CN1612457A - 数字低压降调节器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种低压降(LDO)调节器，用以将输入电源的输入电压转变为输出端的输出电压。该LDO调节器包括产生输出电压的开关模块。该开关模块包括至少两个对其相应开关控制信号作出响应的并联开关，以调节能量从输入电源到输出端的流动。每个开关都具有导通状态和截止状态。数字控制器检测输出电压并响应该输出电压而产生开关控制信号，从而将输出电压调节到预定的幅值。

Description

数字低压降调节器
技术领域
本发明涉及用于电子电路的电源系统，特别涉及电源系统中的调节器。
背景技术
低压降(LDO)电压调节器被广泛地用来提供电子分支系统中的电压调节。当输入电源电压和调节后的输出电压之间的电压差非常小时，LDO调节器可以得到最有效的利用。电压差越小，则LDO调节器的功率效率就越高。例如，从3.3伏电源开始工作的2.5伏LDO的效率大约为75％。尽管与传统的高性能直流-直流变换器相比LDO的效率相对较差，但这可以由LDO相对较低的成本来弥补。但是，随着LDO两端电压差增加，LDO的效率可能变得过低。例如，当以3.3伏电源产生调节后的1.2伏电源电压时，LDO的效率下降到非常差的36％。遗憾的是，现在的数字集成电路工作在约为1.2伏或更低的电源电压条件下，而从典型的直流-直流变换器输出的最低输出电压约为3.3伏，这样就导致传统LDO调节器中产生过度的损耗。
发明内容
根据本发明的一些实施例，本发明提供了一种用于由电源的输入电压产生输出端的输出电压的调节器系统，该调节器系统包括：用以产生输出电压的开关模块，该开关模块包括至少两个响应其相应开关控制信号的并联开关，以调节能量从电源到输出端的流动，每个开关都具有导通状态和截止状态；和数字控制器，用以检测输出电压，并响应该输出电压而产生开关控制信号，以将输出电压调节到预定幅值。
根据根据本发明的另一些实施例，本发明还提供了一种输出电压以给数字逻辑电路供电的电源系统，该电源系统包括由电源的输入电压产生输出端的输出电压的调节器系统，该调节器系统包括：用以产生输出电压的开关模块，该开关模块包括至少两个响应其相应开关控制信号的并联开关，以调节能量从电源到输出端的流动，每个开关都具有导通状态和截止状态；和数字控制器，用以检测输出电压，并响应该输出电压而产生开关控制信号，以将输出电压调节到预定幅值。上述电源系统还包括用以产生输入电压的直流-直流变换器，其中所述数字低压降调节器由输入电压产生输出电压。
结合下面的附图和描述说明了本发明一个或多个实施例的详细内容。根据本发明的描述和附图以及权利要求，本发明的其他特征、目的和优点将是显而易见的。
还应指出，本申请是2003年10月24日申请的美国非临时专利申请No.10/693,787的延续部分，前述美国非临时申请要求在2003年8月21日申请的美国临时申请No.60/496,957的权益，其全文作为参考包含在本文中。
附图说明
图1A是耦合电感调节器的一个实施例的框图。
图1B是导电开关的一个实施例的示意图。
图2A是2∶1降压调节器的一个实施例的框图。
图2B是2∶1降压调节器的一个实施例的电路图。
图2C是与2∶1降压调节器的一个实施例相关的波形图。
图3A是1∶2升压调节器的一个实施例的框图。
图3B是1∶2升压调节器的一个实施例的电路图。
图4A是2∶-1降压调节器的一个实施例的框图。
图4B是2∶-11降压调节器的一个实施例的电路图。
图5是具有同步整流器的1∶2升压调节器的一个实施例的电路图。
图6A是具有四个耦合电感的降压结构耦合电感调节器的一个实施例的示意图。
图6B是具有四个耦合电感的升压结构耦合电感调节器的一个实施例的示意图。
图6C是具有四个耦合电感的反向结构耦合电感调节器的一个实施例的示意图。
图7A是与2∶1调节器组合的低压降装置的一个实施例的框图。
图7B是与2∶1调节器组合的低压降装置的一个实施例的示意图。
图8是多级调节器系统的一个实施例的框图。
图9A是与2∶1调节器组合的降压调节器的一个实施例的框图。
图9B是在一个降压变换器的导电开关中的电流和功率损耗的图形表示。
图10A是与降压调节器串联连接的多级2∶1调节器的一个实施例的框图。
图10B是与降压调节器串联连接的多级2∶1调节器另一实施例的框图。
图11是具有多个耦合电感调节器的调节器系统的一个实施例的框图。
图12A是放大器系统的一个实施例的框图。
图12B是放大器系统另一实施例的框图。
图13是车辆电气系统的一个实施例的框图。
图14是用于高速驱动器的电源系统的一个实施例的框图。
图15A是耦合电感的一个实施例的图形表示。
图15B是耦合电感的一个实施例的图形表示。
图16A是用于产生输出电压的降压结构耦合电感调节器的一个实施例的示意图，该输出电压约为输入电压幅值的1/4。
图16B是与降压结构耦合电感调节器的一个实施例对应的信号的时序图。
图16C是具有耦合电感的另一降压结构耦合电感调节器的一个实施例的示意图。
图17A是自动感应耦合电感调节器的一个实施例的示意图，该自动感应耦合电感调节器将输出电压的幅值作为输入电压的函数进行自动控制。
图17B是自动感应降压变换器的一个实施例的示意图，该自动感应降压变换器将输出电压的幅值作为输入电压的函数进行自动控制。
图18A是LDO调节器的一个实施例的框图。
图18B是LDO调节器的一个实施例的框图。
图18C是开关阵列的一个实施例的示意图。
图18D是导电开关阵列的一个实施例的示意图。
图18E是导电开关阵列的一个实施例的示意图。
图18F是导电开关阵列的一个实施例的示意图。
图19A是用于给数字逻辑电路供电的电源系统的一个实施例的框图。
图19B是用于产生输出电压的传统直流-直流变换器的一个实施例的框图。
图20A是电压配置的图形表示。
图20B是输出电流瞬变期间传统直流-直流变换器的输出电压和输出电流的图形表示。
图20C是带有电压配置的传统直流-直流变换器的输出电压和输出电流的图形表示。
图20D是LDO调节器的一个实施例的输出电压和输出电流的图形表示。
图21A是LDO调节器的一个实施例的框图。
图21B是开关阵列的一个实施例的示意图。
图22是电源系统的一个实施例的框图，该电源系统包括用于给数字逻辑电路供电的LDO调节器。
图23是电源系统的一个实施例的框图，该电源系统包括用于给数字逻辑电路供电的LDO调节器。
图24是电源系统的一个实施例的框图，该电源系统包括用于给数字逻辑电路供电的LDO调节器。
图25A是具有LDO调节器和数字逻辑电路的多芯片模块的一个实施例的框图。
图25B是具有LDO调节器和数字逻辑电路的多芯片模块的一个实施例的平面图。
图26A是在单个半导体芯片上构成的数字逻辑系统的一个实施例的框图。
图26B是在单个半导体芯片上构成并具有LDO调节器和数字逻辑电路的数字逻辑系统的一个实施例的平面图。
各个附图中相同的附图标记表示相同的元件。
具体实施方式
图1示出了用于给一个或多个装置供电的耦合电感调节器10的一个实施例的框图，上述一个或多个装置诸如是高速驱动器以及其他电子装置。该耦合电感调节器10可进行开环工作，以将输入电压VDD转换成非隔离输出电压VOUT。输出电压的幅值约为输入电压的整数倍或者整数因子，并且可由耦合电感调节器10的结构和耦合电感调节器10中耦合电感的数量来确定。例如，在具有两个耦合电感的降压结构中，耦合电感调节器10可产生约为输入电压一半的输出电压。
耦合电感调节器10可包括导电开关11，续流开关12，以及设置成降压、反向或升压结构的两个或更多个耦合电感13。驱动信号发生器14可产生驱动信号以控制导电开关11。该驱动信号是受控的，以便产生约100％的总导通时间，抵消少量的死区时间，从而减少导电开关11和续流开关12之间的交叉导通。
频率发生器15可产生具有一定工作频率的时钟信号。各个驱动信号可以是同步的以工作在上述工作频率上。一方面，工作频率可固定为预定频率。另一方面，工作频率可响应负载条件的改变而受到控制，该负载条件例如有输出电流和输出电压。例如，当检测到输出电流改变时，如负载电流增加，即可增加工作频率从而增加输出的瞬态响应。一旦耦合电感调节器10已经对负载条件的变化进行响应并且已经再次达到稳定状态工作条件，即可减小该工作频率从而减小耦合电感调节器10中的功率损耗。
各个耦合电感13可紧密耦合在一起，优选具有值约为1的耦合系数K，其中1是理想值。优选的是，电感13是在一个公共磁芯上绕制到一起的，从而形成电感组件，该电感组件提供最大耦合系数。耦合系数约为1，至少为0.9，优选为大于0.99。选择耦合电感13的每个绕组的极性，以使得流过耦合电感13的直流电流几乎抵消，致使流过电感组件的磁芯的直流电流接近于零。由于实际上没有电流流过电感组件，因此，对于耦合电感可采用更小尺寸的铁芯，这样导致电感组件的尺寸(体积)更小，并且成本更低。另外，可将高导磁性铁芯材料用于磁芯，诸如具有例如球形和环形形状的铁氧体。也可使用较低导磁性材料，如MPP铁芯、铁氧体PQ铁芯以及其他分裂铁芯形状。
除了通过使耦合电感之间的耦合系数最大而得到的稳态优点之外，耦合电感调节器10的瞬态响应也可以得到改进。在瞬变过程中，只要考虑进瞬变负载电流，就可以使耦合电感之间的高度互耦有效地抵消单个电感的电感值。
图1B示出了包括在耦合电感调节器10中的一个导电开关11的一个实施例。每个导电开关11可包括一个或多个并联开关16a～16c，这些开关是可以独立控制的。每个并联开关16a～16c可通过启动信号ENB1～ENB3进行控制，从而激活所有或部分并联开关16a～16c。被激活的并联开关16a～16c然后可由相同的驱动信号Φ1进行控制。
导电开关11也可采用多级触发电压进行驱动，从而减小开关损耗。例如，可以调节导通电压的幅值以区别于依靠例如流过导电开关的电流等因素的预定电平，从而减小导电开关中的开关损耗。
图2A示出了2∶1调节器20的一个实施例，这种调节器可以作为耦合电感调节器10的一个实施例。该2∶1调节器20可进行开环操作以将输入电压VDD转换成非隔离输出电压，该非隔离输出电压约为输入电压幅值的一半。
图2B示出了2∶1调节器20的一个实施例的示意图。该2∶1调节器20可包括两个降压变换器，这两个降压变换器以相差180度的相位进行工作，以从输入电压产生输出电压Vout。相对于接地电压或者某些其他电压如低压方电压VL，上述输入电压可以是高压方电压VH。每个降压变换器可包括导电开关22a和22b、续流开关24a和24b、及电感26a和26b。输出电容28可对每个降压变换器的输出电压进行滤波。由于纹波电流可忽略，因此输出电容28的值可减小。另外，由于2∶1调节器20的输出和输入之间的紧密耦合，输入端的任何电容与输出电容28配合起作用，从而有效地给输出端的负载提供并联电容。
电感26a和26b可紧密耦合在一起，优选具有约为1的耦合系数K，其中1是理想值。优选的是，电感26a和26b在公共磁芯上绕制到一起，从而形成电感组件27，该电感组件27在电感26a和26b之间提供高值耦合系数。选择电感绕组的极性，以使得流过电感26a和26b的直流电流几乎抵消，使得约为零的直流电流流过电感组件27的磁芯。因此，对于电感26a和26b可采用具有低导磁性的更小尺寸的铁芯，这样导致电感组件27的尺寸(体积)更小，并且成本更低。另外，只要考虑进瞬变负载电流，就可以由于单个电感值的抵消而改进2∶1降压调节器20的瞬态响应。
任何类型的开关都可用于续流开关24a和25b，例如同步整流器和分立整流器。
导电开关22a和22b采用二级触发电压，对于2∶1降压变换器20是特别有利的，这是因为输出电压VDD/2可用作驱动导电开关的中间级触发电压。
图2C示出了与2∶1调节器20的一个实施例有关的波形。每个导电开关22a和22b由工作在相差约180度相位上的驱动信号进行控制。第一导电开关22a可由信号Φ1(图示波形30)进行驱动，该信号近似为方波。第二导电开关22b可由第二信号
Figure A20041007949800121
(图示波形32)进行驱动，该第二信号近似为信号Φ1(波形30)的反相。在Φ1和 之间可包括少量的死区时间，从而减小任何击穿电流，在转换瞬变期间，该击穿电流可从导电开关22a和22b流过续流开关24a和24b。可使死区时间量最小从而减小纹波电流并且提高传送到输出端的能量。当第一导电开关22a导通时，流过输出电感26a的电流I1(图示波形34)便以线性速率增加。同样，当第二导电开关22b导通时，流过输出电感26b的电流I2(图示波形36)便以线性速率增加。由于导电开关22a和22b的总导通时间接近100％，所以流到输出电容28的纹波电流的幅值将可忽略，从而导致用于对输出进行滤波的电容28更小。
图3A示出了1∶2调节器50的一个实施例，该调节器可作为耦合电感调节器10的实施例。1∶2调节器50可进行开环工作，以将输入电压VDD转换成非隔离输出电压，该输出电压约为输入电压幅值的两倍。
图3B示出了1∶2调节器50的一个实施例的示意图。该1∶2调节器50可包括两个升压变换器，该两个升压变换器工作在相差180度的不同相位上，以从输入电压产生输出电压Vout。参考接地电压或某些其他电压例如低压方电压VL，该输入电压可为高压方电压VH。每个升压变换器可包括导电开关52a和52b、续流开关54a和54b、及电感56a和56b。输出电容58可对每个升压变换器的输出电压进行滤波。与2∶1调节器20类似，输出电容58的值可减小，这是因为存在可忽略的纹波电流，并且由于1∶2调节器50的输出和输入之间紧密耦合，因此输入端的任何电容与输出电容58一起起作用从而有效地给输出端的负载提供并联电容。
每个导电开关52a和52b由具有约180度相位差的驱动信号进行控制。第一导电开关52a可由信号Φ1进行驱动，该信号接近于方波。第二导电开关52b由第二信号 进行驱动，该第二信号几乎为信号Φ1的反相。在Φ1和
Figure A20041007949800132
之间包括少量的死区时间，从而减小任何击穿电流，在开关转换期间，该击穿电流可从导电开关52a和52b流过续流开关54a和54b。可使死区时间量最小以减小纹波电流并且从而提高对输出端的能量传送。由于导电开关52a和52b的总导通时间接近100％，所以流到输出电容58的纹波电流的幅值将可忽略，从而导致用更小的输出电容58对输出进行滤波。
每个升压变换器的电感56a和56b可紧密耦合在一起，优选的是具有接近1的耦合系数K。电感56a和56b可在单个磁芯上绕制在一起，从而形成电感组件57，该电感组件57提供高耦合系数。具有高耦合系数的好处与2∶1调节器20和耦合电感调节器10类似。
任何类型的开关都可用作续流开关54a和54b，例如同步整流器和分立整流器。
图4A示出了1∶-1调节器60的一个实施例，该调节器60可作为耦合电感调节器10的一个实施例。1∶-1调节器60可开环工作，以将输入电压VDD转换成非隔离输出电压，该输出电压近似是输入电压的负值。
图4B示出了1∶-1调节器60的一个实施例的示意图。该1∶-1调节器60与2∶1调节器20相比，以编号60～68标记的相应元件在功能上类似，不同之处是1∶-1调节器60可包括两个反向调节器，该反向调节器工作于接近50％的占空比，以产生为输入电压的负值的输出。
图5示出了耦合电感调节器70的一个实施例，该耦合电感调节器70与1∶2调节器50相比，以编号70～78标记的相应元件在功能上类似，不同之处是耦合电感调节器70包括同步整流器74a和74b，以对来自导电开关72a和72b的输出信号进行整流。有利的是，同步整流器74a和74b可减少与整流输出信号相关的损耗，从而增加耦合电感调节器70的能量效率。尽管所示同步整流器是包括在耦合电感调节器的升压结构中的，但同步整流器也可在耦合电感调节器10的任何实施例中用作续流整流器。
图6A示出了耦合电感调节器120的另一实施例，用于将输入电压转换成输出电压Vout。耦合电感调节器120与2∶1调节器20相比，以编号120～128标记的相应元件在功能上类似，不同之处是耦合电感调节器120包括四个耦合电感126a～126d，这四个耦合电感126a～126d具有接近1的耦合系数。耦合电感126a～126d各自可以预定数量的匝数N1～N4进行绕制，从而使得每个耦合电感可具有单独可控制的匝数。每个耦合电感与其他耦合电感的匝数比可进行改变，从而控制输出电压Vout的幅值。例如，一方面可将匝数设定为N1＝N2＝N3＝N4，在这种情况下输出电压的幅值将近似等于输入电压的1/4。在另一方面，可将匝数设定为N1＝N2，N3＝N4以及N1＝2×N3，在这种情况下输出电压的幅值将近似等于输入电压的1/3。
图6B示出了耦合电感调节器130的另一实施例，用于将输入电压转换为输出电压Vout。耦合电感调节器130与1∶2调节器50相比，以编号130～138标记的相应元件在功能上类似，不同之处在于耦合电感调节器130包括四个耦合电感136a～136d，这四个耦合电感136a～136d具有接近于1的耦合系数。耦合电感136a～136d各自可以预定数量的匝数N1～N4进行绕制，从而使得每个耦合电感可具有单独可控制的匝数。每个耦合电感与其他耦合电感的匝数比可进行改变，以控制输出电压Vout的幅值。
图6C示出了耦合电感调节器140的另一实施例，该耦合电感调节器140用于将输入电压转换成输出电压Vout。耦合电感调节器140与1∶-1调节器60相比，以编号140～148标记的相应元件在功能上类似，不同之处在于耦合电感调节器140包括四个耦合电感146a～146d，这四个耦合电感146a～146d具有接近于1的耦合系数。耦合电感146a～146d各自可以预定数量的匝数N1～N4进行绕制，从而使得每个耦合电感可具有单独可控制的匝数。每个耦合电感与其他耦合电感的匝数比可进行改变，以控制输出电压Vout的幅值。
图16A示出了4∶1调节器150的一个实施例，该调节器150用于从输入电压Vin产生输出电压Vout。4∶1调节器150可开环工作，以产生Vout作为非隔离电压，该电压约为Vin幅值的1/4。该4∶1调节器150可包括四个驱动器152a～152d，以缓冲相位信号Φ1～Φ4，这些相位信号与驱动器152a～152d一一对应。驱动器152a～152d可与以桥形网络设置的六个耦合电感156a～156f进行通信。
成对的耦合电感156a～156b、156c～156d、及156e～156f可各自紧密耦合在一起，优选具有接近1的耦合系数K。优选的是，每对电感156a～156b、156c～156d、及156e～156f在相应的公共磁芯上绕制在一起，从而形成电感组件，该电感组件在电感156a～156b、156c～156d、及156e～156f之间提供高耦合系数值。选择电感绕组的极性，以使得流过每对电感156a～156b、156c～156d、及156e～156f的直流电流几乎抵消，从而流过相应电感组件的磁芯的直流电流几乎为零。在另一实施例中，所有的电感156a～156f都可绕制在单独一个磁芯上。
有利的是，驱动器152a～152d可包括在单个半导体芯片上，以减少成本或减小4∶1调节器的体积。每个相位信号可具有导通状态和截止状态，其占空比接近25％。相位信号可以以时间序列方式进行设置，例如一方面，相位信号可以是交替时间序列PS1，另一方面可将相位信号设置成连续时间序列PS2。在交替时间序列PS1中，相位信号Φ1、Φ3、Φ2、Φ4分别施加到驱动器152a、152b、152c、152d上(见图16B)。在连续时间序列PS2中，相位信号Φ1、Φ2、Φ3、Φ4分别施加到驱动器152a、152b、152c、152d上。耦合电感156a～156f优选具有接近1的耦合系数，可在相同的磁芯结构上以几乎相等的匝数进行绕制。输出电容158可滤波输出电压，从而减小噪声和纹波电压。与2∶1调节器20类似，输出电容158的电容值可减小，这是因为存在可忽略的纹波电流，并且输入端的电容与输出电容一起工作。
图16B示出了与4∶1调节器150的一个实施例相关的信号和波形。图中所示相位信号Φ1～Φ4表示出了各个相位信号Φ1～Φ4之间的时间关系。相位Φ1～Φ4各自可具有接近25％的占空比以及接近Vin的幅值。信号PS2-A示出了当给驱动器152a～152d施加相位信号Φ1～Φ4的PS2相位序列时图16A的节点A上的波形。信号PS2-B示出了当给驱动器152a～152d施加相位信号Φ1～Φ4的PS2相位序列时图16A的节点B上的波形。信号PS2-A和PS2-B的幅值可接近Vin/2。
信号PS1-A示出了当给驱动器152a～152d施加相位信号Φ1～Φ4的PS1相位序列时图16A的节点A上的波形。信号PS1-B示出了当给驱动器152a～152d施加相位信号Φ1～Φ4的PS1相位序列时图16A的节点B上的波形。信号PS1-A和PS1-B的幅值可接近Vin/2。信号PS1-A、PS1-B的信号频率约为信号PS2-A、PS2-B频率的两倍，因此与PS2时间序列相比，当使用PS1时间序列时，可能导致电感值更小。
图16C示出了耦合电感调节器160的一个实施例，该调节器160用于从输入电压Vin产生输出电压Vout。该耦合电感调节器160为降压结构，并且可包括多个耦合电感166，该多个耦合电感是以一种桥形网络方式设置的，该桥形网络具有从1到N范围内任一数目的多级。耦合电感调节器160可开环工作，从而产生Vout作为非隔离电压，该电压近似等于Vin/(2N)。耦合电感调节器160可包括驱动器162以缓冲相位信号Φ1～Φ2N，这些相位信号与每个驱动器162对应。相位信号Φ1～Φ2N各自可具有的占空比约为(100/2N)％而幅值则为Vin。这些相位信号可设置成任何时间序列形式，例如对应4∶1调节器150所示的PS1和PS2。
每一级内的耦合电感对167可紧密耦合在一起，优选具有接近于1的耦合系数K。优选的是，每个电感对167是在一个相应的公共磁芯上绕制在一起的，以形成电感组件，该电感组件可在电感166之间提供高耦合系数值。例如，第2级可具有两个电感组件，第3级可具有四个电感组件。选择电感绕组的极性，以使得流过每个电感对167的直流电流几乎抵消，使得流过相应电感组件的磁芯的直流电流约为零。在另一实施例中，所有的电感166可绕制在单一一个磁芯上。
图7A示出了调节器系统200的一个实施例，该调节器系统200用于从输入电压Vin产生调节后的输出电压Vout。调节器系统200包括低压降调节器LDO 202，该低压降调节器与耦合电感调节器204串联。LDO 202可将LDO输出Vx作为一个或多个反馈信号的函数加以控制。在一个实施例中，来自耦合电感调节器204的输出端的反馈信号206可将Vout的采样值传送给LDO 202，以便与参考电压进行比较。LDO202可按Vout和参考电压相比较的函数来调节LDO电压Vx。耦合电感调节器204可按Vx的一种固定比率的函数产生Vout。例如，如果2∶1调节器被用做耦合电感调节器204，则Vout就约等于Vx幅值的一半。而在另一实施例中，如果1∶2调节器被用做耦合电感调节器204，那么Vout就约等于Vx幅值的两倍。在另一实施例中，可用多个反馈信号进行调节器系统200的多环控制。可采用任何多环控制技术，例如加权反馈信号、从多个反馈信号中选择一个反馈信号、及改变每个反馈环的响应时间。例如，从Vx到LDO 202的内部反馈环可设定为比从Vout到LDO 202的外部反馈环慢。可将任何类型的线性调节器用作低压降调节器。在一个实施例中，LDO 202和耦合电感调节器204可形成在单个集成电路201上，而以单独的电感组件用作输出电感和耦合电感。在另一实施例中，耦合电感调节器204和LDO 202的次序可相反，使得耦合电感调节器204由输入电压Vin产生中间电压Vx，并且LDO 202产生输出电压Vout。LDO 202可接收得自Vout的反馈信号，并接收得自于中间电压的前馈信号。
图7B示出了调节器系统210的一个优选实施例，其中，基准放大器214和场效应晶体管216的组合形成具有LDO输出Vx的LDO。2∶1调节器212从Vx产生输出电压Vout，其中Vout约等于Vx幅值的一半。输出电容214可对来自2∶1调节器212的输出进行滤波。有利的是，该调节器系统210仅需要LDO所提供的电流Ix为输出电流Iout幅值的一半，从而降低了耦合电感调节器204的成本以及用于LDO的散热器的要求。也可在FET 216的输出端包括电容218，从而有可能改进LDO的稳定性。在一个示例性调节器系统210中，Vin可以是3.3V，而Vout可处于1.2V到1.5V的范围内。在另一示例性调节器系统210中，Vin可以是2.5V，而Vout可在0.8V到1.2V的范围内。
图8示出了两级调节器系统300的一个实施例，该调节器系统300用于产生输出电压Vout，该输出电压Vout约等于输入电压Vin幅值的1/4。第一级2∶1调节器302与第二级2∶1调节器304串联连接。第一级2∶1调节器302可工作在第二级2∶1调节器304的两倍电压、但一半电流上。由于这两级调节器302和304可工作在不同的电压上，所以可对应于工作电压使得用于每级调节器302和304的半导体处理工艺得到优化。例如，第一级2∶1调节器302可采用0.5μm等效逻辑晶体管工艺形成，同时第二级2∶1调节器304可采用0.25μm等效逻辑晶体管工艺形成。基于调节器级的电压而选择用于每个调节器级的工艺，这种方法可应用到耦合电感调节器的任何实施例中，同样可应用在耦合电感调节器的任何结构中，例如串联、并联以及带分接头的耦合电感调节器的组合。通过对用于每个耦合电感调节器的工艺进行优化，可减小芯片尺寸，从而导致相应成本的降低。
图9A示出了超低压高电流调节器(VLVHC)320的一个实施例，该调节器320用于产生低电压输出。VLVHC调节器320可包括后面连接有2∶1调节器324的降压变换器322。在一个实施例中，降压变换器322和2∶1调节器324可形成于单个集成电路201上，而以独立的电感组件用作输出电感和耦合电感。降压变换器322可以是任何类型的降压变换器，例如具有一个或多个输出相的传统的降压变换器。用于控制降压变换器322输出的一个或多个反馈信号可从VLVHC调节器320的各点传送到降压变换器322上，上述VLVHC调节器320的各点例如有2∶1调节器324的输出端和降压变换器322的输出端。由于降压变换器322的输出电流是单个降压变换器直接将Vin转换成Vout时所输出的电流的幅值的一半，所以相比于仅用单个降压变换器产生Vout，降压变换器322输出装置的尺寸可有利地以至少为2的因子减小，亦即降压变换器322输出装置的尺寸可至少减小至前者的一半。输出装置可包括诸如输出电容和输出电感这样的装置。有利的是，本发明认识到在2∶1调节器324的输出端的纹波电压与在降压变换器322的输出端的电压相比将会以因子2减小，因此可将更小的输出装置用于降压变换器322。另外，电容的容积系数通常直接关系到电容的额定电压，因此当电容额定值的额定电压增加时，通常电容的体积减小(VH/VL)2，其中VH是高额定电压，而VL是低额定电压。另外，电感的体积直接关系到流过电感的电流的平方值，因此当电感的最大额定电流减小时，电感的体积减小。在一个实施例中，可将多个反馈信号用于VLVHC调节器320的多环控制。可使用任何一种多环控制技术，例如加权反馈信号、从多个反馈信号中选择一个反馈信号、及改变每个反馈环的响应时间。例如，从降压变换器输出到降压变换器322的内部反馈环可设定为比从Vout到降压变换器322的外部反馈环慢。
另外，VLVHC调节器320的总功率效率可以比仅有一个非隔离降压变换器将Vin转换成Vout时要低。图9B示出了在非隔离降压变换器中流过导电开关的电流Ids的波形326，该非隔离降压变换器从Vin产生Vout。降压变换器的占空比可比VLVHC调节器320的占空比低约四倍。由于占空比更低，流过导电开关的峰值电流Ids可比流过VLVHC调节器320的导电开关的峰值电流高约四倍，从而导致降压变换器320中的开关损耗可比VLVHC调节器320的降压变换器中的开关损耗大约4倍。非隔离降压变换器的导电开关中的功率耗散Pd的波形328示出了在导电开关的转换过程中发生的高开关损耗。
图10A示出了超低压高电流调节器(即VLVHC调节器)340的另一实施例，调节器340用于产生低电压输出。VLVHC调节器340与VLVHC调节器在功能上类似，只是VLVHC调节器340可包括两个或更多个耦合电感调节器342和344，调节器342和344位于电源346之后。耦合电感调节器342和344优选的是耦合电感调节器的降压形式(2∶1调节器、3∶1调节器、4∶1调节器等)，为的是利用电源346输出装置的尺寸减小所带来的好处，但是本发明的范围包括耦合电感调节器的任一实施例，例如具有1∶2的升压比的升压调节器。
图10B示出了超低压高电流调节器370(VLVHC调节器)的另一实施例，该调节器370用于产生低电压输出。VLVHC调节器370与VLVHC调节器340在功能上类似，只是VLVHC调节器370可包括两个或更多个电感耦合调节器372和374，调节器372和374位于电源376之前。耦合电感调节器372和374可以是任一结构，例如耦合电感调节器的降压结构(2∶1调节器、3∶1调节器、4∶1调节器等)，升压结构(1∶2调节器)，以及反向结构(1∶-1调节器)。
图11示出了用于将输入电压VIN转换成多个输出电压VOUT1～VOUT3的多级调节器系统350的一个实施例。该多级调节器系统350可包括电源352，该电源例如是一个降压变换器，与两个或更多个耦合电感调节器354～360连接。有利的是，该多级调节器系统350可产生诸如VOUT1～VOUT3这样的多个中间电压，同时通过减小电源352的输出装置的成本而使整个装置的成本最小。
图12A和12B示出了单个电源放大器系统400和410的实施例，这些电源放大器系统可从功率放大器404给负载例如扬声器402供电。传统的单个电源放大器系统包括与负载和功率放大器串联的大隔直电容，以便从驱动负载的信号中去掉任何直流成分。有利的是，单个电源放大器系统400可利用耦合电感调节器从第一电源电压VDD产生第二电源电压Vo2。该第二电源电压可用来消除在负载402上出现的直流电压。
一方面，2∶1调节器406可产生电压Vo2，该电压约为VDD幅值的一半。电压Vo2可施加到负载402的一端，以将负载402偏置，这样使得没有直流电压出现在负载402上，从而消除了对隔直电容的需要。在一个实施例中，2∶1调节器406和功率放大器404可形成在单个集成电路401上。
另一方面，1∶-2调节器408可产生电压-VDD，该电压为功率放大器404的高压方电源电压VDD的负值。电压-VDD用作功率放大器404的低压方电源电压，从而将功率放大器404转换成双电源放大器。功率放大器404然后可产生输出，该输出大致以零伏为中心值并且几乎没有直流成分，从而消除了对隔直电容的需要。在一个实施例中，1∶-1调节器408和功率放大器404可形成在单个集成电路411上。
图13示出了车辆电气系统500，该车辆电气系统可以由24伏电池502供电。车辆电气系统500可包括24伏负载504和12伏负载506二者的组合。例如，汽车的基本电气系统如引擎、压缩机、风扇、灯、及空调可全部由24伏电池502进行驱动。而汽车的一个或多个附件，例如音响、计算机、点烟器以及全球定位系统可被设计为使用12伏汽车系统，因此需要12伏电源以提供电能。2∶1调节器508可提供从24伏电池502得到的12伏电能的低成本电源，因此在汽车电气系统500中可使用需要12伏电源的其余汽车附件。
图17A示出了用于从输入电压Vin产生输出电压Vout的自动检测调节器510的一个实施例。自动检测调节器510特别适合于在汽车电气系统500中用作2∶1调节器508。该自动检测调节器510可包括自动传感器530，以检测输入电压并控制2∶1调节器520。2∶1调节器与2∶1调节器20相比，以编号520～528标记的对应元件可在功能上类似。自动传感器530可按输入电压的幅值的函数自动控制2∶1调节器520。例如，当Vin比预定电压电平大时，自动传感器530可设定导电开关522a和522b的占空比为各自50％，使得2∶1调节器520可产生约为Vin幅值一半的输出电压，并且当Vin比预定电压电平小时，自动传感器530可设定导电开关522a和522b两者都处于连续导通状态，从而使Vout约等于Vin。
图17B示出了用于从输入电压Vin产生输出电压Vout的自动检测调节器540的另一实施例。自动检测调节器540可包括自动传感器560，以检测输入电压并按输入电压幅值的函数控制传统的降压变换器550。可应用任何类型的降压变换器552。降压变换器550可包括导电开关552、续流二极管554、输出电感556以及输出电容558。在一个实施例中，如果Vin小于预定电压电平，则自动传感器可设定该导电开关552为连续导通状态，如果Vin大于预定电压电平，则自动传感器560可使导电开关由可变占空比信号进行驱动，从而维持恒定输出电压。
图14示出了用于供电给高速线路驱动器装置(DDR)602的驱动器电源系统600。2∶1调节器604可从VDDQ电压产生VTT电压。VTT电压约为VDDQ电压的一半。有利的是，2∶1调节器604可利用输出滤波电容，该输出滤波电容比传统调节器所需要的滤波电容小得多。VTT电压可供电给终端装置606a和606b以及DDR 602。VTT电压不是VDDQ电压的精确的一半，为了就此对VTT电压进行补偿，可从VTT电压得到DDR 602的参考电压VREF 608。另外，滤波器610可对参考电压608进行滤波，从而减小噪声成分。
图15A示出了绕制在环形磁芯上的耦合电感700的一个实施例。耦合电感700的绕组被设置得令流过绕组的直流电流抵消。通过使流进耦合电感700的总直流电流最小，防止了环形磁芯饱和，并且可将高导磁性材料例如铁氧体用于环形磁芯，从而减小铁芯损耗。
图15B示出了绕制在一平面形组件上的耦合电感710的另一实施例。耦合电感710与耦合电感700在功能上类似，例如它们的绕组均设置得令流过绕组的直流电流抵消，从而使高导磁性材料例如铁氧体可用于铁芯。
图18A示出了用于从输入电压Vin产生调节后的输出电压Vout的数字低压降(LDO)调节器900。数字LDO调节器900可包括由数字控制器904控制的开关模块902。开关模块902可由耦合电感调节器实现或由数字式电阻实现。耦合电感调节器可以具有任意一种在本说明书中所描述的结构，例如降压、升压和反向结构。数字式电阻包括不具有任何耦合电感的开关阵列。在每种情况下，开关阵列906包含在开关模块902中，由数字控制器控制以控制调节后的输出电压。图18C示出了开关阵列950的一个实施例。控制信号CNTL1～CNTLX可以以周期为基础，独立地控制开关952。开关952可以进行群控也可以单独控制。在一个实施例中，开关阵列906可以由图18D中所示的开关阵列1006实现。
图18B示出了用于从输入电压Vin产生调节后的输出电压Vout的耦合电感型数字LDO调节器1000的一个实施例。数字LDO调节器1000可包括由数字控制器1004控制的耦合电感调节器1002。耦合电感调节器1002可以是任意一种结构，例如降压、升压和反向结构。耦合电感调节器1002的导电和反向开关中，至少一种开关是以开关阵列1006实现的，例如导电开关阵列、反向开关阵列和它们的组合。开关阵列1006可包括由开关构成的阵列，其中的一个或多个开关能够以周期为基础来分组控制。任意一种开关都可以被用作导电开关阵列1006，例如MOSFET、NMOS、PMOS和BJT，不过优选的是在单个集成电路上的MOSFET阵列。通过控制在导电周期期间传送能量的开关的数量，可以控制导电开关阵列的功率损耗。例如，如果导电开关阵列1006是由MOSFET阵列实现的，则可以用在一个周期期间传送能量的MOSFET数量的函数来控制导电开关阵列1006上的电压降。
图18D示出了具有2∶1降压结构的示例性耦合电感调节器1002的一个实施例。降压结构的耦合电感调节器1020可以包括一个或多个导电开关阵列1022a、1022b，以取代在本说明书前面部分中描述的导电开关。在所示降压结构中，导电开关阵列1022a和1022b可接收高压方电压如VDD。优选的是，耦合电感调节器1002中的每个导电开关都替换为导电开关阵列1022，但是仅用导电开关阵列1022替换部分导电开关仍在本发明的范围内。例如，在1∶4升压结构的耦合电感调节器1002中，可以用一个导电开关阵列来取代一个导电开关，而余下的三个导电开关却不替换成导电开关阵列。控制信号CNTLxx可以单独地控制构成各个导电开关阵列1022a和1022b的开关1030a和1030b。续流开关1024a和1024b可以连接到每个导电开关阵列1022a和1022b。降压结构中的每个续流开关1024a和1024b可以接低压方电压如VL。耦合电感1028a和1028b可连接在导电开关阵列1022a、1022b以及所示输出端之间。可在该输出端上连接输出电容1029。
图18E示出了示例性耦合电感调节器1002的另一实施例。本图所示降压结构的耦合电感调节器1040可包括一个或多个续流开关阵列1044a和1044b以取代在本说明书前面部分中描述的续流开关。在所示降压结构中，续流开关阵列1044a和1044b可接低压方电压如VL。优选的是，耦合电感调节器1002中的每个续流开关都替换为续流开关阵列1044，但是仅用续流开关阵列1044替换部分续流开关仍在本发明的范围内。例如，在1∶4升压结构的耦合电感调节器1002中，可以用一个续流开关阵列来取代一个续流开关，而余下的续流开关却不替换成续流开关阵列。控制信号CNTLxx可以单独地控制构成各个续流开关阵列1044a和1044b的开关1050a和1050b。导电开关1042a和1042b可以连接到每个续流开关阵列1044a和1044b。降压结构中的每个导电开关1042a和1042b可以接高压方电压如VDD。耦合电感1048a和1048b可连接在续流开关阵列1044a、1044b以及所示输出端之间。可在该输出端上连接输出电容1049。
图18F示出了示例性耦合电感调节器1002的另一实施例。本图所示降压结构的耦合电感调节器1060可包括一个或多个导电开关阵列1062a和1062b、及续流开关阵列1064a和1064b，以取代在本说明书前面部分中描述的导电开关和续流开关。在所示降压结构中，导电开关阵列1062a和1062b可接高压方电压如VDD，而续流开关阵列1064a和1064b可接低压方电压如VL。优选的是，耦合电感调节器1002中的每个导电开关和每个续流开关分别替换为导电开关阵列1062和续流开关阵列1064，但是仅用导电开关阵列1062或续流开关阵列1064替换部分导电开关和续流开关仍在本发明的范围内。例如，在1∶4升压结构的耦合电感调节器1002中，可以用一个导电开关阵列来替换一个导电开关，而余下的导电开关和续流开关却不替换成开关阵列。控制信号CNTLxx可以单独地控制构成导电开关阵列1062a和1062b以及续流开关阵列1064a和1064b的开关1070a、1070、1071a和1071b。在开关阵列1062a、1062b、1064a和1064b以及输出Vout之间可连接耦合电感1068a和1068b。在输出端可连接输出电容1069。
开关阵列的任意一种组合都可以用在耦合电感调节器1002中，只要至少一个导电开关或续流开关被替换为开关阵列即可。例如，图18D、18E和18F中所示的降压结构的耦合电感调节器1020、1040和1060仅示出了用于2∶1降压结构的开关阵列的15种可能结构中的3种。对于反向和升压结构以及数量级增大的结构而言，其他各种组合也是可能的。
参考图18B，数字控制器1004可采用输出电压的一个函数产生控制信号，以控制导电开关阵列1006。模数转换器(ADC)1010可产生对应于输出电压的数字信号。可以应用任何类型的ADC。数字电路1012如数字信号处理器可处理数字信号以确定控制信号的状态，以便将输出电压调节到预定电平。控制信号可控制导电开关阵列1006中导电开关的数量，以控制导电开关阵列1006上的电压降从而控制输出电压。
在一个输入电压为3.3伏的示例性数字LDO调节器中，如果耦合电感调节器1002进行开环操作，则耦合电感调节器1002可以是降压结构，使得输出电压约等于1.65伏(输入电压的一半)。但是，借助于控制导电开关阵列1006的数字控制器1004，可将输出电压调节到约等于或小于1.65伏的电压上。
在另一实施例中，数字电路1012可包括脉冲串模块1014，用于控制导电开关阵列1006中开关的占空比。有利的是，在低输出电流Iout下的操作过程中，例如当Iout低至控制导电开关的数量已不足以调节输出电压时，脉冲串模块1014可改善调节效果。上述脉冲模块的操作可以和对导电开关阵列1006中导电开关的数量的控制一起进行。
图19A示出了电源系统1100的一个实施例，该电源系统用于将调节后的电源电压提供给数字逻辑电路1102如中央处理器(CPU)。电源系统1100可包括直流-直流变换器1104，该直流-直流变换器后接数字LDO调节器1106，以产生调节后的电源电压。可以使用任何类型的直流-直流变换器1104，如单相输出和多相输出的直流-直流变换器。有利的是，数字LDO调节器1106的快速响应时间可使得数字LDO调节器1106适合于将功率直接提供给数字逻辑电路1102。
数字LDO调节器1106可包括如在本说明书前面部分所述的耦合电感调节器1108和数字控制器1110。数字控制器1106可包括控制回路1112a和1112b，用以控制直流-直流变换器1104的输出电压，以使得耦合电感调节器1108的输入电压达到最小，从而限制功率损耗并提高最大输出电流，因此在负载改变的瞬间，数字LDO调节器1108可以不脱离调节范围而提供该最大输出电流。可这样构成数字控制器1110的控制回路：使得耦合电感调节器1108的控制回路是快速回路1112a，而直流-直流变换器1104的控制回路是低速回路1112b。由于直流-直流变换器1104不需要快速响应时间，所以有利的是，直流-直流变换器1104可工作在更低的工作频率下，导致得到更高的功率效率。由于直流-直流变换器1004的输出电流低于用在传统电源系统中的直流-直流变换器的输出电流的一半，所以减小了导通损耗，并进一步提高了直流-直流变换器1004的效率。此外，电源系统不需要进行输出电压的电压配置。提供功率给CPU的传统直流-直流变换器则典型地包括电压配置，以减小在负载电流瞬变过程中施加到CPU上的电压应力。电压配置是这样一种技术：设定输出电压的幅值，以使其按照输出电流幅值的函数改变。
图19B示出了直流-直流变换器1104的一个实施例的框图。功率级1120可从输入电压Vin产生斩波输出。输出滤波器1122可对该斩波输出进行滤波从而产生直流输出Vout。控制电路1124可按直流输出的函数控制上述功率级。
图20A示出了输出电压的电压配置。第一波形1150示出了一种传统变换器的输出电压，该输出电压被设定成具有随输出电流增加而下降的负斜率。第二波形1152示出了数字LDO调节器的一个实施例，其中输出电压具有对应于所有输出电流值的平斜率。第三波形1154示出了数字LDO调节器的另一实施例，其中所示输出电压具有随输出电流增加而增大的正斜率。
图20B示出了传统直流-直流变换器中输出电压Vout的波形1160和输出电流Iout的波形1162，该传统的直流-直流变换器不包括电压配置。由于传统直流-直流变换器相对慢速的响应，在输出电流的瞬变过程中，输出电压会发生波动。由于CPU可能受到电压过应力，在输出电流从高到低转变的过程中Vout的波动可能是特别棘手的。
图20C示出了传统直流-直流变换器中输出电压Vout的波形1170和输出电流Iout的波形1172，该传统的直流-直流变换器包括电压配置。可将输出电压的幅值设计成在高输出电流时低于低输出电流时输出电压的幅值。在高输出电流幅值的情况下，将输出电压的幅值设计成低于不进行电压设计的情况下的稳态值。在输出电流从高到低的瞬变过程中，由于过调节是从较低的稳态输出电压幅值开始的，所以输出电压的最大过调节量被减小了。较小的最大过调节量减少了接收功率的数字电路上的电压应力。但是，在较低的输出电流水平下进行电压配置可能是有缺陷的，那就是较高的输出电压电平可能导致数字电路中的泄漏电流增加。由于CMOS器件的几何形状的尺寸在0.13μm以下，所以电源电压中的少许增加都可能导致数字电路中的泄漏电流呈指数增加。但当数字芯片工作在较低速度(低供电电流)下时，电压配置导致较高的电源电压，从而导致当数字电路被认为相对较不活动时泄漏较高。此外，由于当电源电流最大时电压配置导致提供给数字电路的电源电压最小，所以数字电路的最大时钟频率可能受到限制。
图20D示出了数字LDO调节器的一个实施例的输出电压Vout的波形1180和输出电流Iout的波形1182。由于负载电流改变过程中电压的瞬变可忽略，所以LDO调节器的快速响应时间导致不需要进行电压配置。由于在高电源电流操作过程中提供给数字电路的输出电压是可控的，所以数字电路可工作在更高的最大时钟频率下。
图21A示出了作为数字式电阻构成的数字LDO调节器1200的一个实施例，其用于从输入电压Vin产生调节后的输出电压Vout。数字LDO调节器1200与数字LDO调节器1000相比，以编号1200～1208标记的对应元件在功能上相似，只是数字LDO调节器1200包括开关阵列1202，而取代了用于调节输出电压的耦合电感调节器。数字式电阻构成的LDO调节器1200可将输出电压调节到低于输入电压的任何电平。数字控制器1204以类似于数字LDO调节器1000中的数字控制器1004的方式进行操作以控制开关阵列1202。输出电容1220可对输出电压进行滤波以提供能量存储和噪声抑制。
图21B示出了用于数字LDO调节器1200的开关阵列1202的一个实施例。任何类型的开关，如MOSFET、NMOS、PMOS和BJT，都可用作开关阵列1202，不过最优选的是在单个集成电路上由MOSFET构成的阵列。通过控制在导电周期期间传送能量的开关的数量，可控制开关阵列1202的功率损耗。例如，如果开关阵列1202用MOSFET阵列来实现，则可按在一个周期期间传送能量的MOSFET数量的函数来控制开关阵列1202上的电压降。控制信号CNTL1～CNTLX可以以周期为基础单独控制开关1208。开关1208可成组控制和单独控制。
图22示出了用于提供功率给CPU 1302的电源系统1300的一个实施例。电源系统1300可包括设置为数字式电阻型的数字LDO调节器1304。数字LDO调节器1304可从输入电压Vin产生调节后的输出电压Vout。直流-直流变换器1306可产生用于数字LDO调节器1304的输入电压。输入电压优选是。数字LDO调节器1304在功能上与数字LDO调节器1200相似。
图23示出了用于提供功率给CPU1402的电源系统1400的一个实施例。电源系统1400可包括设置为耦合电感型的数字LDO调节器1404，用于调节给CPU 1402的功率。数字LDO调节器1404可包括串联的两个或更多个耦合电感调节器1406a和1406b，以从输入电压Vin产生输出电压Vout。直流-直流变换器1408可产生用于数字LDO调节器1404的输入电压。数字LDO调节器1404可包括数字控制器1410以控制耦合电感调节器1406a和1406b以及直流-直流变换器1408。数字控制器1410可通过与LDO调节器1000的数字控制器1004相似的方式起作用，同时具有附加的控制直流-直流变换器1408输出电压的功能。数字控制器1410可借助来自直流-直流变换器1408输出端的反馈信号直接控制直流-直流变换器1408的输出电压，或者可借助其他电路特性参数，如流到CPU的电流和耦合电感调节器的输出电压，间接地控制直流-直流变换器1408的输出电压。
图24示出了用于提供功率给CPU 1502的电源系统1500的一个实施例。电源系统1500可包括用于从输入电压Vin产生调节后的输出电压Vout的数字LDO调节器1504。直流-直流变换器1508可产生用于数字LDO调节器1504的输入电压。数字LDO调节器1504可包括开关模块1506，该开关模块被设置成以耦合电感形式进行工作或以数字式电阻形式进行工作。对于耦合电感工作模式而言，所述开关模块是在功能上与耦合电感调节器1006相似的耦合电感调节器。对于数字式电阻工作模式而言，开关模块1506是在功能上与开关阵列1202相似的开关阵列。数字LDO调节器1504可包括ADC 1510和DSP 1512，用以按输出电压和外部激励的函数控制开关模块1506，上述外部激励例如有CPU控制信号和其他电路信号。CPU控制信号可包括唤醒模式、脉冲串模式和休眠方式以及任何其他CPU控制信号。
图25A示出了多芯片模块1600的一个实施例。多芯片模块1600可包括数字逻辑电路1602以提供任何类型的功能。数字逻辑电路1602可以是任何类型的逻辑电路如复杂逻辑电路和处理器如Power PC和X86芯片。与本说明书指导一致的数字LDO调节器1604可接收输入电压并以此产生调节后的输出电压，将其供给数字逻辑电路1602。
图25B示出了多芯片模块1600的一个实施例的平面图。任何类型的物理结构都可用于多芯片模块1600。散热器1606可提供由数字逻辑电路1602和LDO调节器1604产生的热量的散热通路。封装基底1612可提供数字逻辑电路1602和数字LDO调节器1604的相互连接。一个或多个引脚1608可连接到封装基底1612以提供从多芯片模块1600到另一个组件如母板的相互连接。对于LDO调节器1604的耦合电感结构，可在封装基底1612上安装与数字LDO调节器1604相关的一个或多个耦合电感1610。
图26A示出了在单个半导体芯片1710上制备的半导体器件1700的一个实施例。该半导体器件包括数字LDO调节器1702和数字电路1704。半导体器件1700可包括数字逻辑电路1702以提供任何类型的功能。数字逻辑电路1702可以是任何类型的逻辑电路如复杂逻辑电路和处理器如Power PC和X86芯片。与本说明书指导一致的数字LDO调节器1704可接收输入电压并以此产生调节后的输出电压，将其供给数字逻辑电路1702。
图26B示出了半导体器件1700的一个实施例的平面图。散热器1706可提供热量通路以使在单个半导体芯片1701上产生的热量耗散。互连组件1712可将半导体芯片1700和其他器件相互连接。可使用任何类型的互连组件1712，例如母板。可将一个或多个引脚1708连接到互连组件1712。对于LDO调节器1704的耦合电感结构，可在互连组件1712上安装与LDO调节器1704相关的一个或多个耦合电感1710。
说明书已经描述了本发明的大量实施例。同时，显而易见的是，在不背离本发明的主旨和不超出本发明的范围的情况下还可做出各种变形。因此，其他实施例都落在所附权利要求的范围内。

Claims (21)

1.一种数字低压降调节器，用于从电源的输入电压产生输出端的输出电压，包括：
一开关模块，用以产生所述输出电压，该开关模块包括至少两个响应其相应的开关控制信号的并联开关，以调节能量从所述电源到所述输出端的流动，每个所述开关都具有导通状态和截止状态；和
一数字控制器，用以检测所述输出电压，并响应该输出电压而产生所述开关控制信号，以将所述输出电压调节到预定幅值。
2.如权利要求1所述的数字低压降调节器，其中所述开关模块是耦合电感调节器；
其中所述至少两个并联开关是一导电开关阵列，该导电开关阵列响应所述开关控制信号以产生所述输出电压；而且
其中每个所述开关控制信号都具有约为50％的占空比。
3.如权利要求1所述的数字低压降调节器，其中所述开关模块是数字式电阻，并且所述至少两个并联开关是开关阵列。
4.如权利要求1所述的数字低压降调节器，其中所述数字控制器包括：
一模数转换器，用以产生相应于所述输出电压的数字信号；和
一数字电路，其响应所述数字信号以产生所述开关控制信号。
5.如权利要求4所述的数字低压降调节器，其中所述数字电路是数字信号处理器。
6.如权利要求5所述的数字低压降调节器，其中所述数字电路包括一脉冲串模块，以在低输出电流条件下操作所述开关模块，该脉冲串模块包括对所述至少两个并联开关的占空比控制，以调节所述输出电压。
7.如权利要求1所述的数字低压降调节器，其中所述至少两个并联开关包括：
响应所述开关控制信号中的第一开关控制信号的并联开关组；和
响应所述开关控制信号中的第二开关控制信号的单开关。
8.如权利要求2所述的数字低压降调节器，其中所述耦合电感调节器包括：
至少两个导电开关，用以将能量从所述电源传送到所述输出端；
至少两个电感，其与所述至少两个导电开关连接，所述至少两个电感是在一公共磁芯上绕制在一起的，并且所述至少两个电感各自所具有的极性使得各所述电感的直流电流彼此抵消，各所述电感具有约等于1的耦合系数；
至少两个续流开关，其与所述至少两个导电开关连接，用以在非导电周期期间提供电流通路；而且
所述开关控制信号各自具有约为50％的占空比，并控制所述至少两个导电开关，其中所述至少两个导电开关各自包括一导电开关阵列。
9.如权利要求8所述的数字低压降调节器，其中所述耦合系数至少约为0.99。
10.如权利要求8所述的数字低压降调节器，其中所述至少两个导电开关、至少两个电感和至少两个续流开关是以降压结构连接的，使得所述输出电压的幅值约为所述输入电压的一半。
11.如权利要求10所述的数字低压降调节器，其中所述降压结构包括两个降压调节器，每个降压调节器以约为50％的占空比进行工作，每个降压调节器包括：
一导电开关，其与一续流开关和一电感连接，该导电开关在导电周期期间将电流从所述电源通过所述电感传输到所述输出端，所述续流开关则在非导电周期期间提供使电流经所述电感流到所述输出端的导电通路。
12.如权利要求8所述的数字低压降调节器，其中所述至少两个导电开关、至少两个电感和至少两个续流开关是以升压结构连接的，使得所述输出电压的幅值约为所述输入电压的两倍。
13.如权利要求12所述的数字低压降调节器，其中所述升压结构包括两个升压调节器，每个升压调节器以约为50％的占空比进行工作，每个升压调节器包括：
一导电开关，其与一续流开关和一电感连接，该导电开关在导电周期期间将电流从所述电源的高压方通过所述电感传输到所述电源的低压方，所述续流开关则在非导电周期期间提供使电流从所述电源的高压方经所述电感而流到所述输出端的导电通路。
14.如权利要求8所述的数字低压降调节器，其中所述至少两个导电开关、至少两个电感和至少两个续流开关是以1∶-1结构连接的，使得所述输出电压近似是所述输入电压的负值。
15.如权利要求14所述的数字低压降调节器，其中所述1∶-1结构包括两个反向调节器，每个反向调节器以约为50％的占空比进行工作，每个反向调节器包括：
一导电开关，其与一续流开关和一电感连接，该导电开关在导电周期期间将电流从所述电源的高压方通过所述电感传输到所述电源的低压方，所述续流开关则在非导电周期期间提供使电流从所述输出端经所述电感流到所述电源的低压方的导电通路。
16.如权利要求1所述的数字低压降调节器，其中所述开关模块是耦合电感调节器；
其中所述至少两个并联开关至少是导电开关阵列或续流开关阵列的其中之一，该导电开关阵列或续流开关阵列响应所述开关控制信号以产生所述输出电压；而且
其中每个所述开关控制信号具有约为50％的占空比。
17.如权利要求1所述的数字低压降调节器，其中所述开关模块是耦合电感调节器，该耦合电感调节器至少包括一第一开关对和一第二开关对，所述第一开关对和第二开关对通过对应的耦合电感连接在一起；
所述第一开关对和第二开关对各自包括一导电开关阵列，该导电开关阵列与一续流开关阵列连接；
所述至少第一开关对的导电开关阵列包括X≥1个并联开关；
所述至少第二开关对的导电开关阵列包括N≥1个并联开关；
所述至少第一开关对的续流开关阵列包括Y≥1个并联开关；和
所述至少第二开关对的续流开关阵列包括M≥1个并联开关。
18.如权利要求8所述的数字低压降调节器，其中一个所述导电开关的第一导通时间与另一个所述导电开关的第二导通时间是由非导通时间间隔开的，其中所述非导通时间的持续时间基本上比所述第一导通时间以及所述第二导通时间的持续时间都短。
19.如权利要求8所述的数字低压降调节器，其中所述至少两个导电开关的总导通时间接近于但少于100％。
20.如权利要求8所述的数字低压降调节器，其中所述至少两个导电开关包括接收第一驱动信号的第一导电开关和接收第二驱动信号的第二导电开关，其中所述至少两个续流开关包括接收所述第二驱动信号的第一续流开关和接收所述第一驱动信号的第二续流开关，并且其中所述第一和第二驱动信号是相同但具有一定相位偏移的信号，该相位偏移等于360度除以所述导电开关的数量。
21.一种电源系统，用于产生输出电压以给数字逻辑电路供电，该电源系统包括如权利要求1所述的数字低压降调节器，并进一步包括一直流-直流变换器以产生所述输入电压，其中所述数字低压降调节器由所述输入电压产生所述输出电压。
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