随所述直流增加电压而变的。

22.如权利要求20所述的功率因数校正电源，其中用于控制功率因数的所述装置设置成调节所述的期望直流输出电压，为随所述直流增加电压和所述的期望直流输出电压而变的。

23.如权利要求20所述的功率因数校正电源，其中用于控制功率因数的所述装置设置成调节所述的期望直流输出电压，为随所述直流增加电压、所述的期望直流输出电压和所述交流输入电流而变的。

24.如权利要求20所述的功率因数校正电源，其中用于转换所述直流增加电压的所述装置设置成将所述的期望直流输出电压与所述反向电流变换器电隔离。

25.如权利要求19所述的功率因数校正电源，其中用于控制功率因数的所述装置设置有前馈控制，控制所述工作循环为随所述交流输入电压量而变的。

26.一种功率因数校正电源，包括：

一个输入级功率变换器，包括一个与功率因数校正控制器耦合的反向电流变换器，

其中所述反向电流变换器包括一个升压电容器，一个升压电感和一对可以工作循环运行的升压开关，所述升压开关对设置成在所述工作循环的一部分中同时闭合，来磁化所述升压电感，

所述升压开关对设置成各在所述工作循环的一部分中断开，将所述升压电容器充电到第一直流电压，

其中所述升压开关对的交错开关可由所述功率因数校正控制器控制，调节所述第一直流电压并控制可供给所述输入级功率变换器的交流输入电流的波形；和

一个与所述输入级功率变换器耦合的输出级功率变换器，其中所述输出级功率变换器设置成将所述第一直流电压转换为与所述第一直流电压隔离的第二直流电压。

27.如权利要求26所述的功率因数校正电源，其中所述输入级功率变换器设置成在所述功率因数校正控制器的引导下消耗电源的功率和给所述电源提供功率。

28.如权利要求26所述的功率因数校正电源，其中所述升压开关对可由所述功率因数校正控制器控制，来形成一个脉宽调制电压，所述脉宽调制电压具有平均振幅与交流输入电压波形的振幅大体类似的正弦波形，来改进功率因数。

29.如权利要求26所述的功率因数校正电源，其中所述输出级功率变换器包括一个串联谐振开关模式变换器。

30.如权利要求29所述的功率因数校正电源，其中所述输出级功率变换器设置成在断续电流模式以固定频率运行。

31.如权利要求26所述的功率因数校正电源，其中所述输出级功率变换器包括一个全桥开关模式变换器。

32.如权利要求26所述的功率因数校正电源，其中所述输出级功率变换器包括一个半桥开关模式变换器。

33.如权利要求26所述的功率因数校正电源，进一步包括一个与所述输入级功率变换器耦合的软起动电路，其中所述软起动电路包括多个开关和一个电阻，可选择性地限制供给所述输入级功率变换器的交流输入电流。

34.如权利要求26所述的功率因数校正电源，进一步包括一个与所述输入级功率变换器耦合的线路滤波器，将电磁干扰减到最小。

35.一种功率因数校正电源，包括：

一个功率因数校正控制器；和

一个与所述功率因数校正控制器耦合的反向电流变换器，

其中所述反向电流变换器包括一个输入和一个输出，

所述反向电流变换器可由所述功率因数校正控制器控制为随在所述输出供给的直流增加电压而变的，来调节所述直流增加电压的量，

所述反向电流变换器还可由所述功率因数校正控制器控制，控制可由电源供给所述输入的交流输入电流的波形。

36.如权利要求35所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器包括一个升压电容器，所述升压电容器可充电到所述直流增加电压。

37.如权利要求36所述的功率因数校正电源，其中所述升压电容器是多个升压电容器，所述升压电容器中的每个可充电到所述直流增加电压。

38.如权利要求35所述的功率因数校正电源，进一步包括一个与所述功率因数校正控制器耦合的电流检测装置，所述电流检测装置设置成检测所述交流输入电流，所述功率因数校正控制器设置成调节所述直流增加电压和控制所述交流输入电流的波形，为随所述直流增加电压和所述功率因数校正控制器检测的所述交流输入电流而变的。

39.如权利要求35所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器包括一对升压开关，所述升压开关对具有工作循环可由所述功率因数校正控制器控制来调节所述直流增加电压和控制所述交流输入电流的波形。

40.如权利要求39所述的功率因数校正电源，其中所述升压开关对设置成在每个工作循环一些部分中同时闭合。

41.如权利要求39所述的功率因数校正电源，其中所述升压开关对的工作循环可由所述功率因数校正控制器控制到大体为单位数。

42.如权利要求39所述的功率因数校正电源，其中所述功率因数校正控制器设置成将调制波形换算成与所述直流增加电压成比例，其中所述升压开关对可由所述功率因数校正控制器用所述调制波形开关。

43.如权利要求38所述的功率因数校正电源，其中所述功率因数校正控制器设置成用输出电压反馈回路控制所述直流增加电压，为随由所述功率因数校正控制器检测的所述交流输入电流而变的。

44.如权利要求35所述的功率因数校正电源，其中所述功率因数校正控制器包括一个输入电压前馈控制回路，一个输出电压反馈控制回路和一个电压控制内回路，其中所述直流增加电压作为前馈控制信号供给所述电压控制内回路。

45.如权利要求35所述的功率因数校正电源，其中所述反向电流变换器的输出设置成与输出级功率变换器耦合，所述输出级功率变换器包括一个开关模式变换器和一个变压器，提供隔离和在所述反向电流变换器的输出提供的所述直流增加电压的电压转换。

46.一种用功率因数校正电源进行功率因数校正的方法，所述方法包括：

提供具有交流输入电压和交流输入电流的交流电源；

用一个由功率因数校正控制器控制的反向电流变换器将所述交流输入电压转换为第一直流电压；

用一个输出级功率变换器将所述第一直流电压转换为第二直流电压；

将所述第二直流电压供给电力干线来供给负载。

47.如权利要求46所述的方法，其中将所述交流输入电压转换为第一直流电压包括将所述第二直流电压调节到一个期望量为随所述第一直流电压而变的。

48.如权利要求46所述的方法，其中所述反向电流变换器包括多个升压电感和多个升压电容器，和将所述交流输入电压转换为所述第一直流电压的工作包括：

用所述交流电源和一个第一升压电容器磁化所述升压电感中的一个；和

对所述升压电感中的一个去磁，来给第二升压电容器充电。

49.如权利要求46所述的方法，其中将所述交流输入电压转换为所述第一直流电压包括开关所述反向电流变换器中包括的第一升压开关和第二升压开关，在大体上相同的时间中心闭合，对也包括在所述反向电流变换器中的第一升压电感和第二升压电感顺序磁化和去磁。

50.如权利要求46所述的方法，其中将所述交流输入电压转换为所述第一直流电压包括用所述反向电流变换器生成一个脉宽调制电压，来给在所述反向电流变换器中包括的一个升压电容器充电到所述第一直流电压。

51.如权利要求50所述的方法，其中生成所述脉宽调制电压包括调节所述脉宽调制电压的相对量小于所述交流输入电压的相对量来给所述电力干线提供功率。

52.如权利要求50所述的方法，其中生成所述脉宽调制电压包括调节所述脉宽调制电压正弦波形的平均振幅与所述交流输入电压波形的振幅大体类似来改进功率因数。

53.一种用功率因数校正电源进行功率因数校正的方法，所述方法包括：

提供具有交流输入电压和交流输入电流的交流电源；

用一个由功率因数校正控制器控制的反向电流变换器将所述交流输入电压转换为一个直流电压；

减小从所述交流输入电压由所述反向电流变换器生成的脉宽调制电压的量来增加流入所述反向电流变换器的交流输入电流；和

增加所述脉宽调制电压的量来减小流入所述反向电流变换器的交流输入电流。

54.如权利要求53所述的方法，其中减小和增加所述脉宽调制电压的量包括用所述功率因数校正控制器调节所述直流电压，为随所述直流电压而变的。

55.如权利要求53所述的方法，其中减小和增加所述脉宽调制电压的量包括在静态条件下用所述脉宽调制电压跟踪所述交流输入电压。

56.如权利要求53所述的方法，其中减小和增加所述脉宽调制电压的量包括用所述功率因数校正控制器将一个调制三角波形换算成与所述直流电压成比例。

57.如权利要求53所述的方法，其中减小和增加所述脉宽调制电压的量包括用所述直流电压进行所述直流电压的前馈控制，和用所述交流输入电流进行所述直流电压的反馈控制。

58.如权利要求53所述的方法，进一步包括保持所述脉宽调制电压的平均振幅与所述交流输入电压的振幅大体相同。

59.如权利要求53所述的方法，其中所述反向电流变换器包括第一升压开关和第二升压开关，和减小所述脉宽调制电压的量包括减小所述第一升压开关工作循环的接通时间部分和增加所述第二升压开关工作循环的接通时间部分，其中所述第一和第二升压开关在每个工作循环部分中同时闭合。

60.如权利要求59所述的方法，其中增加所述脉宽调制电压的量包括增加所述第一升压开关的工作循环和减小所述第二升压开关的工作循环。