CN1742421A - 具有程控相位选择的多相降压变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种可为负载提供输出电压的降压变换器，输出电压根据期望电压由输入电压产生；该降压变换器包括一个输出电容器，输出电压由该输出电容器产生；一个使每个输出电感器耦合到输出电容器的多重性输出开关配置，该开关配置受控来为通过各自的输出电感器为输出电容器提供各个相位输出电流；一个分别与输出开关配置耦合的多重性相位输出配置，该相位输出配置受控来设定输出开关配置提供的各个相位输出电流，如果代表降压变换器输出电流的信号下降到低于各自程控阈值信号时，每个相位输出配置可操作关闭各自的输出开关配置；和一个配置用来控制相位输出配置、设定输出开关配置提供的各个相位输出电流，以便使输出电压大约等于期望电压的相位控制配置。

Description

具有程控相位选择的多相降压变换器

有关申请的交叉参照

本申请基于并要求于2003年1月28日提交的美国临时申请第60/443,10号，发明名称为“具有程控相位选择的多相变换器”的优先权，该申请的全部内容明确在此作为参考。

技术领域

本发明涉及降压变换器，例如用于低压/大电流应用中的多相降压变换器。

背景技术

许多应用都涉及接受DC输入电压，产生较低的DC输出电压并至少驱动一个电路元件的常规DC-DC降压变换器。降压变换器通常用于需要大量负载电流(例如30安培或以上)的低压应用之中，如图19所示，一个单相降压变换器1900典型地包括一个高端开关1905，一个与开关节点1915上的高端开关连接的低端开关1910，一个连接到开关节点1915上的输出电感器1920，和一个连接到输出电感器1920的输出电容器1925。

工作时，高端和低端开关1905和1910受一个控制电路1930的控制在负载1935上产生所需的输出电压。为了实现这一目标，高端开关1905首先转到“开”的位置，而低端开关1910仍保持在“关”的位置，导致输出电感器1920上产生一个大约为(V_IN-V_OUT)的电压降，从而在输出电感器1920内产生电流。随后，高端开关1905转到“关”的位置，低端开关转到“开”的位置。由于电感器1920中的电流不能瞬间改变，这个电流源于开关1910，继续通过输出电感器1920流动，从而使输出电容器1925充电，导致输出电容器1925上的电压(V_OUT)升高。

高端和低端开关1905和1910可以这种方式在适当的时间进行适当的转换，直至输出电容器1925上的电压(V_OUT)等于一个期望的电压，这种期望电压通常比输入电压低。一旦达到期望的输出电压，高端和低端开关1905和1910就会受到周期性的控制，以便输出电感器1920能提供与连接在输出电容器1925上的负载1935的电流需求相同的电流。通过提供不多也不少于负载1935的电流需求，输出电容器1925上的电压至少应保持约等于期望输出电压的恒定值。

人们也知道，提供如图20所示的包括交叉输出2005a相，2005b相，2005c相，......2005n相的多重电流的多相DC-DC降压变换器2000，每个输出的2005a相，2005b相，2005c相，......2005n相分别分配有一个包括高端开关、低端开关和输出电感器的开关(切换)配置。运行时，控制电路2010周期性地以延时次序操作这些输出相2005a，2005b，2005c，......2005n。

通过延时次序操作这些输出相2005a，2005b，2005c，......2005n，常规的多相降压变换器2000在多个输出相2005a，2005b，2005c，......2005n位上分配电流的产生，从而分配热能产生和减少对输出电容器1925的要求，以便可以使用一个较小的输出电容器1925。

然而，由于常规的多相降压变换器需要在控制电路2010与输出相2005a，2005b，2005c，......2005n之间有一个固定数量的点对点连接，常规的多相降压变换器不能提供能够轻易扩展包括任意数量期望相位的灵活体系结构。

另外，常规的多相降压变换器在应答较低的期望输出电压要求或降低负载1935上的电流需求时不能最佳地控制输出电压。不能最佳地控制输出电压，常规的多相降压变换器就可能产生出不需要的电压尖脉冲，导致损坏连接到降压变换器输出端的线路。

发明内容

本发明的目的是提供一个能克服前面述及的早先技术降压变换器的缺点的多相降压变换器。为了实现这一目的，本发明提供能为负载产生输出电压，且这种输出电压是根据期望电压由输入电压产生的。该变换器包括一个输出电容器，输出电压便由该输出电容器提供；一个多重性输出开关配置，该开关配置使各自的输出电感器与输出电容器耦合，经控制通过各自的输出电感器为输出电容器提供各个相位的输出电流；一个分别与输出开关配置耦合的多重性相位输出配置，该相位输出配置经控制可以设定输出开关配置提供的各个相位输出电流；一个与每个相位输出配置通信耦合的相位控制总线；和一个与相位控制总线通信耦合的相位控制配置，该相位控制配置配置用来控制相位输出配置，设定输出开关配置提供的各个相位输出电流，以便输出电压近似或调节到期望电压，此时相位控制配置和相位输出配置各自扮演着集成电路的作用，且相位控制配置配置用来通过相位控制总线控制相位输出配置。

通过将相位控制配置和相位输出配置的功能区分开来，本发明多相降压变换器的一个实施例没有包含无用的、冗余的硅，因为降压变换器仅包含特定应用所需的那些相位输出配置。这样，如果一个设计工程师为了一个特定的应用譬如需要一个三相降压变换器，工程师可设计一个仅包括三相输出配置的多相降压变换器，  每一相位分别分配到三相输出的一个相位上。此外，相位控制总线(如5线模拟总线)还允许本发明的多相降压变换器与潜在的无限数量的相位输出配置通信，不需要在相位控制配置与每个相位输出配置之间有点对点的电连接。运用这种方式，多相降压变换器可成为一个效率高的、极易扩充的相位体系结构。

根据本发明的另一个实施例，多相降压变换器还配置有一个相位错误检测配置，当相位输出配置提供的相位输出电流不能与相位输出配置的平均电感器电流匹配时，它能产生一个相位错误信号。采用这种方式，相位控制配置就会接收到一个检测故障相位的信号，如有可能，还会使该故障相位失活和/或产生一个备用的相位输出配置。

根据本发明的另一个实施例，为了应答较低的期望输出电压(V_DES)或降低负载电流量的需求，每个相位输出配置既能关闭高端开关也能关闭低端开关。运用这种方式，电感器的转换速率得到提高，可加快本发明多相降压变换器的应答时间，避免不利的负电流流经输出电感器和可能损害供电。

根据本发明的另一个实施例，每个相位输出配置包括一个电流读出放大器，一个在电流读出放大器正输入与输出电感器节点之间电连接的电阻R_CS，和一个在电流读出放大器的正输入与负输入之间电连接的电容器R_CS，输出电感器也与电流读出放大器的负输入连接。

将该输出电感器节点上的电阻R_CS和电容器R_CS连接，流经输出电感器220的电流可通过选择电阻R_CS和电容器R_CS读出，以便电阻R_CS和电容器R_CS的时间常数等于输出电感器220及其直流电阻(如电感L/电感器DCR，其中DCR是电感器的直流电阻)，以及电容器上电压的时间常数。运用这种方式，本发明的这个实施例能使每个相位输出配置以无损耗的方式(如不干扰提供给负载的电流)读出提供给负载的电流。

根据本发明的另一个实施例，相位控制配置包括配置用来以负载电流需求成正比减少输出电压的减弱线路。运用这种方式，这一实施例可以通过自适应电压定位这种简单高效的方法适应性地修改输出电压。

根据本发明的另一个实施例，多相降压变换器的每个相位输出配置可根据多相降压变换器的输出电流变化而程控关闭其各自分配的输出开关配置的高端和低端开关。在这一方面，一个特定设计所选择的相位输出配置数量取决于能满足热能需要和/或在最大输出电流时使输入和输出电容器数量减到最少的需求。然而，在降压变换器输出电流小于最大输出电流时，如果使用较少的相位输出配置，效率便可以提高。通过消除栅充电损耗、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)开关损耗、高端和低端开关中的环流和每个相位输出配置的输出电感器，当输出电流下降时关闭相位输出配置可使效率升高。每个特定的电路设计都应该在特殊的输出电流水平依次地关闭相位输出配置，以便在整个输出电流范围获得最大的效率。

附图说明

图1是本发明降压变换器一个实施例的方框图。

图2是本发明一个输出开关配置的方框图。

图3是一个方框图，更详细地显示出图1中的相位控制配置。

图4是本发明降压变换器一个实施在应答负载台阶降低时的反应图。

图5是一个方框图，更详细地显示出图3中的相位定时配置。

图6是详细地显示图3中PWM配置的方框图。

图7是一个方框图，显示图6实施例中配置用来与负载电流增加成正比减少输出电压的另一种PWM配置。

图8是显示本发明另一个实施例相位控制配置的方框图。

图9a是显示一个实施例的输出开关定期的充电周期持续时间图。

图9b是显示应答较低的期望输出电压时输出开关配置的控制图。

图10是显示本发明一个实施例的相位输出配置的方框图。

图11是显示本发明一个实施例起始配置的方框图。

图12a是显示本发明一个实施例的相位定时信号图。

图12b显示图12中本发明一个实施例的相位定时信号被调整点电压值补偿。

图12c是一个显示相位时间比较电路图。

图12d是关于三角形相位定时信号八个相位的相位定时图。

图12e是显示本发明另一个实施例起始配置的方框图。

图13是显示本发明一个实施例充电开始持续时间配置的方框图。

图14是显示本发明一个实施例斜波发生器的方框图。

图15是显示本发明一个实施例电流读出配置的方框图。

图16是显示本发明一个实施例作为分离的集成电路时相位输出配置的方框图。

图17是显示本发明相位控制配置与相位输出配置多重性之间的连接性的方框图。

图18是显示本发明一个实施例过热检测电路的方框图。

图19是显示早先技术的单相降压变换器的方框图。

图20是显示早先技术的多相降压变换器的方框图。

图21是显示本发明利用相位关闭线路的相位输出配置的方框图。

图22是显示本发明一个实施例变换器的输出电流检测配置的方框图。

具体实施方式

现在来看图1，可以看到本发明第一个实施例的多相降压变换器100。降压变换器100包括与输入总线130电和通信耦合的相位控制配置105，通过相位控制总线115(如5线模拟总线)与相位控制配置105电和通信耦合的相位输出配置110a、110b、110c、......110n，与输入电压(V_IN)和相位输出配置110a、110b、110c、......110n电和通信耦合的输出开关配置120a、120b、120c、......120n，与输出开关配置120a、120b、120c、......120n电耦合的用来产生输出电压(V_OUT)的输出电容器125，以及与输出电压(V_OUT)和地之间电连接的负载135。

图1实施例中的多相降压变换器100可应用于诸如要求尺寸小、设计灵活、多个低压输出、大电流和快速瞬态响应的应用之中。这种降压变换器100可包括一个或多个相位，例如三相，每一个相位可通过相位输出配置110a、110b、110c、......110n的各个相位执行。

控制配置105包括一个配置用来通过相位控制总线115交换相位控制信号而控制相位输出配置110a、110b、110c、......110n的线路，以使该相位输出配置110a、110b、110c、.....110n根据通过输入总线130为控制配置105提供的期望输出电压变量(V_DES)产生输出电压(V_OUT)。

每个相位输出配置110a、110b、110c、......110n包括一个配置用来应答通过相位控制总线115经控制配置105交换的相位控制信号时能控制各个输出开关配置120a、120b、120c、......120n的线路。为了实现这一目的，该相位输出配置110a、110b、110c、......110n操作控制各个开关配置120a、120b、120c、......120n，根据期望的输出电压变量(V_DES)产生输出电压(V_OUT)。

现在来看图2，可以看到本发明一个实施例的输出开关配置120n。输出开关配置120n包括通过一个电感器节点215相互电连接的一个高端开关205和一个低端开关210(如晶体管开关，场效应晶体管开关，场效应晶体管检波管等)。该输入电压(V_IN)与高端开关205电连接，地电压与低端开关210电连接，输出电压(V_OUT)在输出电感器220的输出节点端220a产生，该输出电感器220也与开关节点215电连接。

工作时，开关配置120n的高端和低端开关205和210受相位输出配置110n的控制在输出电感器220的输出节点端220a产生期望输出电压(V_OUT)。为实现这一目标，高端开关205首先打开，低端开关210仍保持关闭状态，导致在输出电感器220上有一个大约为(V_IN-V_OUT)的电压降，从而在输出电感器220内产生电流。随后，高端开关205关闭，低端开关210打开。由于电感器220内的电流不能瞬时改变，电流继续流经输出电感器220，从而使输出电容器125充电，造成输出电容器125上的电压降升高。通过这种方式，高端和低端开关205和210就会在适当的时候适当地转换，受到控制，直至输出电容器125上的电压降等于期望的输出电压(V_DES)。一旦达到期望输出电压(V_DES)，高端和低端开关205和210就被周期性地控制，以便输出电感器220提供的电流量等于连接在输出电容器125上的负载135的电流需求。通过提供不大于也不小于负载135的电流需求，输出电容器125上的电压降(V_OUT)就会保持恒定在期望输出电压(V_DES)。

根据上述本发明的示范实施例，相位输出配置110n在定期的充电周期持续时间内控制高端和低端开关205和210，且具有分相延迟、周期性的起始时间和充电开始持续时间的特征。下面看图9a，这里有一个实施例的输出开关配置120n的定期充电周期持续时间900，它包括一个分相延迟905，一个周期性起始时间910和一个充电开始持续时间915。如图9a所示，高端开关205在周期性起始时间910打开，在充电开始持续时间915时仍保持“开”，而在充电开始持续时间915结束时关闭。充电开始持续时间915终止后，高端开关在剩下来的定期充电周期持续时间900期间保持“关”的状态。在正常运行时，低端开关210控制在当高端开关关闭时低端开关210打开，反过来亦是如此。按照这样的方式，输出电感器220在充电开始持续时间915时集聚电流，在剩下来的定期充电周期持续时间900期间在充电开始持续时间915以后至少释放部分电流。

通过上述方式控制高端和低端开关205和210，在输出电感器220内产生的电流量就可用改变与定期充电周期持续时间900对应的充电开始持续时间915而得到控制。例如，假如充电开始持续时间915等于定期充电周期持续时间900的一半(如50％工作周期)，开关配置120n将为输出电容器125提供降压变换器100的最大电流的50％；或者假若充电开始持续时间915等于定期充电周期持续时间900(如100％工作周期)，开关配置120n将为输出电容器125提供降压变换器100的最大电流。

在正常工作期间，低端开关210和高端开关205以二分法控制。即当高端开关205打开时，低端开关210关闭，反过来亦是如此。这样，有一个高端和低端开关205和210在任何时候总是处在“开”的状态。然而，在应答某些工作条件时，最好是将这二个开关205和210都关闭。

因此，根据本发明的另一个示范实施例，相位输出配置110n在应答两种特殊工作条件——要求较低的期望输出电压(V_DES)或降低负载135的电流需求(如负载台阶式下降)——之一出现时操作关闭高端和低端开关205和210。

要求较低的期望输出电压(V_DES)可能引起电感器负电流流经输出电感器220。负电流通过将能量从输出电容器125转移到输入电压(V_IN)而使降压变换器100转换成升压变换器，这种能量可能会损害供电(未标出)和/或其它元件，引起电压控制回路不稳定，可能导致浪费能源。

如图9b所示，为了避免产生电感器负电流，在应答要求较低的期望输出电压(V_DES)时关闭高端和低端开关205和210。采用这种方式，在输出电感器220上聚集的电流通过负载135而不是通过供电而释放。

当电流通过负载135释放时，输出电容器125上的输出电压(V_OUT)降低。一旦输出电压(V_OUT)降低到大约等于较低的期望输出电压(V_DES)时，负电流就不再是问题了，高端和低端开关205和210就可以以正常的方式工作。

当负载135的电流需求降低(如负载台阶式下降)时，高端和低端开关205和210必须通过输出电感器220的控制降低提供给输出电容器125的电流。然而，在常规降压变换器中，输出电感器220应答负载台阶式下降减小电流所需的最短时间(如电流瞬态)由下式决定：

(1)T_SLEW＝[L×(I_MAX-I_MIN)]/V_OUT

其中，高端和低端开关205和210行使场效应晶体管检波管的功能。

这样，当负载的电流需求降低时，常规降压变换器输出电感器220的电流瞬态(如在负载台阶式下降时输出电感器中积聚的电流)将导致输出电容器125的电压升高。尽管负载135的电流需求最终分流输出电容器125的多余电荷，输出电压(V_OUT)上电压尖脉冲短期持续时间可能会损害连接在降压变换器100上的敏感线路。

不过，根据本发明的另一个示范实施例，相位输出配置110n在应答负载135电流需求降低时能既关闭高端开关205也能关闭低端开关210(如管体制动)。这样，输出电感器220的转换速率(如电流减小的速率)就会明显地提高，此时高端和低端开关205和210行使场效应晶体管检波管的功能。同时，关闭高端和低端开关205和210，在场效应晶体管检波管的管体二极管传导之前开关节点的电压被迫下降。这将使电感器上的电压从(V_OUT)上升到(V_OUT)加管体二极管上的电压(如V_BODY DIODE)。这样，输出电感器220的转换速率就会按下式降低：

(2)T_SLEW＝[L×(I_MAX-I_MIN)]/(V_OUT+V_BODY DIODE)

因此，根据本发明的另一个示范实施例，在负载台阶式下降状态期间，输出电感器220中集聚的电流瞬态可能更快地分流，从而导致与图4所示的早先技术相比小得多的所谓电压脉冲。事实上，由于管体二极管上的电压降可能会比输出电压(V_OUT)高，电感器电流的转换速率可能会升高三倍或更多。

现在来看图10，可以看到本发明一个实施例的一个以上述方式控制输出开关配置120n的高端和低端开关205和210的相位输出配置110n。相位输出配置110n包括一个起始配置1005，一个充电开始持续时间配置1010，一个与充电开始持续时间配置1010电耦合的电流读出配置1015，一个与起始配置1005和充电开始持续时间配置1010电耦合的S-R锁存装置1020，和一个与S-R锁存装置1020和充电开始持续时间配置1010电耦合的“与”门1025。

起始配置1005包括配置用来测定图9a所示的定期起始时间910和相位延迟905的线路。为了实现这一目标，该起始时间配置1005从相位控制配置105接收一个相位定时信号1030。该相位定时信号1030可包括例如时间长短等于定期充电周期持续时间900的定期模拟信号(如周期锯齿波形，周期正弦波，周期三角波，等)。运用该定期模拟信号1030，起始时间配置1005测定定期起始时间910和相位延迟905，并在定期起始时间910产生一个定期时钟脉冲1035。该定期时钟脉冲1035设定S-R锁存装置1020，导致在充电开始持续时间915时高端开关205打开和低端开关关闭。

充电开始持续时间配置1010包括配置用来测定充电开始持续时间915，在充电开始持续时间915结束时重新设定S-R锁存装置1020，关闭高端和低端开关205和210以应答较低期望输出电压(V_DES)要求或降低负载135电流需求(如负载台阶式下降)。为了实现这一目标，该充电开始持续时间配置1010从相位控制配置105接收一个脉冲宽度调制(PWM)控制信号1040，该PWM控制信号1040包含一个例如与期望输出电压(V_DES)和实际输出电压(V_OUT)之差成正比值的模拟信号。运用PWM控制信号1040，充电开始持续时间配置1010为高端和低端开关205和210测定充电开始持续时间915。此外，该充电开始持续时间配置1010还配置用来根据输出电感器220提供给输出电容器125的电流量修改充电开始持续时间915。为了实现这一目标，充电开始持续时间配置1010从电流读出配置1015接收一个电流差信号1050，该电流读出配置1015具有与所有输出开关配置120a、120b、120c、......120n提供的平均电流1045相对应的、由输出电感器220提供的电流量的特征，以便在输出电感器220提供的电流量小于由所有输出开关配置120a、120b、120c、......120n提供的平均电流1045时，充电开始持续时间配置1010能增加充电开始持续时间915。通过增加充电开始持续时间915，输出电感器220为输出电容器125提供更多电流。当充电开始持续时间915过时后，充电开始持续时间配置1010重新设定S-R锁存装置1020，导致在剩余的定期充电周期持续时间900内高端开关205关闭，低端开关210打开。

应答较低的期望输出电压(V_DES)或降低负载135的电流需求(如负载台阶式下降)取决于相位控制配置105传递的PWM控制信号1040，该充电开始持续时间配置1010操作关闭高端和低端开关205和210。为了实现这一目标，充电开始持续时间配置1010重新设定S-R锁存装置1020，并向“与”门1025发送一个逻辑“0”，造成高端和低端开关205和210都关闭。

S-R锁存装置1020重新设定主要是使所有的相位输出配置110a、110b、110c、......110n能在几十个纳秒时间内回到零工作周期，在应答负载台阶式上升时，打开由时钟脉冲门控，相位可能会互相重叠，100％回到工作周期。这样，这种控制相位输出配置110a、110b、110c、......110n的方法可提供一个“单周期瞬态应答”，输出电感器220的电流发生改变以应答单个开关周期内的负载瞬态，从而使动力传动系的有效性最大，而使输出电容器125的要求最小。

电流读出配置1015包含一个可产生电流差信号1050的电路，该电流差信号1050是根据流经输出电感器220的，与所有输出开关安排120a、120b、120c、......120n提供的平均电流1045相对应的电流产生的；该电流差信号1050用以修改充电开始持续时间915。

现在来看图11，可以看到用来跟据定期起始时间910和相位延迟905产生时钟脉冲1035的本发明一个实施例的起始时间配置1005。该起始时间配置1005包括一个相位定时比较装置1105和一个与相位定时比较装置1105电连接的单发脉冲发生器1110。在这个示范实施例中，脉冲定时信号1030是一种周期性的三角波形1030，其时间长度等于定期充电周期持续时间900，其振幅在0伏至5伏之间的变动，如图12a所示。

现在来看图12b，可以看到一个显示相位定时比较装置1105和单发脉冲发生器1110输出的定时图。如图12b所示，相位定时比较装置1105的输出等于由恒定调整点电压1115补偿的相位定时信号1030。因此，相位定时比较装置1105的输出在时间等于相位延迟905在定期充电周期持续时间900期间在正方向时与零电压轴交叉，从而导致单发脉冲发生器1110产生时钟脉冲1035。

恰当地在0伏至5伏之间选择恒定调整点电压1115的值，控制单发脉冲发生器1110，使其在定期充电周期持续时间900的第一个半900a期间中的任何时刻都能产生时钟脉冲1035。为了使单发脉冲发生器1110在定期充电周期持续时间900的第二个半900b期间中能产生时钟脉冲1035，相位定时比较装置1105的输入应作改变，以便相位定时信号能提供给相位定时比较装置l105的负输入，调整点电压1115能提供给相位定时比较装置1105的正输入。这样，相位定时比较装置1105和单发脉冲发生器1110的输出就如同图12c定时图中所示的输出一样。

因此，根据本发明，每个相位输出配置110a、110b、110c、......110n都可能在定期充电周期持续时间900期间分配一个特有的相位延迟905和定期起始时间910，而不需要在相位控制配置105和相位输出配置110a、110b、110c、......110n之间设有独立的点对点的电连接。此外，如果相位输出配置110a、110b、110c、......110n使用分离的相位集成电路运行，只要相位定时比较装置1105的二个输入与各自的相位集成电路的输入引脚电连接，就可对每个相位输出配置110a、110b、110c、......110n实现高效又极为简单地相位延迟905和定期起始时间910的分配。

现在来看图12d，可以看到显示本发明一个实施例的降压变换器的各个单发脉冲发生器输出的时间图，该降压变换器拥有八个相位输出配置110a、110b、110c、......110h。

现在来看图12e，可以看到一个实施例中，以分离的、明确的相位集成电路1250运行的相位输出配置110n的起始时间配置1005。如图12e所示，该相位集成电路包括分别与相位定时比较装置1105的二个输入电连接的电接触引脚1255a和1255b，在标准电压1270和地之间有一个分压器，分压器由在节点1260上互相连接的电阻1265a和1265b组成。通过适当地选择电阻1265a和1265b，通过电接触引脚1255b可为相位定时比较装置1105提供一个预定的调整点电压1115。

现在来看图13，可以看到本发明一个实施例的充电开始持续时间配置1010。该充电开始持续时间配置1010包括充电开始持续时间放大器1305，管体制动检测放大器1315，与管体制动检测放大器1315的负输入电连接的分级倍增器1320，和与充电开始持续时间放大器1305的负输入以及与分级倍增器1320电耦合的斜坡发生器1310。

在起始时间配置1005产生用来设定S-R锁存装置1020的时钟脉冲1035之前的某一时刻，S-R锁存装置1020的反向输出1020a声称在充电开始持续时间配置1010的斜坡发生器1310的复位线上有一个逻辑高电平“1”，导致斜坡发生器1310在斜坡输出线1325上产生一个恒定缺省输出电压(这个恒定缺省电压还永久地提供给缺省电压输出线1330)。当起始时间配置1005设定S-R锁存装置1020后，高端开关205打开，S-R锁存装置1020的反向输出1020a声称在斜坡发生器1310的复位线上有一个逻辑低电平“0”，导致斜坡输出线1325上的电压从缺省输出电压倾斜。充电开始持续时间放大器1305对斜坡输出线1325与PWM控制信号1040进行比较，在本发明的示范实施例中，PWM控制信号1040是与期望输出电压(V_DES)和实际输出电压(V_OUT)之差((V_DES)-(V_OUT))成正比的一个模拟电压信号。一旦斜坡输出线1325的电压达到PWM控制信号1040的电压水平，充电开始持续时间放大器1305导致S-R锁存装置1020重新设定，引起高端开关205关闭，和S-R锁存装置1020的反向输出1020a声称在斜坡发生器1310的复位线上有一个逻辑高电平“1”而重新设定斜坡输出线1325到缺省电压。

运用这种方式，充电开始持续时间915代表着从起始时间配置1005产生时钟脉冲1035时到斜坡发生器1310的斜坡输出线1325等于PWM控制信号1040的电压水平时之间的时间。因此，实际输出电压(V_OUT)与期望输出电压(V_DES)之间的偏离越大，PWM控制信号1040的电压水平也越大，从而充电开始持续时间915也越大。

另外，充电开始持续时间配置1010可根据输出电感器220提供给输出电容器125的电流量来修改充电开始持续时间915。为了实现这一目的，该斜坡发生器1310从电流读出配置1015接收一个电流差信号1050，该电流读出配置1015具有与所有输出开关配置120a、120b、120c、......120n提供的平均电流1045相对应的、由输出电感器220提供的电流量的特征。例如，所述电流差信号1050可以提供一个电压值，该电压值与输出电感器提供的电流，以及所有输出开关配置120a、120b、120c、......120n提供的平均电流的差成正比。运用电流差信号1050，斜坡发生器1310可以修改输出线1325上的电压倾斜的速率，以便当输出电感器提供的电流与所有输出开关配置120a、120b、120c、......120n提供的平均电流之差增大时，斜坡输出线1325上的电压倾斜的速率减小。这样，如果输出电感器220提供的电流量小于所有输出开关配置120a、120b、120c、......120n提供的平均电流1045时，斜坡输出线1325上的电压倾斜的速率减小将导致充电开始持续时间915上升，从而引起输出电感器220为输出电容器125提供更多的电流。

充电开始持续时间配置1010还配置用来在应答要求较低期望输出电压(V_DES)或降低负载135的电流需求(如负载台阶式下降)时关闭高端和低端的开关205和210。为了实现这一目的，分级倍增器1320产生一个斜坡发生器1310的缺省电压的分级倍数(如90％)，并将该分级倍数提供给管体制动检测放大器1315。管体制动检测放大器1315将缺省电压的分级倍数与PWM控制信号1040的电压水平(如电压水平与V_DES-V_OUT的比例)进行比较，如果PWM控制信号1040的电压水平下降到低于缺省电压的分级倍数，就会产生一个信号，来关闭高端和低端开关205和210。

人们必须理解，各种条件都可能会引起管体制动检测放大器1315关闭高端和低端开关205和210。例如，负载135电流需求突然降低将会导致与V_DES相关的V_OUT上升，导致PWM控制信号1040的电压水平下降到低于缺省电压的分级倍数，或者例如相位控制配置105可能使PWM控制信号1040的电压水平下降到低于缺省电压的分级倍数，以便应答降低期望输出电压(V_DES)的要求等，下面还将进一步详细地说明。

现在来看图14，可以看到本发明一个实施例的斜坡发生器1310。该斜坡发生器1310包括一个箝位电路1405和一个与斜坡输出线1325电连接的程控电流源1410。该箝位电路1405包括操作放大器1415和箝位二极管1420，当操作放大器1415的允许输入1415a坚持时，两者共同迫使斜坡输出线1325到缺省电压。

斜坡发生器1310也包括一个相位错误检测放大器1450，一个与相位错误检测放大器1450和缺省电压电连接的分级倍增器1455，和一个与相位错误检测放大器1450的输出电连接的开关1460。如果相位输出配置120n不能提供足够的电流匹配由输出开关配置120a、120b、120c、......120n提供的平均电流1045时，所有这些元件共同作用产生一个相位错误信号1465。运用该相位错误信号1465，降压变换器100可以使损坏的相位输出配置120n失效和/或启动一个备用的相位输出配置120n。

在起始时间配置1005产生用于设定S-R锁存装置1020的时钟脉冲1035之前的某一时刻，S-R锁存装置1020的反向输出1020a声称在斜坡发生器1310的复位线上有一个逻辑高电平“1”，授权箝位电路1405箝制斜坡输出线1325上的电压到缺省电压。当起始时间配置1005设定S-R锁存装置1020后，高端开关205打开，S-R锁存装置1020的反向输出1020a声称在斜坡发生器1310的复位线上有一个逻辑低电平“0”，这使箝位电路1405失去作用。当箝位电路1405失效后，斜坡电容器1425通过斜坡电阻1430从V_IN接收电流，从而导致斜坡发生器1310的斜坡输出线1325上的电压倾斜。一旦输出线1325上的电压达到PWM控制信号1040的电压水平时，充电开始持续时间放大器1305导致S-R锁存装置1020重新设定，造成高端开关205关闭和S-R锁存装置1020的反向输出1020a声称在斜坡发生器1310的复位线上有一个逻辑高电平“1”，因此引起箝位电路1405箝制斜坡输出线1325上的电压到缺省电压。

斜坡发生器1310的斜坡输出线1325上的电压的倾斜时间可以根据输出电感器220提供给输出电容器125的电流量来改变，通过电流读出配置1015产生的电流差信号1050控制程控电流源1410。为了实现这一目的，该电流源1410可控制减少斜坡输出线1325的一定数量的电流，其与输出电感器220提供的电流，和所有输出开关配置120a、120b、120c、......120n提供的平均电流之差成正比。通过从斜坡输出线1325去掉(如减少)一些电流，斜坡电容器1425充电更加缓慢，从而导致斜坡输出线1325上的电压以较慢的速率倾斜。

通过斜坡电阻1430从V_IN为斜坡电容器1425充电，斜坡输出线1325上电压倾斜的速率将自动地补偿输入电压V_IN的变化，发生这种情况可能是由于诸如供电输出电压的变化(未标出)或与负载电流有关的印制电路板(PCB)上的电压降。

此外，根据本发明另一个示范实施例，期望输出电压(V_DES)被用作斜坡发生器1310的缺省电压。由于期望输出电压(V_DES)是由相位控制配置105内的D/A变换器产生的一个相对稳定的电压水平，期望输出电压(V_DES)在不同相位输出配置110a、110b、110c、......110n之间不会波动。这样，在相位输出配置110a、110b、110c、......110n的地或输入电压的差异对斜坡发生器1310的斜坡电压输出没有影响，因为输出线1325的电压是以期望输出电压(V_DES)进行参照的。

如果相位输出配置120n损坏或因某种原因不能工作，输出电感器220提供的电流便会下降到一个水平，使电流源1410以比斜坡电容器1425充电更快的速率减少电流。在这种情况下，斜坡输出信号1325可能开始使电压向下倾斜，导致相位错误检测放大器1450触发开关1460并产生一个相位错误信号，该信号用来失活损坏的相位输出配置120n和/或启动一个备用的相位输出配置120n。

现在来看图15，可以看到本发明一个实施例的电流读出配置1015。该电流读出配置1015包括配置用来产生具有输出电感器220提供的电流与所有输出开关配置120a、120b、120c、......120n提供的平均电流之差特征的电流差信号1050的线路。为了实现这一目的，电流读出配置1015包括一个配置产生与流经输出电感器220的电流成正比的电感器电流信号1510的电流检测配置1505。该电感器电流检测配置1505包括一个电流读出放大器1515，一个在电流读出放大器1515的正输入与输出电感器节点215之间电连接的电阻R_CS，和一个在电流读出放大器1515的正、负输入间电连接的电容器C_CS，电感器节点220a还与电流读出放大器1515的负输入电连接。

通过连接输出电感器220的节点215和220a上的电阻R_CS和电容器C_CS，流经输出电感器220的电流可根据下式读出：

$\left(3\right)---V_C\left(s\right)=V_L\left(s\right)\frac{1}{1+s{R}_{\mathrm{CS}}{C}_{\mathrm{CS}}}=i_L\left(s\right)\frac{R_L+\mathrm{sL}}{1+s{R}_{\mathrm{CS}}{C}_{\mathrm{CS}}}$

通过选择电阻R_CS和电容器C_CS，使电阻R_CS和电容器C_CS的时间常数等于输出电感器220的时间常数(如电感L/电感器DCR)，电容器C_CS上的电压与流经输出电感器220的电流成正比，电感器电流检测配置1505可以看作似乎只是一个被使用的、具有RL值的读出电阻。时间常数错配并不影响对电感器DC电流的测定，但影响流经输出电感器220电流的AC成分。

用高端和/或低端读出流经输出电感器220的电流是具有优越性的，因为这样可得到送到负载135上的实际输出电流而不是开关电流的峰值或抽样值。因此，输出电压(V_OUT)就可根据实时信息确定以满足负载线的需要。这样，根据本发明的电流读出电路可以更好地支持单周期的瞬态应答。

电流读出放大器1515设计具有可用增益降低温度的可变增益和标称增益，例如在25℃下增益35，和在125℃下增益31。增益与温度的这种相关性可补偿输出电感器220DCR的ppm/℃增长。

电流读出放大器1515将电流差信号1510传送给电流比较装置1520，后者将电流差信号1510与所有相位的平均电感器电流进行比较，并产生传送给充电开始持续时间配置1010的电流差信号1510。

在电流差信号1510与平均电感器电流信号1045之间置有电流平均电阻1525。由于每个相位输出配置110a、110b、110c、......110n在其各自的电流信号与平均电感器电流信号1045之间提供类似的电流平均电阻，平均电感器电流信号1045呈现出与相位输出配置110a、110b、110c、......110n各个电流信号平均值成正比的电压。

现在来看图16，可以看到本发明一个实施例的相位输出配置110n和输出开关配置120n。如图16所示，类似的元件以图10到图15中使用的相同的参照字母来标记。另外，图16中的实施例的相位输出配置110n提供了一个向读出的电流信号增加期望输出电压(V_DES)水平的求和配置1605，以便使缺省斜坡电压可以设定到期望输出电压(V_DES)水平。

现在来看图3，可以看到图1中实施例的多相降压变换器100，其中相位控制配置105包括一个相位定时配置305和一个分别通过相位控制总线115(如5线模拟总线)产生相位定时信号1030和PWM控制信号1040的脉冲宽度调制(PWM)配置310。相位控制配置105还包括用来产生附加控制信号330的附加线路配置325，这并不是理解本发明所必需的。

相位定时信号1030包含有让每个相位输出配置110a、110b、110c、......110n确定其各自的定期起始时间，在此时应操作其各个开关配置120a、120b、120c、......120n以便向负载135提供电流信息。根据本发明的一个示范实施例，相位定时信号1030由一个周期电压波形组成，相位输出配置110a、110b、110c、......110n对其译码的方式已在上面详细说明。

现在来看图5，可以看到本发明一个实施例用来产生周期相位定时信号1030的相位定时配置305。相位定时配置305包括一个与周期波形发生器510，例如周期三角波发生器510电耦合的程控振荡器配置505。该周期三角波发生器510配置用来根据程控振荡器配置505的频率产生相位定时信号1030。程控振荡器配置505可以因输入总线130的频率选择输入515，或外部频率选择电阻(未标出)编程而不同。这样，程控振荡器配置505的频率以及周期相位定时信号1030的频率便可以设定到任何期望的频率，例如100KHz到1MHz范围的频率。

现在再回到图3，相位控制配置105的PWM配置310配置用来产生PWM控制信号1040，该控制信号1040包含让相位输出配置110a、110b、110c、......110n能确定各个开关配置120a、120b、120c、......120n高端开关205的打开持续时间的信息和/或数据。如上所述，高端开关205的打开持续时间915越长，越多的电流流经各个开关配置的输出电感器220。采用这种方式，打开持续时间915将受到动态控制而补偿负载电流、瞬态负载状态的变化和/或期望输出电压变量(V_DES)的变化。

现在来看图6，可以看到本发明一个实施例用来产生PWM控制信号1040的PWM配置310。如图6所示，PWM配置310包括一个配置用来从输入总线130的数字输入615产生期望输出电压变量(V_DES)610的数字-模拟转换器(DAC)605。高增益错误放大器620将期望输出电压变量(V_DES)610与实际输出电压(V_OUT)比较，产生一个与期望输出电压变量(V_DES)610和实际输出电压(V_OUT)之差成正比的错误信号625。该错误信号625则作为PWM控制信号1040传送到相位控制总线115。

由于图6中PWM配置310能产生一个与期望输出电压变量(V_DES)610和实际输出电压(V_OUT)之差成正比的PWM控制信号320，该PWM控制信号320可被相位输出配置110a、110b、110c、......110n用来在期望输出电压(V_DES)保持实际输出电压(V_OUT)。这样，PWM配置310和相位输出配置110a、110b、110c、......110n构成一个封闭的环路，不考虑负载电流的变化控制实际输出电压(V_OUT)。

例如，如果实际输出电压(V_OUT)在应答负载电流增加时下降到低于期望输出电压(V_DES)，各个开关配置的高端开关205的打开持续时间915也会与PWM控制信号1040成正比地增加，从而导致各个开关配置的输出电感器220为输出电容器125提供更多的电流，这又转过来导致输出电压(V_OUT)上升。或者，如果实际输出电压(V_OUT)在应答负载电流下降时上升到高于期望输出电压(V_DES)，各个开关配置的高端开关205的打开持续时间915也会与PWM控制信号1040成正比地减少，从而导致各个开关配置的输出电感器220为输出电容器125提供较少的电流，这又转过来导致输出电压(V_OUT)下降。

DAC605的数字输入615可以包括例如由诸如Intel Pentium IV移动微处理机外部电路产生的多重性电压发现(VID)数字信号。电压发现(VID)数字信号可能由微处理机产生，传送处理机核心部分工作用的电压。这样，PWM配置310的数字-模拟转换器(DAC)605就可根据恰当的处理机核心电压产生期望输出电压变量(V_DES)。

在某些情形下，要求一个新的期望输出电压(V_DES)会导致降压变换器100在正常工作期间数字输入615(如VID输入)的改变。当相位控制配置105检测到电压发现(VID)码变化时，相位控制配置105就会在一段时间例如400ns内使该信号无效，确保检测到的改变不是由于变形或噪声所引起的。

在应答需要较高的期望输出电压(V_DES)时，高增益错误放大器620(通过PWM控制信号1040)导致相位输出配置110a、110b、110c、......110n的充电开始持续时间增加。或者，在应答需要较低的期望输出电压(V_DES)时，高增益错误放大器620导致相位输出配置110a、110b、110c、......110n的充电开始持续时间减少。然而，正如前述，要求较低的期望输出电压(V_DES)可能导致不利的负电流流经输出电感器220。

因此，根据本发明另一个示范实施例，相位控制配置105配置用来在应答要求较低的期望输出电压(V_DES)时关闭输出开关配置120a、120b、120c、......120n的每个高端和低端开关205和210。为了实现这一目的，该PWM配置310可以配置一个如图8所示的降压检测配置850。

该降压检测配置850检测VID降压状况以防止产生前面所述的负电感器电流(与要求较低期望电压有关的负电感器电流)。为了实现这一目的，PWM配置310包括一个配置用来箝制高增益错误放大器820的输出到低于每个相位输出配置110a、110b、110c、......110n斜坡发生器1310的缺省电压的水平。这样，PWM配置310产生的PWM控制信号1040就会导致每个相位输出配置110a、110b、110c、......110n充电开始持续时间1010关闭每个输出开关配置120a、120b、120c、......120n的高端和低端开关205和210，直到输出电压(V_OUT)大约下降到较低的输出电压(V_DES)为止。

在某些情形下，当负载135吸引最大电流时，可能需要自适电压定位来减少负载瞬态和电源消耗期间的输出电压偏离。为了实现这一目的，PWM配置310可以包括配置用来降低与负载电流增长成正比的实际输出电压(V_OUT)的减弱线路。

现在来看图7，可以看到图6中实施例PWM配置310的另一版本，它配置用来降低与负载电流增长成正比的输出电压(V_OUT)。如图7所示，实施例PWM配置310还进一步包括减弱线路700，该线路包括一个与平均电感器电流信号1045电连接的电流信号缓冲器。在本发明的这个示范实施例中，平均电感器电流信号1045参照期望输出电压变量(V_DES)以便使电流信号缓冲器705的输出等于(V_DES+I_AVG)，这里的I_AVG与输出开关配置120a、120b、120c、......120n的输出电感器220提供的平均电流成正比。在电流信号缓冲器705的输出与高增益错误放大器620的负输入之间配置有一个减弱电阻R_VDRP，而在实际输出电压(V_OUT)与高增益错误放大器620的负输入之间配置有一个补偿电阻R_FB。

因此，在高增益错误放大器620的负输入的电压(V)可从下式求出：

$\left(4\right)---v=(V_{\mathrm{DES}}+I_{\mathrm{AVG}})\frac{R_{\mathrm{FB}}}{R_{\mathrm{FB}}+R_{\mathrm{VDRP}}}+V_{\mathrm{OUT}}\frac{R_{\mathrm{VDRP}}}{R_{\mathrm{FB}}+R_{\mathrm{VDRP}}}$

然而，由于高增益错误放大器620控制电压回路使其正输入与负输入相等，高增益错误放大器620工作时使其负输入的电压等于期望输出电压(V_DES)。因此，实际电压(V_OUT)可由下式确定：

$\left(5\right)---V_{\mathrm{OUT}}=V_{\mathrm{DES}}-I_{\mathrm{AVG}}\frac{R_{\mathrm{FB}}}{R_{\mathrm{VDRP}}}$

这样，图6中实施例PWM配置310工作时以与输出开关配置120a、120b、120c、......120n输出电感器220提供的平均电流成正比地减少实际输出电压(V_OUT)。通过选择适当的减弱电阻R_VDRP使定位电压(V)程控，以便减弱危急产生期望的变换器输出危急。

现在来看图17，可以看到一个使用离散控制和相位集成电路工作的实施例降压变换器100。图17中的实施例降压变换器100包括一个具有相位控制配置105所有功能的控制集成电路1705和两个分别具有相位输出配置110a和110b所有功能的相位集成电路1250a和1250b(见图16)

每个控制和相位集成电路1705，1250a和1250b可以包括一个如图18所示的过热检测电路1805。过热检测电路1805包括一个VRHOT比较装置1810，一个与VRHOT比较装置1810的输出电连接的开关1815，和一个配置用来产生与模温成正比的电压的热敏配置1820。利用一个外部引脚1825，使用诸如与V_IN连接的分压器就可设定温度阈值。如果模温升高到超过温度阈值，VRHOT比较装置1810打开开关1815，从而导致产生一个VRHOT信号1830。该VRHOT信号可用来例如失活相位或使更多相位共同分享当前的生产负担。

对于一个特定的设计，选择相位输出配置110a、110b、110c、......110n的数量取决于在最大输出电流时能满足热要求和/或使输入和输出电容器数量最小化的需要。不过，当降压变换器100的输出电流小于最大输出电流时，如果使用较少的相位输出配置110a、110b、110c、......110n就可使效率提高。当输出电流降低时关闭相位输出配置110a、110b、110c、......110n，可排除栅极充电损耗、金属氧化物半导体场效应晶体管开关损耗、高端和低端开关205和210中以及每个相位输出配置110a、110b、110c、......110n输出电感器中的环流，从而提高效率。每个独特的电路设计都应在特定的输出电流水平依次关闭相位输出配置110a、110b、110c、......110n，以便在整个输出电流范围获取最大的效率。

现在来看图21，可以看到本发明的另一个示范实施例，其中每个相位输出配置110a、110b、110c、......110n可以用来根据多相降压变换器100的输出电流关闭分配的相位。为了实现这一目的，相位输出配置110n包括一个变换器输出电流检测配置2105，用来产生依据平均电感器电流信号1045而代表多相降压变换器100电流的电流信号2135，和一个与电流信号2135和阈值信号2115电连接的相位关闭比较装置2130。

相位输出配置110n可根据一个特定应用的要求提供一个特殊阈值信号值2115而“程控”。例如，在图21的示范实施例中，通过一对串联在参照电压1270和地之间的相互耦合的电阻2120和2125提供阈值信号值2115。这样，仅仅选择一个适当的分压器电阻就可提供阈值信号2115。不过，必须知道阈值信号2115也可以以另外的方法提供，例如使用可操作的数字-模拟转换器将数字表达的期望阈值信号2115转换成一个模拟阈值信号2115提供给相位关闭比较装置2130。

在运行中，相位关闭比较装置2130将电流信号2135与阈值信号2115比较，如果电流信号2135下降到低于阈值信号2115时，便产生一个相位关闭信号2130。关闭信号2130使相位输出配置110n关闭各个分配的输出开关配置120n的高端和低端开关205和210(如金属氧化物半导体场效应晶体管)，导致多相降压变换器100的输出电流减少，这又转过来造成多相降压变换器100的输出电压下降而导致相位控制配置105通过如前面已详细介绍的增加剩下的相位输出配置110a、110b、110c、......110n-1的工作周期进行补偿。这种补偿不会引起平均电感器电流信号1045的改变，因为这种信号1045代表的是降压变换器100本身的输出电流，而不是每个相位输出配置110a、110b、110c、......110n的输出电流。

现在来看图22，可以看到本发明一个实施例变换器的输出检测配置2105。如图22所示，变换器输出检测配置2105包括一个与平均电感器电流信号1045和期望输出电压信号(V_DES)电耦合的加法装置2205。工作时，加法装置2205从平均电感器电流信号1045中减去期望输出电压信号(V_DES)生成电流信号2135。

必须认识到，尽管有关实施例中关于组合式相位输出配置110a、110b、110c、......110n的多相降压变换器的相位关闭线路业已在前面介绍，该相位关闭线路也可使用于具有固定数量的相位输出配置或相位(如两相，三相，四相，八相)的多相降压变换器中。

Claims (27)

1.一种向负载提供输出电压的降压变换器，所述的输出电压根据一个期望电压由输入电压产生；所述的降压变换器包括：

一个输出电容器，所述的输出电压由所述的输出电容器提供；

一个使每个输出电感器耦合到输出电容器的多重性输出开关配置，所述的开关配置受控来为通过每个输出电感器为输出电容器提供各自的相位输出电流；

一个多重性相位输出配置，分别耦合到输出开关配置的，所述的相位输出配置受控来设定输出开关配置提供的各个相位输出电流，如果代表降压变换器输出电流的信号下降到低于各自的程控阈值信号时，每个所述的相位输出配置可操作关闭各自的输出开关配置；和

一个相位控制配置，配置用来控制所述的相位输出配置设定的输出开关配置提供的各个相位输出电流，从而使所述输出电压大约等于所述期望电压。

2.根据权利要求1所述的降压变换器，其特征在于，每个输出开关配置包括通过各自开关节点耦合到高端开关的一个高端开关和一个低端开关，每个输出开关配置的输出电感器耦合到各自的开关节点上。

3.根据权利要求2所述的降压变换器，其特征在于，还进一步包括相位控制总线，通过该总线的相位控制配置控制所述的相位输出配置；所述相位控制总线包括相位定时信号、PWM控制信号和平均电感器电流信号；每个相位输出配置包括配置用来根据相位定时信号打开各自输出开关配置的高端开关的起始时间配置，每个所述相位输出配置包括配置用来根据PWM控制信号关闭各自输出开关配置的高端开关的充电开始持续时间配置。

4.根据权利要求3所述的降压变换器，其特征在于，所述起始时间配置包括与所述相位定时信号电耦合的相位定时比较装置和与所述相位定时比较装置的输出电耦合的单发脉冲发生器；所述单发脉冲发生器配置用来根据相位定时信号和调整点电压产生时钟脉冲，所述的时钟脉冲用来打开高端开关。

5.根据权利要求4所述的降压变换器，其特征在于，所述调整点电压由连接在参照电压和地电压之间的分压器提供。

6.根据权利要求3所述的降压变换器，其特征在于，所述充电开始持续时间配置包括与所述电流差信号电耦合的斜坡发生器，和与所述斜坡发生器和所述PWM控制信号电耦合的充电开始持续时间放大器；所述斜坡发生器配置用来根据电流差信号和缺省电压产生斜坡输出信号，所述充电开始持续时间放大器配置用来根据斜坡输出信号和PWM控制信号关闭高端开关。

7.根据权利要求6所述的降压变换器，其特征在于，所述斜坡发生器包括与所述斜坡输出信号电耦合的斜坡电容器，与所述斜坡输出信号和所述缺省电压电耦合的箝位电路，和与所述斜坡输出信号与地电压之间电耦合的程控电流源；所述程控电流源可根据所述电流差信号进行控制。

8.根据权利要求7所述的降压变换器，其特征在于，所述相位控制总线包括具有期望电压特征的信号，每个所述相位输出配置接收具有期望电压特征的信号，所述缺省电压是根据具有期望电压特征的信号设定的。

9.根据权利要求7所述的降压变换器，其特征在于，如果所述相位输出配置不能提供与相位输出电流匹配的平均电感器电流信号，所述斜坡发生器还可进一步包括配置用来产生相位错误信号的相位错误检测配置。

10.根据权利要求6所述的降压变换器，其特征在于，在应答至少一个较低期望电压要求和降低负载电流需求要求时，所述充电开始持续时间还可进一步包括配置用来关闭高端开关和低端开关的管体制动检测放大器。

11.根据权利要求10所述的降压变换器，其特征在于，所述较低期望电压要求和降低负载电流需求要求是根据PWM控制信号确定的。

12.根据权利要求3所述的降压变换器，其特征在于，每个所述相位输出配置还可进一步包括与各个输出电感器第一节点和第二节点以及平均电感器电流信号电连接的电流读出配置；所述的电流读出配置用来检测各个相位输出电流，并根据平均电感器电流信号和各个相位输出电流，产生电流差信号。

13.根据权利要求12所述的降压变换器，其特征在于，所述的电流读出配置包括与所述各个输出电感器第一和第二节点连接的电流检测配置，和与所述电流读出配置输出和所述平均电感器电流信号电连接的电流比较装置；所述的电流读出配置根据电流读出配置的输出和平均电感器的电流信号，产生所述的电流差信号。

14.根据权利要求13所述的降压变换器，其特征在于，所述电流检测配置包括电流读出放大器，与所述电流读出放大器的正输入和所述第一节点电耦合的电阻R_CS，和与所述电流读出放大器正输入和负输入之间电耦合的电容器C_CS；所述第二节点连接在负输入上；所述电阻R_CS和所述电容器C_CS的时间常数约等于所述的各个输出电感器的时间常数。

15.根据权利要求3所述的降压变换器，其特征在于，所述相位控制配置包括相位定时配置和PWM配置；所述相位定时配置用来产生相位定时信号，所述PWM配置用来产生PWM控制信号。

16.根据权利要求15所述的降压变换器，其特征在于，所述相位定时配置包括程控震荡器配置和与程控震荡器配置电耦合的周期波形发生器；通过频率选择输入可选择所述程控震荡器配置的频率，所述周期波形发生器可根据所述程控震荡器配置的频率产生相位定时信号。

17.根据权利要求15所述的降压变换器，其特征在于，所述PWM配置包括配置用来根据数字VID信号的多重性产生一个具有期望电压特征变量的数字-模拟变换器，与所述具有期望电压特征的变量电耦合的高增益错误放大器和输出电压；所述高增益错误放大器可根据具有期望电压特征的变量和所述输出电压产生PWM控制信号。

18.根据权利要求15所述的降压变换器，其特征在于，所述PWM配置还可进一步包括配置用来修改所述PWM控制信号的减弱线路，以便输出电压可按照流经负载的电流的增加成正比地减少。

19.根据权利要求15所述的降压变换器，其特征在于，所述PWM配置还可进一步包括配置用来修改PWM控制信号的管体制动线路，以便在应答较低期望输出电压要求时，所述的相位输出配置关闭各个输出开关配置的高端和低端开关。

20.根据权利要求3所述的降压变换器，其特征在于，当各自的集成电路温度上升到高于各自的温度阈值时，每个相位控制配置和相位输出配置还可各自包括配置用来产生VRHOT信号的过热检测电路。

21.根据权利要求1所述的降压变换器，其特征在于，所述相位输出配置包括固定数量的相位输出配置。

22.降压变换器的一种相位输出配置，所述相位输出配置与输出开关配置电耦合，该输出开关配置由一个输出电感器、一个高端开关和一个低端开关构成；所述的降压变换器通过与输出电感器电耦合的输出电容器作为负载来提供输出电压，所述输出电压根据期望电压由输入电压产生；所述相位输出配置包括：

一个配置用来当代表降压变换器输出电流的信号下降到低于程控阈值信号时关闭所述输出开关配置的高端和低端开关的配置。

23.根据权利要求22所述的相位输出配置，其特征在于，当代表降压变换器输出电流的信号下降到低于程控阈值信号时，所述配置用来关闭输出开关配置的高端和低端开关的配置包括：

一个可操作产生具有降压变换器输出电流特征信号的变换器输出电流检测配置；和

一个相位关闭比较装置，其与代表降压变换器输出电流的信号和程控阈值信号电耦合；当代表降压变换器输出电流的信号下降到低于程控阈值信号时，所述相位关闭比较装置产生一个关闭信号，用来关闭输出开关配置的高端和低端开关。

24.根据权利要求22所述的相位输出配置，其特征在于，所述程控阈值信号由一个外部电路提供。

25.根据权利要求24所述的相位输出配置，其特征在于，所述外部电路包括一个分压器。

26.根据权利要求25所述的相位输出配置，其特征在于，所述分压器至少包括在参照电压和地电压之间串联、相互连接的两个电阻。

27.根据权利要求24所述的相位输出配置，其特征在于，所述外部电路包括可操作输出程控阈值信号的数字-模拟变换器。

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