CN1783715A - 一种改进的用于全数字功率因数校正的正弦脉宽调制方法 - Google Patents

Abstract

一种转换器控制器，包括一反馈单元，接收来自输出级的反馈电压，并且根据一个参考电压和这个反馈电压的差值产生电流指令信号。该控制器还包括一个占空比调制器，可利用这个电流指令信号和一个参考表产生修正占空比。控制器还包括一个产生周期信号的计数器，以及一个比较器，其接收修正占空比和该周期信号。比较器可根据周期信号和修正占空比之间的差值产生可变占空比输出电流。

Description

一种改进的用于全数字 功率因数校正的正弦脉宽调制方法

发明领域

本发明一般涉及转换器控制器，尤其涉及具有可调整占空比的数字转换器控制器。

发明背景

功率因数控制方法已经应用于各种电源中。某些通用方法采用一个具有间断传导模式(DCM)的模拟控制器，比如仙童(Fairchild)半导体公司生产的FAN7527B和FAN4812集成电路。近年来，有很多可行的关于转换器功率因数控制的数字方法研究。一种需求是：数字控制器的控制速度应当具有能比得上模拟控制器的性能。因为数字信号处理器(DSPs)具有很快的计算速度，所以它们可以用作数字控制器。然而，价格因素对DSPs的应用是不利的。

一种简单的数字PFC方法是固定开关频率并调整占空比以控制输出电压。通过使用一种低速低价数字控制器就可以轻易实现这种方法。然而，在这些转换器的输出中，一般会出现不利的三次谐波成份，大约占输入信号的8-10％。通过采用一种具有高截止频率的EMI滤波器，很难消除这种三次谐波成份，因为它的频率接近基波频率。另外，满载状态下的三次谐波成份几乎与轻载或空载状态下相同。减少或消除这种三次谐波成份可以部分完成降低PFC控制器中的总谐波失真(THD)。

概述

简单概括来说，根据本发明的实施方式，一种转换器控制器包括一反馈电路，接收输出级的反馈电压，并且根据一参考电压和该反馈电压的差值产生电流指令信号。该控制器还包括一占空比调制器，与反馈电路耦合以接收这个电流指令信号，并配置成可利用该电流指令信号和一参考表产生修正占空比。控制器还包括一计数器，配置成可产生周期信号，以及一比较器，与占空比调制器耦合以接收该修正占空比，并与计数器耦合以接收周期信号。比较器配置成可根据周期信号和修正占空比之间的差值产生可变占空比输出电流。

本发明的其它实施方式包括控制转换器的方法。该方法包括利用反馈电路接收输出级发出的反馈电压，并利用该反馈电路根据参考电压和反馈电压之间的差值产生电流指令信号。该方法还包括根据电流指令信号和参考表利用一个占空比调制器来调制占空比，利用计数器产生一个周期信号，并根据修正占空比和周期信号之间的差值利用比较器产生一个可变占空比输出信号。

附图说明

为了更清楚的理解本发明和更详细的特征及优点，下文的说明将参考下列附图。

图1是根据本发明一个实施方式的转换器结构图。

图2A-C是根据本发明实施方式制成的各种转换器实施例。

图3是具有固定占空比的转换器电压和线电流。

图4是转换器线电流的具体波形。

图5A和5B分别是转换器的时序图和具有固定占空比的三次谐波成份。

图6是根据本发明实施方式的具有修正占空比的转换器电压和线电流。

图7是更详细的占空比调制。

图8A-C是本发明实施方式的各种信号波形。

图9A和9B分别是本发明实施方式中的简要时序图和三次谐波成份。

详细说明

下面参照图1-9描述根据本发明实施例制成的转换器控制器，该转换器控制器具有改良的功率因数转换。

图1说明的是用于控制转换器1工作的转换器控制器100的实施方式。转换器控制器100包括一个反馈电路110，该反馈电路110从输出120的电阻分压器124接收一个反馈电压Vfb。反馈电路110产生一个对应于数字比例积分(PI)控制器119输出的电流指令信号。数字PI控制器119的输出大小基于参考电压V^*和反馈电压Vfb的电压差。

转换器控制器100以数字方式控制转换器1的功率因数转换。相应地，反馈电路110通过一个模数转换器113从输出级120接收一个反馈电压Vfb。

转换器控制器100的一种实施方式是仙童半导体公司生产的微控制器FMS7401。微控制器FMS7401管脚(管脚3：AIN2/G2)上包含一个模数转换器113。因此，在这种实施方式中，反馈电压Vfb耦合到管脚(3：AIN2/G2)。

模数转换器113将反馈电压Vfb转换成数字反馈电压Vdfb，并将Vdfb耦合到反馈电路110。在一些实施方式中，反馈电路110被称为一个软件块。

转换器控制器100还包括一个反馈比较器116，其接收参考电压V^*和数字反馈电压Vdfb。这个反馈比较器116产生一个数字控制信号，该信号对应于参考电压V^*和数字反馈电压Vdfb之间的电压差。

反馈比较器116的数字控制信号被耦合到一个数字比例积分转换器119。数字PI控制器119产生一个中间电流指令信号i_i ^*。中间电流指令信号i_i ^*的一个作用就是保持输出的直流电压近似一个恒定的值，即使在相应的输出电流由于电负载改变而产生变化的时候。

在一些实施方式中，反馈电路110也包括一个前馈控制块118。前馈控制块118接收一个输入参考电压V_i ^*，例如可以是参考电压V^*。前馈控制块118还接收一个数字前馈输入信号Vdff，Vdff对应直流输入电压，该直流输入电压经过R4、R5和C4滤波，进而通过一个前馈模数转换器121提供一个平均值。前馈控制块118产生一个前馈信号i_ff，i_ff对应前馈控制块118的输出，进而在交流输入电压变化时提供一个快速输出电压补偿。

在具有前馈电路的实施方式中，前馈电路118和数字比例-积分器119的信号在一个合成器126中合二为一。合成器126接收中间电流指令信号i_i ^*和前馈信号i_ff，并且根据前馈信号i_ff修正中间电流指令信号i_i ^*产生一电流指令信号i^*。

产生的电流指令信号i^*从前馈电路110耦合到一个占空比调制器130中。占空比调制器130根据参考表调制电流指令信号i^*。在这些实施方式中，参考表被预先编程到一个只读存储器(ROM)中。通过一个周期性调制信号进行调制。在一些实施方式中，周期性的调制信号是正弦波。周期调制信号的存储或者预编程消除了检测正弦输入电压Vin的必要。可以随着一个输入电压信号进行同步调制。被调制的电流指令信号转变成一个修正的占空比D^*(k)。这种调制技术的细节将在下面详细介绍。

转换器控制器100还包括一个计数器140。例如，计数器可以是一个独立运行的计数器，该计数器产生一个周期信号。在一些实施方式中，周期信号是锯齿波信号。

转换器控制器100包括一个比较器150。比较器150与占空比调制器130耦合，并接收调制的占空比D^*(k)。比较器150还与计数器140耦合，并接收一个周期信号。比较器150的一个作用是产生一个可变的占空比输出信号，该信号对应周期信号与被调制的占空比D^*(k)的差值。当它们之间的差值为正时，比较器150的输出为“高”，当差值为负时，输出为“低”。在各种实施方式中，比较器150进行数字式操作。

在一些实施方式中，比较器150将可变的占空比输出信号输送到栅极驱动器160。栅极驱动器160的作用是为功率器件提供一个栅极驱动信号。当比较器150输出为“高”时，栅极驱动信号使相应的功率器件导通，当比较器150输出为“低”时，使相应的功率器件关闭。

在实施方式中，在转换器控制器100仙童半导体公司生产的微处理器FMS7401时，栅极驱动器160在管脚(4：AIN3/G1)输出栅极驱动信号。在一些实施方式中，栅极控制器是仙童半导体公司生产的FAN53418。

转换器控制器100可以是转换器1的一部分。转换器1包括一个直流环节5。对交流电源11被整流后向直流环节5提供电能。

直流环节5与转换器控制器100耦合，在管脚8上提供一个工作电压Vcc。直流环节5到转换器控制器100之间的工作电压耦合可以包括一个电阻R2，一个与R2相连的电容C1以及一个与电容C1并联的稳压二极管D3。

在包含一个前馈电路118的实施方式中，直流环节5与前馈电路118耦合，提供一个前馈信号。直流环节5到前馈电路118的前馈耦合包括一个电阻R4、与电阻R4连接的电容C4以及与电容C4并联的电阻R5。电阻R4和电容C4形成一个低通滤波器，来提取Vin的平均值。在实施方式中，在转换器控制器100是仙童半导体公司生产的微处理器FMS7401时，直流环节5与前馈电路118在管脚(1：AIN0/G4)处相连。

直流环节5与占空比调制器130通过一个同步耦合相连，为将电流指令信号i^*调制成修正的占空比D^*(k)提供一个同步信号。同步耦合可包含一个电阻R1和一个二极管D1，二极管D1接地。当Vin过零时，这些同步连接进行检测，因此通过一复位操作，随着输入电压信号这些同步耦合可以用于同步占空比调制器130。即使当Vin因更高次谐波而失真时，这样的实施方式也可以保持它们的输出是正弦输出电压。在实施方式中，在转换器控制器100是仙童半导体公司生产的FMS7401时，直流环节5与占空比调制器130在管脚(7：T1HS2/G5)相连。

转换器1还包括功率器件170。功率器件170可以是一个MOS-FET，一个双极结晶体管或者一个绝缘栅双极晶体管(IGBT)。功率器件170可以基于n型的传导。在一些实施方式中，功率器件170是输出级120的一部分。功率器件170的功能是即使在负载电流变化时，仍然控制交流输入线电流为基本是正弦波并且调整输出级120的输出电压。

在一些具有提升拓扑的实施方式中，输出级120包括一个提升电感Lb，电感Lb的第一个接线端与直流环节5相连。电感Lb的第二个接线端与提升二极管Db的正极相连，也与功率器件170的漏极相连。二极管Db的阴极与第一输出端子(+)Vo相连。输出级120还包括一个电容C3，这个电容C3连接在第一输出端子(+)Vo和第二输出端子(-)Vo之间。与电容C3并联的是一个电阻分压器/桥124，电阻分压器/桥124包括电阻R7和R8。通过对输出级120的输出电压Vo分档，将电阻分压器/桥124的中点配置成产生反馈电压Vfb。

图2A-2C给出了图1实施方式的各种修改。

图2A包括一个自举(self-standing)的栅极驱动器U2。转换器100的管脚4输出可变的占空比输出信号，而代替直接驱动功率器件170的栅极。这个信号还被栅极驱动器U2控制。栅极驱动器U2的工作电压由附加的电路提供，该附加电路包括电阻R3、电容C2和稳压管D4组成，电容C2与稳压管D4并联。例如，栅极驱动器U2可以是仙童半导体公司的集成电路FAN53418。

图2B给出的是另一种实施方式，在转换器控制器100中集成了一个调压器，这样，转换器控制器100和栅极驱动器U2的工作电压通过同样的工作电压耦合提供，该工作电压耦合包括电容C1、电阻R2和二极管D3。

图2C给出一种实施方式，在这个实施方式中，在转换器控制器100中集成了一个栅极驱动器，这个栅极驱动器作为栅极驱动器160。

接着，描述转换器控制器100的工作原理。如上所述，转换器控制器100的一个功能是减少输入线电流中的更高次谐波，特别是三次谐波。

开始，我们先考虑一个具有谐波的交流输入电压：

$v_{\mathrm{ac}}\left(t\right)=\sqrt{2}{V}_{\mathrm{rms}}\sin \mathrm{\ωt},$ 其中 $\mathrm{\ω}=2\mathrm{\πf}=\frac{2\mathrm{\π}}{T},---\left(1\right)$

经整流得到的带有纹波的直流电压如下式所示：

$v_{\mathrm{dc}}=\left|v_{\mathrm{ac}}\left(t\right)\right|=\left|\sqrt{2}{V}_{\mathrm{rms}}\sin \mathrm{\ωt}\right|.---\left(2\right)$

在本发明的实施方式中，使用一个数字控制系统，在该数字控制系统中，功率器件170根据负载的需要进行开通关断。这个控制系统有时被称为开关模式电源(SMPS)系统。

图3给出的是对等式(2)中的整流电压V_dc进行取样并将其转换成数字信号后产生的正弦电流。在一些实施方式中，输入电压或者线电压的频率大约为50Hz或者60Hz，在一个周期中，对输入电压以10-10000的频率进行采样。通常，在半个周期中具有n个脉冲的脉冲串中，采样时间t_s的公式如下：

$t_s=\frac{1}{2f(N+1)},---\left(3\right)$

这里，f表示前面提到的线频率。通过对在第k个取样时间的整流电压、V_dc取样，产生了数字化DC电压V_a(k)。

$V_a\left(k\right)=\left|V_{\mathrm{pk}}\right|\sin \left(\frac{\mathrm{\πk}}{N+1}\right).---\left(4\right)$

输出级120的提升电感Lb两端的电压降V_L(k)由

v_L(k)＝V_o-V_a(k)，                                    (5)得出。

这里，V_o为上面提到的输出DC电压。导通时间t_on，即功率器件导通的时间，与总取样时间t_s的比定义为占空比D

$D=\frac{t_{\mathrm{on}}}{t_s}\⇒t_{\mathrm{on}}=t_{s}D.---\left(6\right)$

通过采用上述关系式，第k个取样时间的关断时间t_off可以写为

$i_L\left(k\right)=\frac{t_{\mathrm{on}}}{L}{v}_L\left(k\right)\→t_{\mathrm{off}}\left(k\right)=L\frac{i_L\left(k\right)}{v_L\left(k\right)}=L\frac{i_L\left(k\right)}{V_o-V_a\left(k\right)}---\left(7\right)$

图3示出了在AC输入端子处出现的线电流I_a(k，t)和输出电流I_o(t)的各种情况，其中线电流具有标记为I_a(k)的峰值。在现有的转换器中，比较器150根据固定占空比与周期信号的差值为正还是为负来输出“高”或“低”的信号。该输出信号控制功率器件170的栅极，得出如图所示的线电流。在取样时间t_s内，线电流I_a(k，t)持续一个时间段t_on升高，功率器件170则导通。线电流I_a(k，t)持续一个时间段t_off降低，功率器件170则关断。最后，在线电流将过零时，提升二极管Db获得负偏置，线电流在电流中断时间t_dc内基本保持为零。这三个时间段组成了取样时间t_s。因此

t_dc(k)＝t_s-t_on-t_off(k)，                           (8)

由于导体的电压与电流的时间导数成比例，第k个取样期间里较好的峰电流I_a(k)的近似值可以写成

$I_a\left(k\right)=\frac{V_a\left(k\right)}{L}{t}_{\mathrm{on}}.---\left(9\right)$

图4示出了如果第k个取样时间段的开始时间、中间时间、结束时间的情况分别用s(k)、c(k)和e(k)表示，则线电流I_a(k，t)的上升和下降斜率A(k)、B(k)定义为：

$A\left(k\right)=\frac{I_a\left(k\right)}{c\left(k\right)-s\left(k\right)}$ 和 $B\left(k\right)=\frac{I_a\left(k\right)}{e\left(k\right)-c\left(k\right)}---\left(10\right)$

傅立叶分解中的全部线电流I_a(t)(等于用指数k表示的取样期间内的线电流I_a(k，t)的和)可以借助于如下的傅立叶系数a_n和b_n表示

$i_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{a_0}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_n\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right),---\left(11\right)$

$a_n=\frac{2}{T}{\∫}_{-T/2}^{T/2}f\left(t\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\π}}{T}\mathrm{nt}\right)\mathrm{dt}$ 和 $b_n=\frac{2}{T}{\∫}_{-T/2}^{T/2}f\left(t\right)\sin \left(\frac{2\mathrm{\π}}{T}\mathrm{nt}\right)\mathrm{dt}.---\left(12\right)$

a₀＝0是因为线电流没有直流分量。等式(12)中的傅立叶系数a_n和b_n可以通过直接应用等式(10)中引入的斜率来确定。在第k个取样期间有

$a_{k,n}=\frac{2}{T}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left[\begin{array}{c}{\∫}_{c\left(k\right)}^{c\left(k\right)}A\left(k\right)(t-s\left(k\right))\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{dt}\\ +{\∫}_{c\left(k\right)}^{c\left(k\right)}[I_a\left(k\right)-B\left(k\right)(t-c\left(k\right))]\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{dt}\\ -{\∫}_{c\left(k\right)+T/2}^{c\left(k\right)+T/2}A\left(k\right)(t-s\left(k\right)-\frac{T}{2})\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{dt}\\ +{\∫}_{c\left(k\right)+T/2}^{c\left(k\right)+T/2}(-I_a\left(k\right)+B\left(k\right)(t-c\left(k\right)-\frac{T}{2}))\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{dt}\end{array}\right],---\left(13\right)$

$b_{k,n}=\frac{2}{T}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left[\begin{array}{c}{\∫}_{c\left(k\right)}^{c\left(k\right)}A\left(k\right)(t-s\left(k\right))\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{dt}\\ +{\∫}_{c\left(k\right)}^{c\left(k\right)}[I_a\left(k\right)-B\left(k\right)(t-c\left(k\right))]\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{dt}\\ -{\∫}_{c\left(k\right)+T/2}^{c\left(k\right)+T/2}A\left(k\right)(t-s\left(k\right)-\frac{T}{2})\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{dt}\\ +{\∫}_{c\left(k\right)+T/2}^{c\left(k\right)+T/2}(-I_a\left(k\right)+B\left(k\right)(t-c\left(k\right)-\frac{T}{2}))\sin \left(\mathrm{n\ωt}\right)\mathrm{dt}\end{array}\right].---\left(14\right)$

当AC输入电压低的时候，提升电感Lb两端的电压降变高。相应地，导体放电时问t_off变短。相反，在AC输入电压为高的时候，提升电感Lb两端的电压降变低，使t_off变低，如图3所示。

所有线电流i_in(t)耦合到输入级的低通滤波器。这个输入级低通滤波器提取i_in(t)的基波傅立叶分量。利用一个低通滤波器(或者EMI)来消除三次谐波分量是相对较难的，这个低通滤波器可以提取基波频率分量并抑制i_in(t)的其它全部更高频分量。相反，本发明的实施方式可以有效的减少三次谐波分量。因此，通过使用一个普通价廉的EMI滤波器就可以轻易地从i_in(t)中提取出基频。

图3示出了现有设计中想得到的线电流偏离实际所需的线电流。特别是，当中断时间t_dc(k)同取样时间t_s相比大很多的时候，想得到的线电流高于所需的线电流。正如前面所讨论的，在AC信号为低值时会出现这种情况。相比于想得到的线电流，实际所需的线电流的低值可以产生相当大的三次谐波分量，造成初始纯谐波波形失真。

在附图5A-5B中概述了现有转换器的运行。

图5A示出了固定占空比转换器中导通时间t_on在整个输入电压周期中是不变的。关断时间t_off(k)和相应的中断时间t_dc(k)仍依赖于取样指数k，因为电感的动态特性依赖于线电流的峰值I_a(k)。

图5B示出了固定占空比转换器中的线电流具有相当大的中断时间，可使基波电波三次谐波失真。

本发明的实施方式通过调整转换器1的占空比来减少了这种三次谐波分量，使中断时间t_dc(k)减短或取消。

图6示出了根据本发明实施方式的线电流I_a(k，t)。在这个实施方式中，导通时间t_on(k)从取样周期变为如图所示的取样周期。换句话说t_on(k)现在依赖于取样指数k。对导通时间t_on(k)长度进行调整，这样中断时间t_dc(k)相比于固定占空比转换器会减短，或在某些实施方式中可以基本上消除了，如图6所示。

图7示出了占空比的修正。占空比D^*(k)在输入级周期T的期间内，根据周期调制信号进行修正。在某些实施方式中，在k^th取样周期内调制后的占空比D^*(k)取值为

$D^{*}\left(k\right)=i^{*}[1-M_d\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{N+1}k\right)],---\left(15\right)$

这里，M_d为修正指数，i^*为电流指令信号，如上面的图所示的。修正占空比D^*(k)耦合到数字比较器150，这里它的值与计数器140的周期锯齿信号作比较，在下面的图示出。

实施方式可以采用低速控制器电路，这个电路包含一个ROM，并将周期调制信号写入这个ROM。ROM的访问时间利用软件表示为一个更新时间，可以比硬件数字脉宽调制(PWM)信号周期慢。在实施方式中，这里的输入电压的频率f较低，例如为50～60[Hz]，ROM访问时间不需很快。对大约为10～15微秒周期的数字PWM来说，ROM访问时间可以大约为几毫秒。

图8A-8C示出了一些实施方式的各种时序图。

图8B示出了修正占空比和锯齿周期信号重叠，它们被全部耦合到比较器150中。

图8C示出了比较器150的输出信号。当修正占空比D^*(k)大于周期锯齿信号时，则比较器150的输出栅极信号为“高”。如前所述，比较器150的输出信号给功率期间170起栅极信号的作用。正如所示的，栅极信号的导通时间t_on从取样周期变为输入电压期间内的取样周期。

图8A示出了得到的峰线电流I_a(k)。在示出的实施方式中，中断时间t_dc(k)基本上进行了修正。

图9A-9B总结了一些实施方式的操作。

与图5A对比，图9A显示的是t_on(k)依照采样指数k而定。

图9B示出的是对中断时间t_dc(k)进行改良的实施方式。相应地，在电流中基本上无法分辩出基波电流，其中包含了产生的三次谐波成份。特别，如图3和图5B所示，以0-30度相角间隔的线电流值比具有固定占空比的转换器中的线电流大。

因为在其它的实施方式中描述的转换器控制器采用了数字控制装置，可以具有额外的高智能特点，例如最低的备用功率损耗，低的总谐波失真和空载到全载情况下的高功率因数校正。

尽管已经详细描述本发明和它的优点，但是应该理解，不偏离由所附权利要求限定的本发明精神和范围的各种改变、替代和修改都是可以的。这就是说，本申请所包括的讨论旨在于进行基本的说明。应该理解的是，具体的讨论没有明确描述全部可能的实施方式；许多变形都是允许的。讨论也不能充分解释本发明的一般特性，也不能明确给出每个特征和元件实际上是如何代表更广泛的功能或者用多种代替元件或等价元件代表。还有，公开的内容中包括未言明的内容。是以器件为核心对本发明进行了描述，设备的每个元件没有清晰地执行功能。描述或者术语不能限制权利要求的保护范围。

Claims (41)

1、一种转换器控制器，包括：

反馈电路，配置成接收来自输出级的反馈电压并根据一参考电压与反馈电压的差值产生电流指令信号；

占空比调制器，与反馈电路耦合以接收该电流指令信号，配置成利用电流指令信号和一参考表来产生修正的占空比；

计数器，配置成产生周期信号；

比较器，与占空比调制器耦合以接收该修正占空比，并与该计数器耦合以接收该周期信号，该比较器配置成根据周期信号和修正占空比之间的差值产生可变占空比输出电流。

2、根据权利要求1的转换器控制器，其中该转换器控制器以数字方式对功率因数转换进行控制。

3、根据权利要求1的转换器控制器，该转换器控制器包括：

反馈模数转换器，配置成接收来自输出级的反馈电压并将该反馈电压转换成一个数字反馈电压。

4、根据权利要求3的转换器控制器，该反馈电路包括：

反馈比较器，配置成接收该参考电压和数字反馈电压，并根据该参考电压和数字反馈电压的差值产生一个数字控制信号。

5、根据权利要求4的转换器控制器，该反馈电路包括：

一个数字比例积分转换器，配置成接收该反馈比较器的数字控制信号并产生一个中间电流指令信号。

6、根据权利要求1的转换器控制器，该反馈电路还包括：

前馈电路，配置成接收一个输入参考电压和一个对应于输入电压的输入信号，并根据输入参考电压和输入信号的差值产生一个前馈信号。

7、根据权利要求6的转换器控制器，该反馈电路还包括：

合成器，配置成接收中间电流指令信号和前馈信号，并通过根据该前馈信号修正中间电流指令信号而产生电流指令信号。

8、根据权利要求7的转换器控制器，其中该占空比调制器配置成接收来自该合成器的电流指令信号。

9、根据权利要求8的转换器控制器，其中该可变占空比输出电流包括升和降电流以及一个电流中断时间，升和降电流持续取样周期的一部分，该电流中断时间持续该取样周期的另一部分。

10、根据权利要求9的转换器控制器，其中该占空比调制器对占空比进行调制，以相比于对应的固定占空比输出电流，减少可变占空比输出电流的中断时间。

11、根据权利要求9的转换器控制器，其中该占空比调制器对占空比信号进行调制以基本上消除该可变占空比输出电流的中断时间。

12、根据权利要求1的转换器控制器，其中该占空比调制器对占空比进行调制，以相比于对应的固定占空比输出电流，减少可变占空比输出电流的三次谐波傅立叶分量。

13、根据权利要求12的转换器控制器，其中该占空比调制器对占空比进行调制以减少可变占空比输出电流的全波失真。

14、根据权利要求1的转换器控制器，其中该参考表预先写入一个只读存储器。

15、根据权利要求14的转换器控制器，其中一个周期调节信号储存在该参考表中。

16、根据权利要求15的转换器控制器，其中利用该周期调制信号以根据下式产生修正的占空比，其中利用电流指令信号i^*和一个参考表：

$D^{*}\left(k\right)=i^{*}[1-M_d\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{N+1}k\right)],$

k为一个输入电压周期内的一个取样周期指数，N为该输入电压周期内的取样周期数，M_d为修正指数，D^*(k)为修正占空比。

17、根据权利要求16的转换器控制器，其中该计数器的周期信号大体为锯齿信号。

18、根据权利要求17的转换器控制器，其中该比较器配置成接收该计数器的周期信号和占空比调制器的修正占空比，并根据该周期信号和修正占空比之间差值产生输出信号。

19、根据权利要求18的转换器控制器，其中在修正占空比大于周期信号时，比较器的输出信号为“高”，在修正占空比少于周期信号时，该输出信号为“低”。

20、根据权利要求1的转换器控制器，其中该转换器控制器与一个直流环节耦合。

21、根据权利要求20的转换器控制器，其中该直流环节由直流源和整流的交流源中的一个激励。

22、根据权利要求20的转换器控制器，其中该直流环节与转换器控制器耦合以提供一个工作电压。

23、根据权利要求20的转换器控制器，其中该直流环节与反馈电路中的一个前馈电路耦合，以提供一个前馈信号。

24、根据权利要求20的转换器控制器，其中该直流环节与占空比调制器耦合，以为修正占空比提供同步信号。

25、根据权利要求20的转换器控制器，还包括：

栅极驱动器，与比较器耦合以接收该可变占空比输出信号，配置成控制功率器件的栅极。

26、根据权利要求25的转换器控制器，其中该功率器件可工作在对输出级的输出电流进行控制的状态。

27、根据权利要求26的转换器控制器，其中该输出级还包括：

电感，其中该电感的第一端子与该直流环节耦合；

二极管，该二极管的阳极与电感的第二端子耦合，二极管的阴极与第一输出端子耦合；

电容器，耦合在第一输出端子和第二输出端子之间；

电阻分压器，耦合在第一和第二输出端子之间，配置成通过逐步降低输出级的输出电压来产生反馈电压。

28、根据权利要求27的转换器控制器，其中：

该功率器件与电感的第二端子耦合。

29、根据权利要求1的转换器控制器，其中该转换器控制器检测两个信号的交叉点，而无需对线电流进行全检测。

30、根据权利要求1的转换器控制器，其中该转换器控制器的运行速度可以比基于数字PFC控制器的普通DSP的运行速度低。

31、一种转换器，包括一个转换器控制器，其包括：

反馈电路，配置成接收来自输出级的反馈电压并根据参考电压与反馈电压的差值产生电流指令信号；

占空比调制器，与反馈电路耦合以接收该电流指令信号，配置成利用电流指令信号和一个参考表来产生修正占空比；

计数器，配置成产生周期信号；

比较器，与占空比调制器耦合以接收该修正占空比，并与该计数器耦合以接收该周期信号，该比较器配置成根据周期信号和修正占空比之间的差值产生可变占空比输出信号；

该控制器还包括：

直流环节，为该转换器控制器提供工作电压，为该反馈电路提供前馈信号，并为占空比调制器提供同步信号；和

输出级，包括：

电感，其中该电感的第一端子与该直流环节耦合；

二极管，该二极管的阳极与电感的第二端子耦合，二极管的阴极与第一输出端子耦合；

电容器，耦合在第一输出端子和第二输出端子之间；

电阻分压器，耦合在第一和第二输出端子之间，配置成通过逐步降低输出级的电压来产生反馈电压。

一个功率器件，通过接收栅极的可变占空比输出信号对其进行控制，该功率器件与电感的第二端子耦合。

32、一种控制转换器的方法，该方法包括：

利用一反馈电路从输出级中接收一个反馈电压；

根据参考电压和反馈电压的差值，利用该反馈电路产生一个电流指令信号，而无需检测整流输入电压和电感电流；

根据电流指令信号和参考表，利用一占空比调制器对占空比进行调制；

利用一计数器产生一个周期信号；和

根据修正占空比和周期信号之间的差值，利用一个比较器产生一个可变占空比输出信号。

33、根据权利要求32的方法，其中产生一个可变占空比输出信号包括：

在修正占空比大于周期信号时，输出一“高”信号；和

在该修正占空比低于该周期信号时，输出一“低”信号。

34、根据权利要求32的方法，该方法还包括：

对该占空比进行修正，以相比于对应的固定占空比输出信号，减少可变占空比输出电流的电流中断时间。

35、根据权利要求32的方法，该方法还包括：

对该占空比进行修正，以基本上消除该可变占空比输出电流的电流中断时间。

36、根据权利要求32的方法，该方法还包括：

对该占空比进行修正，以相比于对应的固定占空比输出电流，减少输出级电流的三次谐波傅立叶分量。

37、根据权利要求36的方法，该方法还包括：

对该占空比进行修正，以相比于固定占空比输出电流，减少输出级的输出电流的全波失真。

38、根据权利要求32的方法，该方法还包括：

将该参考表预先写入一只读存储器。

39、根据权利要求38的方法，该方法还包括：

将一个周期调制信号储存在该参考表中。

40、根据权利要求39的方法，该方法还包括：

根据下式，利用该周期调制信号来修正该占空比：

$D^{*}\left(k\right)=i^{*}[1-M_d\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{N+1}k\right)],$

k为一个输入电压周期内的一个取样周期指数，N为该输出电压周期内的取样周期总数，M_d为修正指数，D^*(k)为修正占空比。

41、根据权利要求32的方法，该方法还包括：

以数字方式对功率因数转换进行控制。

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