CN1822479A - 具有利用双斜坡的双边沿调制的脉冲宽度调制控制器 - Google Patents

Abstract

一种双边沿调制控制器包含第一及第二斜坡电路、第一及第二比较器、误差放大器以及脉冲控制逻辑。该第一斜坡电路提供与一时钟同步的前沿斜坡。该误差放大器比较反馈信号与一基准并且提供补偿信号。该第一比较器比较该前沿斜坡与该补偿信号并且断言设定信号。该第二斜坡电路提供后沿斜坡，该后沿斜坡在该设定信号被断言时开始做斜坡变化。该第二比较器比较该后沿斜坡与该补偿信号并且断言重置信号。该脉冲控制逻辑在该设定信号被断言时断言PWM信号，并且在该重置信号被断言时去断言该PWM信号。该控制器可以在电流平衡之下控制多个相位。该些斜坡的转换速率可以根据被断言的PWM信号数目来加以调整。

Description

具有利用双斜坡的双边沿调制的脉冲宽度调制控制器

相关申请的交互参考

此申请要求2005年2月10日申请的美国临时申请序号60/651,599以及2005年7月5日申请的美国临时申请序号60/696,680的优先权，这些美国临时申请针对所有意图与目的而被纳入于此作为参考。

技术领域

本发明有关于电源调节器或转换器，并且更特别是有关于一种为了快速的响应而利用双斜坡信号的双边沿调制所实现的电源控制器。

背景技术

现代的中央处理单元(CPU)的负载电流是高度动态的，并且非常快速地从低电流变化到高电流以及从高电流变化到低电流。例如，可能在1微秒(μs)内发生CPU的电流瞬变，此小于已知的电压调节器的典型的切换周期。希望提供给直流至直流的电源调节器一个对于每当发生快速的负载转变时都具有充分的响应时间的控制回路。

在已知的脉冲宽度调制(PWM)的结构中，误差放大器的补偿(COMP)输出典型是藉由一个PWM比较器来和一固定的斜坡信号做比较，该PWM比较器产生一个被用来控制直流至直流的电源调节器的切换的PWM信号。为了提供切换的噪声抗扰性，通常耦接一个重置-设定(R-S)触发器至该比较器的输出，以确保每个切换周期只有一个脉冲。前沿(leading-edge)的调制方式对于加上负载的瞬变事件而言是良好的，但却未总是响应于释放负载的瞬变事件，而后沿(trailing-edge)的调制方式对于释放负载的瞬变事件而言是良好的，但却未总是响应于加上负载的瞬变事件。因此，这些已知的方式都分别在某些负载变化的情形下增添时钟信号延迟。由于该斜坡是固定的且由于PWM脉冲的前沿只发生在前半周期中而后沿只发生在后半周期中，所以已知的双边沿调制方式也呈现导通或关断延迟。

发明内容

根据本发明的一个实施例的双边沿调制控制器包含第一及第二斜坡电路、第一及第二比较器、误差放大器以及脉冲控制逻辑。该第一斜坡电路提供与一时钟信号同步的前沿斜坡信号。该误差放大器比较一个反馈信号与一个基准信号，并且提供指示其的补偿信号。该第一比较器比较该前沿斜坡信号与该补偿信号，并且断言(assert)指示其的设定信号。该第二斜坡电路提供后沿斜坡信号，该后沿斜坡信号在该设定信号被断言时开始做斜坡变化(ramping)。该第二比较器比较该后沿斜坡信号与该补偿信号并且断言指示其的重置信号。该脉冲控制逻辑在该设定信号被断言时断言脉冲-宽度调制(PWM)信号并且在该重置信号被断言时去断言(de-assert)该PWM信号。

该第一斜坡电路可以在该时钟信号的每个脉冲开始从预设的电压电平斜坡变化该前沿斜坡信号。该第二斜坡电路可以在该PWM信号被断言时开始从预设的电压电平斜坡变化该后沿斜坡信号，并且可以在该PWM信号被去断言时重置该后沿斜坡信号回到该第一电压电平。在一个更特定的实施例中，该第一斜坡电路是向下斜坡发生器，而该第二斜坡电路是向上斜坡发生器。该脉冲控制逻辑可被实施为R-S触发器或类似者。

在一个实施例中，该PWM信号控制切换电路，该切换电路在相位节点处耦接至输出电感器，以通过该输出电感器来转换输入电压成为输出电压。该第二斜坡电路可以根据该输入电压、相位节点电压、横跨该输出电感器的电压以及通过该输出电感器的电流的任何组合来控制该后沿斜坡信号的转换速率(slew rate)。

根据本发明的一个实施例的功率变换器包含第一相位电路以及双边沿调制控制器。该双边沿调制控制器包含误差放大器、振荡器、第一及第二比较器、第一斜坡电路以及第一脉冲控制逻辑。该第一相位电路藉由第一PWM信号来加以控制，以用于经由第一电感器来转换输入电压成为输出电压。该双边沿调制控制器具有用于感测该输出电压的反馈输入以及用于提供该第一PWM信号的第一PWM输出。该误差放大器具有耦接至该反馈输入的第一输入、接收一基准电压的第二输入、以及提供一补偿信号的输出。该振荡器提供具有重复斜坡的第一前沿斜坡信号。该第一比较器比较该第一前沿斜坡信号与该补偿信号，并且断言指示其的第一设定信号。该第一斜坡电路在该第一PWM信号被断言时使第一后沿斜坡信号做斜坡变化。该第二比较器比较该第一后沿斜坡信号与该补偿信号，并且其断言指示其的第一重置信号。该第一脉冲控制逻辑在该第一设定信号被断言时断言该第一PWM信号，并且在该第一重置信号被断言时去断言该第一PWM信号。

在一个实施例中，该振荡器在时钟信号的每个脉冲开始使该第一前沿斜坡信号从第一电压电平斜坡下降，并且该第一斜坡电路在该第一PWM信号被断言时使该第一后沿斜坡信号从第二电压电平斜坡上升。

该功率变换器可包含第二相位电路，该第二相位电路藉由第二PWM信号来加以控制，以用于经由耦接至该第一电感器的第二电感器来转换该输入电压成为该输出电压。在此例中，该双边沿调制控制器具有用于提供该第二PWM信号的第二PWM输出，并且包含第三及第四比较器、第二斜坡电路以及第二脉冲控制逻辑。该振荡器提供具有重复斜坡的第二前沿斜坡信号。该第三比较器比较该第二前沿斜坡信号与该补偿信号，并且断言指示其的第二设定信号。该第二斜坡电路在该第二PWM信号被断言时使第二后沿斜坡信号做斜坡变化。该第四比较器比较该第二后沿斜坡信号与该补偿信号，并且断言指示其的第二重置信号。该第二脉冲控制逻辑在该第二设定信号被断言时断言该第二PWM信号，并且在该第二重置信号被断言时去断言该第二PWM信号。

在一个实施例中，该第一前沿斜坡信号和第一时钟信号同步，该第二前沿斜坡信号和第二时钟信号同步，并且该第一及第二时钟信号分开一个相位角。

该功率变换器可进一步包含电流平衡系统，该系统根据该第一及第二电感器的感测到的电流来调整该补偿信号。该电流平衡系统可包含第一及第二电流平衡电路。该第一电流平衡电路接收该补偿信号并且提供第一调整后的补偿信号给该第二比较器。该第二电流平衡电路接收该补偿信号并且提供第二调整后的补偿信号给该第四比较器。

该第一及第二斜坡电路可产生具有实质上相等的转换速率的第一及第二后沿斜坡信号。或者是，该第一斜坡电路在该第二PWM信号被断言时增加该第一后沿斜坡信号的转换速率，并且该第二斜坡电路在该第一PWM信号被断言时增加该第二后沿斜坡信号的转换速率。该功率变换器可包含脉冲相加器，该脉冲相加器具有接收该第一及第二PWM信号的第一及第二输入以及提供一指示同时被断言的PWM信号总数的相位数的输出。在此例中，该第一斜坡电路根据该相位数来调整该第一后沿斜坡信号的转换速率，并且该第二斜坡电路根据该相位数来调整该第二后沿斜坡信号的转换速率。

根据本发明的一个实施例的用于控制直流至直流转换器的方法包含提供与一时钟信号同步的第一前沿斜坡信号，比较反馈信号与基准信号并且提供指示其的补偿信号，比较该第一前沿斜坡信号与该补偿信号并且断言指示其的第一开始信号，当第一PWM信号被断言时斜坡变化第一后沿斜坡信号，比较该第一后沿斜坡信号与该补偿信号并且断言指示其的第一停止信号，以及当该第一开始信号被断言时断言该第一PWM信号并且在该第一停止信号被断言时去断言该第一PWM信号。

该方法可包含在该时钟信号的每个脉冲开始从第一电压电平斜坡下降该第一前沿斜坡信号，以及当该第一PWM信号被断言时开始从第二电压电平斜坡上升该第一后沿斜坡信号。该方法可包含根据该第一PWM信号在输入电压的极性之间切换输出电感器的第一端，以在该输出电感器的第二端产生输出电压，并且根据该输入电压、该输出电感器的第一端的电压、横跨该输出电感器的电压以及通过该输出电感器的电流的任何组合来控制该第一后沿斜坡信号的转换速率。

该方法可包含提供与该时钟信号同步且与该第一前沿斜坡信号异相的第二前沿斜坡信号，比较该第二前沿斜坡信号与该补偿信号并且断言指示其的第二开始信号，当第二PWM信号被断言时斜坡变化第二后沿斜坡信号，比较该第二后沿斜坡信号与该补偿信号并且断言指示其的第二停止信号，以及当该第二开始信号被断言时断言该第二PWM信号并且在该第二停止信号被断言时去断言该第二PWM信号。

该方法可包含利用该第一PWM信号来控制该直流至直流转换器的第一相位电路以及利用该第二PWM信号来控制该直流至直流转换器的第二相位电路，其中该第一及第二相位电路耦接在一起。该方法可包含感测该第一及第二相位电路的电流，并且调整该补偿信号以平衡该第一及第二相位电路的电流。该方法可包含根据感测到的电流来调整该补偿信号以提供第一调整后的补偿信号，根据感测到的电流来调整该补偿信号以提供第二调整后的补偿信号，比较该第一后沿斜坡信号与该第一调整后的补偿信号，并且比较该第一后沿斜坡信号与该第二调整后的补偿信号。该方法可包含以第一转换速率来斜坡变化该第一后沿斜坡信号，以及以实质上相等于该第一转换速率的第二转换速率来斜坡变化该第一后沿斜坡信号。该方法可包含在该第二PWM信号被断言时调整该第一后沿斜坡信号的转换速率，以及在该第一PWM信号被断言时调整该第二后沿斜坡信号的转换速率。该方法可包含将该第一及第二PWM信号相加。

附图说明

本发明的益处、特点及优点在参照以下的说明及所附的图式之下将变得更容易理解，其中：

图1是描绘根据已知技术的一种已知的前沿调制方式的一系列的时序图；

图2是描绘根据已知技术的一种已知的后沿调制方式的一系列的时序图；

图3是描绘根据已知技术的一种已知的双边沿调制方式的一系列的时序图；

图4是描绘根据本发明的一个范例的实施例的一种利用双斜坡的双边沿调制方式的一系列的时序图；

图5是采用根据本发明的一个范例的实施例实现的单相电压模式控制器的一范例的直流至直流降压转换器的框图；

图6是根据本发明的一个范例的实施例以一种利用双斜坡的双边沿调制方式实现的图5的单相电压模式控制器的一个范例的实施例的简化的框图；

图7是图6的振荡器的一个范例的实施例的简化的示意框图；

图8是采用根据本发明的一个范例的实施例实现的双相电压模式控制器的一范例的直流至直流降压转换器的框图；

图9是根据本发明的一个范例的实施例的利用双斜坡信号实现的图8的双相电压模式控制器的一个范例的实施例的简化的框图；

图10是描绘根据本发明的数个实施例的图9的双相电压模式控制器的范例操作的一系列的时序图；

图11是根据本发明的一个范例的实施例的图10的向上斜坡发生器的简化的框图；以及

图12是根据本发明的一个范例的实施例的利用双斜坡信号实现的N相电压模式控制器的一个范例的实施例的简化的框图。

具体实施方式

以下的说明被提出以使得具有该项技术的通常技能者能够完成及利用如同在一个特定的应用及其必要条件的背景下所提出的本发明。然而，各种对于该较佳实施例的修改对于本领域技术人员而言将会是明显的，并且在此所定义的一般的原理可应用到其它实施例。因此，本发明并不打算受限于在此所示及所述的特定实施例，而是欲基于和在此所揭露的原理及新颖特点一致的最广的范围。

图1是描绘一种已知的前沿调制方式的一系列的时序图。时钟(CLK)脉冲被展示在最上方，锯齿波波形信号RAMP以及补偿信号COMP一起被展示在中间且重迭以指出其相对的值，并且所产生的脉冲宽度调制(PWM)信号被展示在最下方。用于此方式的RAMP信号呈现重复负向斜坡且也已知为向下斜坡信号。在此方式中，该PWM信号的每个脉冲的前沿(上升边沿)是由该RAMP信号和该COMP信号做比较所决定的，而该PWM信号的每个脉冲的后沿(下降边沿)则是依据该CLK信号而定。负载瞬变在该COMP信号上造成对应的转变，即如在101处所示。该COMP转变101使得该PWM信号相对快速地导通。然而，该所产生的PWM脉冲103维持导通，直到目前的切换周期结束在下一个CLK脉冲发生时为止，此产生关断延迟。此关断延迟造成不希望有的结果，例如，在实际的快速瞬变应用(诸如CPU的VRM(电压调节器模块)应用)中会造成振铃波(ring-back)、较高的释放负载的电压尖脉冲、等等。

图2是描绘一种已知的后沿调制方式的一系列的时序图。同样地，该CLK脉冲被展示在最上方，该RAMP及COMP信号被重迭地展示在中间，并且该所产生的PWM信号被展示在最下方。用于此方式的RAMP信号呈现重复正向斜坡且也已知为向上斜坡信号。如图所示，该CLK信号导通每个PWM脉冲，而该PWM信号的每个脉冲之后沿藉由该RAMP信号与该COMP信号做比较来加以决定。类似的负载瞬变在该COMP信号上造成对应的转变，即如在201处所示。然而，一旦先前的PWM脉冲203被关断后，该PWM信号会保持在关断状态中，直到该切换周期结束在下一个CLK脉冲时为止，此产生导通延迟。在此例中，对于发生在该后沿之后且在下一个脉冲205的PWM信号的下一个上升边沿之前的COMP转变201几乎没有响应或根本没有响应。此导通延迟在施加负载的瞬变事件期间产生较高的电压尖脉冲。

图3是描绘一种已知的双边沿调制方式的一系列的时序图。同样地，该CLK脉冲被展示在最上方，该RAMP与COMP信号被重迭地展示在中间，并且该所产生的PWM信号被展示在最下方。如同本领域技术人员已知的，用于此方式的RAMP是对称的重复正向斜坡及负向斜坡，其中该RAMP信号的电压在前半周期中减小的，而在后半周期中增加的。用于该已知的双边沿调制方式的RAMP信号是“固定的”，使得其频率以及上升与下降脉冲的转换速率是预设的。为了避免在任何一个切换周期中有多个脉冲，该PWM信号的每个脉冲的前沿仅发生在前半周期中，而该后沿仅发生在后半周期中。类似的负载瞬变在该COMP信号上造成在301处所示的对应的转变。若该COMP转变301如图所示地开始在前一个脉冲301的后沿之后，且结束在该PWM信号的下一个脉冲305的接着的上升边沿之前，则仍然存在导通及关断延迟。此种转变相对于该RAMP信号而言是异步的。

图4是描绘根据本发明的一个范例的实施例的一种利用双斜坡的双边沿调制方式的一系列的时序图。在此例中，该CLK脉冲被展示在最上方，接着是与该COMP信号重迭的向下斜坡波形信号DR，接着是与该COMP信号重迭的向上斜坡波形信号UR，接着是所产生的PWM信号，所有的信号都相对于时间来绘制。该COMP信号针对于该UR与DR信号而被重复且重迭，以指出该PWM信号的相对的切换点。如同由向下斜坡信号DR的实线所绘，对于每个CLK周期而言，该DR信号在CLK信号的下一个脉冲之际从其最高电平的电压V1开始并且以固定的速率减小，而接着在DR＝COMP或是在下一个CLK脉冲发生时回到V1。在此第一实施例中，该DR信号在该CLK周期的剩余时间中都保持在V1，直到CLK脉冲再度开始下一个CLK周期为止。或者是，该DR斜坡被成形为就像虚线所示的已知的前沿调制RAMP信号，且因此持续斜坡下降，直到下一个CLK脉冲为止。当该DR信号变成等于COMP时(或是在下一个CLK脉冲之际)，该PWM信号被断言为高。因此，该DR信号是被用来决定该PWM信号的每个脉冲的前沿的前沿斜坡信号。该向上斜坡信号UR开始在电压V2并且在每个PWM脉冲的前沿处开始斜坡上升，并且在UR＝COMP时停止斜坡变化。当该UR信号变成等于COMP时，该PWM信号被去断言为低，并且该UR信号回到V2。因此，该UR信号是被用来决定该PWM信号的每个脉冲的后沿的后沿斜坡信号。

类似的负载瞬变在该COMP信号上造成对应的转变，即如在401处所示。当该COMP信号在该瞬变事件下如同该COMP转变401所示地改变时，该COMP信号在时间t1交叉该DR信号，即如在403处所示，以开始该PWM信号的前沿。以此种方式，该PWM信号在该CLK周期中以一种类似于前沿调制方式的方式较快地触发。然而，在此例中，该PWM信号的提早触发也在时间t1起始该UR信号的上升边沿。假设该COMP信号如在405处所示快速地下降，则该UR信号相对快速地在时间t2交叉该COMP信号，因而该PWM信号在时间t2被去断言。

该时序图描绘该PWM信号的导通与关断转变两者都有显著地较短的延迟，因而避免了已知的PWM调制方式所担心的事及延迟。以此种方式，根据本发明的一个范例的实施例的一种利用双斜坡的双边沿调制方式结合前沿及后沿调制方式的益处。每个PWM脉冲的前沿在该前沿的斜坡信号交叉COMP信号时发生。该后沿的斜坡信号在每个PWM脉冲的前沿开始做斜坡变化。每个PWM脉冲的后沿在该后沿的斜坡信号交叉COMP信号时发生。以此种方式，每个PWM脉冲的开始及停止点都与CLK信号解除关联，因而该PWM脉冲在必要时才开始，在必要时才停止，并且具有一段适当地根据该COMP信号而定的持续期间，而非人为地根据该CLK信号。

图5是一种采用根据本发明的一个范例的实施例所实现的单相电压模式控制器501的范例的直流至直流降压转换器500的框图。该控制器501具有耦接至驱动器电路503的输入的PWM引脚，该PWM引脚驱动电子开关Q1与Q2的栅极，该开关Q1与Q2具有耦接在输入电压VIN及电源接地(PGND)之间的受控电流路径。开关Q1、Q2用Q标号来称呼，并且示例地被展示为场效晶体管(FET)的简化的表示，其中所了解的是该开关Q1、Q2可被实施为任何适当的电子开关器件，例如，N通道器件、P通道器件、金属氧化物半导体FET(MOSFET)、双极结晶体管(BJT)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、或是任何其它如同本领域技术人员所已知的电子开关配置。在此例子中，Q1的漏极耦接至VIN并且其源极耦接至相位节点PH，该相位节点PH耦接至Q2的漏极。Q2的源极耦接至PGND。除非另有指明，否则节点及其所载有的信号采用相同的名称。该PH节点耦接至输出电感器L的一端，且该输出电感器L使其另一端耦接至输出电压节点VO(产生输出信号VO)。VO藉由电阻器-电容器电路RC1来加以滤波，并且横跨耦接在VO及PGND之间的负载电阻器RL而被提供。VO通过电阻器R1而被反馈至控制器501的反馈引脚FB。另一个电阻器-电容器电路RC2耦接在控制器501的FB引脚与补偿引脚COMP之间。频率设定电阻器RFS耦接在控制器501的频率设定引脚FS以及信号接地(GND)之间。如同本领域技术人员所理解的，Q1在Q2关断时导通，以通过电感器L耦合VIN来产生该输出信号VO，接着Q1被关断并且Q2被导通以耦接L至GND，并且此切换过程在控制器501的PWM输出控制下被重复。一般控制该PWM周期的时钟信号的频率在藉由电阻器RFS所决定的特定范围内是可编程的。

图6是利用根据本发明的一个范例的实施例的一种利用双斜坡的双边沿调制方式实现的单相电压模式控制器501的一个范例的实施例的简化的框图。该FB引脚被提供至误差放大器(E/A)601的反相的(-)输入，该误差放大器(E/A)601在其非反相的(+)输入处接收藉由基准电路603所提供的基准电压VREF。该COMP引脚耦接至E/A 601的输出，其进一步耦接至第一比较器605的非反相的(+)输入以及另一个比较器607的反相的(-)输入。该FS引脚耦接至振荡器电路609，该振荡器电路609具有第一输出以提供该向下斜坡信号DR至比较器605的反相的输入以及第二输出以提供该向上斜坡信号UR至比较器607的非反相的输入。比较器605产生“设定”信号CS的输出被提供至R-S触发器611的设定输入S，并且比较器607产生“重置”信号CR的输出被提供至R-S触发器611的重置输入R。该R-S触发器611的Q输出产生被提供至(且是经由)控制器501的PWM引脚的PWM信号。该R-S触发器611用作脉冲控制逻辑以根据比较器605与607的输出来控制该PWM信号的状态。该PWM信号在内部反馈到振荡器电路609。

图7是根据本发明的一个范例的实施例的振荡器电路609的简化的概要框图。该振荡器电路609包含用于产生该向下斜坡信号DR的第一斜坡电路706以及用于产生该向上斜坡信号UR的第二斜坡电路708。对于该第一斜坡电路706而言，电压源701提供V1电压至单刀单掷(SPST)开关S1的一个端子，开关S1使其另一个端子耦接至产生被提供至该比较器605的DR信号的节点702。节点702耦接至电容器CP1的一端以及电流吸收器IC1的输入。该电容器CP1的另一端以及电流吸收器IC1的输出分别耦接至GND。对于该第二斜坡电路708而言，另一个电压源703提供V2电压至另一个SPST开关S2的一个端子，开关S2使其另一个端子耦接至产生被提供至该比较器607的UR信号的节点704。节点704耦接至电容器CP2的一端以及电流源IC2的输入。该电容器CP2的另一端以及电流源IC2的输入分别耦接至GND。时序控制电路705产生被提供至开关S1的控制输入的第一时序信号T1以及被提供至开关S2的控制输入的第二时序信号T2。由振荡器707所产生的CLK信号被提供至时序控制电路705，并且具有藉由如先前所述的外部耦接的电阻器RFS所决定的频率。该PWM信号被提供至时序控制电路705以用于控制该DR与UR斜坡信号的时序。在一个替代的实施例中，可利用CS与CR信号替代PWM信号。

该时序控制电路705断言T1信号为高，以闭合开关S1来重置该DR信号至V1电压电平。该时序控制电路705断言T1信号为低，以断开开关S1，因而该电流吸收器IC1为该电容器CP1放电以产生该DR信号的负向斜坡。在一个实施例中，该时序控制电路705保持该T1信号为低，直到该CLK信号的下一个脉冲为止，因而该DR信号类似于已知的前沿调制方式持续地斜坡下降，并且接着断言该T1信号为高以闭合开关S1来重置DR回到该V1电压电平，以开始下一个CLK周期。在一个替代的实施例中，该时序控制电路705在PWM信号变为高时闭合开关S1，以在该CLK周期中较早重置该DR信号回到V1。若该DR信号在下一个CLK脉冲之前重置时，则其保持直到CLK的下一个脉冲为止。

该时序控制电路705断言T2信号为高，以闭合开关S2来重置该UR信号至V2电压电平。该时序控制电路705断言该T2信号为低，以断开开关S2，因而该电流源IC2为电容器CP2充电以产生该UR信号的正向斜坡。该时序控制电路705根据该PWM信号(或是CS与CR信号)以经由T2信号来控制开关S2。当该PWM信号为低，该时序控制电路705经由T2信号来闭合开关S2以将该UR信号保持在V2。当该PWM信号被断言为高时，该时序控制电路705经由该T2信号来断开开关S2以容许IC2来为CP2充电，以产生该UR信号的上升斜坡。

受到时序控制电路705控制的振荡器电路609的操作藉由图4的时序图以及图6的框图来加以描绘。当该DR信号下降至COMP信号的电压电平时，该CS信号被断言为高以设定该R-S触发器611，因而该R-S触发器611断言该PWM信号为高。该时序控制电路705断开该开关S2以开始该UR信号的上升斜率。当该UR信号上升至COMP信号的电压电平时，该CR信号被断言为高以重置R-S触发器611，因而该R-S触发器611将该PWM信号拉回到低。该时序控制电路705闭合该开关S2以重置该UR信号回到V2。该DR信号与COMP信号的比较触发该PWM信号的断言，该PWM信号接着触发该UR信号的上升斜率。该UR信号决定该PWM信号的持续期间，该PWM信号在该UR信号上升至COMP信号的电平时被拉回到低的。

该UR信号的转换速率成比例于该输入电压VIN、PH节点的电压、横跨输出电感器L的电压、或是通过该输出电感器L的峰值、平均值或是瞬间电流的任意所选的组合。该VIN和/或PH电压可以直接反馈到控制器501、或是间接通过各种的感测装置来加以判断。许多种用于感测输出电感器L的电流的技术是已知的。

图8是采用根据本发明的一个范例的实施例所实现的双相电压模式控制器801的一个范例的直流至直流降压转换器800的框图。该直流至直流降压转换器800类似于该直流至直流降压转换器500，因而类似的组件或组件采用相同的标号。该双相电压模式控制器801类似于该单相电压模式控制器501，并且包含FS、FB以及COMP引脚。然而，该控制器801包含第一及第二PWM引脚PWM1及PWM2，用于控制该双相系统的第一及第二相位电路802、804。控制器801的PWM1引脚耦接至第一相位电路802的第一驱动器电路803(DRIVER1)的输入，其中该第一驱动器电路803驱动(该第一相位电路802的)电子开关Q1及Q2的栅极，该开关Q1及Q2具有耦接在输入电压VIN及PGND之间的受控制的电流路径。该驱动器电路803以及开关Q1及Q2被配置且耦接成实质上相同于该直流至直流降压转换器500的驱动器电路503以及开关Q1及Q2的方式来运作。控制器801的PWM2引脚耦接至第二相位电路804的第二驱动器电路805(DRIVER2)的输入，其中该第二驱动器电路805驱动(该第二相位电路804的)电子开关Q3及Q4的栅极，该开关Q3及Q4具有耦接在输入电压VIN及PGND之间的受控制的电流路径。该驱动器电路805以及开关Q3及Q4也被配置且耦接成实质上相同于该直流至直流降压转换器500的驱动器电路503以及开关Q1及Q2的方式来运作。然而，对于直流至直流降压转换器800而言，Q1的源极以及Q2的漏极在第一相位节点PH1处耦接在一起，并且耦接至(该第一相位电路802的)第一输出电感器L1的一端。同样地，Q3的源极以及Q4的漏极在第二相位节点PH2处耦接在一起，并且耦接至(该第二相位电路804的)第二输出电感器L2的一端。该输出电感器L1及L2的另一端在产生输出信号V0的输出节点处耦接在一起。

该直流至直流降压转换器800的其余部份是实质上相同于直流至直流降压转换器500。尤其，VO藉由电阻器-电容器电路RC1来加以滤波，并且横跨耦接在VO及PGND之间的负载电阻器RL而被提供。VO通过电阻器R1而被反馈至控制器801的反馈引脚FB。另一个电阻器-电容器电路RC2耦接在控制器801的FB引脚与补偿引脚COMP之间。频率设定电阻器RFS耦接在控制器801的频率设定引脚FS以及GND之间。一般控制该PWM周期的时钟信号的频率在藉由电阻器RFS所决定的特定范围内是可编程的。RC1、RL、R1、RFS以及RC2的特定的分量值可以适当地加以修改。如同本领域技术人员所理解的，除了该两个相位彼此为180度异相地运作之外，每个相位以实质上相同于如上针对直流至直流降压转换器500所述的方式运作。通过该输出电感器L1的电流被示为第一相位电流I1，通过该输出电感器L2的电流被示为第二相位电流I2，并且两个相位的总输出电流被示为流入产生VO信号的输出节点的总电流IT。通过该负载电阻器RL的电流被示为负载电流IL。

图9是根据本发明的一个范例的实施例的利用双斜坡信号实现的双相电压模式控制器801的一个范例的实施例的简化的框图。该FB引脚被提供至误差放大器(E/A)901的反相的输入，该误差放大器(E/A)901在其非反相的输入处接收由基准电路903所提供的基准电压VREF。该COMP引脚耦接至该E/A 901的输出(提供该COMP信号)，该输出进一步耦接至第一比较器907以及另一个比较器917的非反相的输入，并且耦接至电流平衡电路913及923的输入。该FS引脚耦接至振荡器与向下斜坡发生器电路905，该向下斜坡发生器电路905具有提供第一向下斜坡信号DR1至比较器907的反相输入的第一输出以及提供第二向下斜坡信号DR2至比较器917的反相输入的第二输出。电流平衡电路913的输出提供第一调整后的补偿信号CMP1，该第一调整后的补偿信号CMP1被提供至另一个比较器909的反相输入。电流平衡电路923的输出提供第二调整后的补偿信号CMP2，该第二调整后的补偿信号CMP2被提供至另一个比较器919的反相输入。比较器907产生第一设定或“开始”信号CS1的输出被提供至第一R-S触发器911的设定输入S。比较器909产生第一重置或“停止”信号CR1的输出被提供至R-S触发器911的重置输入R。比较器917产生第二设定或开始信号CS2的输出被提供至第二R-S触发器921的设定输入S。比较器919产生第二重置或停止信号CR2的输出被提供至R-S触发器921的重置输入R。

该R-S触发器911的Q输出产生被提供至(且为经由)控制器801的PWM1引脚的PWM1信号，并且该R-S触发器921的Q输出产生被提供至(且为经由)控制器801的PWM2引脚的PWM2信号。该PWM1及PWM2信号被提供至脉冲相加器927的相应输入，该脉冲相加器927具有输出以提供相位数或脉冲计数信号“N”至第一向上斜坡发生器915的第一输入，该第一向上斜坡发生器915具有接收该PWM1信号的第二输入。该向上斜坡发生器915具有耦接至比较器909的非反相的输入的输出，以用于提供第一向上斜坡信号UR1。该N信号以及PWM2信号被提供至第二向上斜坡发生器925的相应输入，该第二向上斜坡发生器925具有耦接至比较器919的非反相输入的输出，以用于提供第二向上斜坡信号UR2。在所举出的实施例中，N是决定同时被导通的PWM信号的总数(或是代表活动相位的总数)的整数。因此，当PWM1及PWM2两者都为低时，该脉冲相加器927输出N＝0，当PWM1及PWM2信号中的任一个(但非两者)是高时，N＝1，并且当PWM1及PWM2信号两者都是高时，N＝2。

该电流平衡电路913及923整体地构成电流平衡系统，其中每个电流平衡电路运作以根据两个相位的总电流IT以及相应相位I1或I2的对应的相位电流来调整该COMP信号。在一个实施例中，对于相位1而言，该电流平衡电路913的输出是COMP+k*(I2-I1)，其中“k”是固定的增益因子，I1是相位1的电流(通过输出电感器L1)，并且该星号“*”代表乘法。同样地，对于相位2而言，该电流平衡电路923的输出是COMP+k*(I1-I2)，其中I2是相位2的电流(通过输出电感器L2)。相应的电流信号可利用本领域技术人员已知的一些方法中的任一种来加以感测。在此实施例中，当I1及I2彼此相等时，该电流平衡电路913及923并不影响运作。

图10是描绘根据本发明的数个实施例的双相电压模式控制器801的范例的动作的一系列的时序图。该电流平衡电路913及923的动作被忽略，以简化多相位例子的动作解说。该IL电流被展示在最上方，接着是第一时钟信号CLK1，接着是与该COMP信号重迭的第一向下斜坡信号DR1，接着是与该COMP信号重迭的第一向上斜坡信号UR1，接着是第一相位PWM1信号，接着是第二时钟信号CLK2，接着是与该COMP信号重迭的第二向下斜坡信号DR2，接着是与该COMP信号重迭的第二向上斜坡信号UR2，接着是第二相位PWM2信号，全部都相对于时间来绘制。该COMP信号被重复且与该UR1、UR2、DR1及DR2信号重迭，以指出该PWM1及PWM2信号的相对的切换点。该UR1及UR2信号开始在最初的电压电平VMIN处。该振荡器与向下斜坡发生器电路905于内部产生具有180度异相的脉冲的第一及第二时钟信号CLK1及CLK2。该第一向下斜坡信号DR1和该CLK1信号同步，并且该第二向下斜坡信号DR2和该CLK2信号同步。该DR1及DR2信号一般具有相同的形式及转换速率。转换速率被配置成尽可能的接近，且因此被视为实质上均等的。该IL电流在时间t1从较低的电流电平IL1向上步进至较高的电流电平IL2，此代表负载瞬变，该负载瞬变在该COMP信号上造成对应的转变，即如在1001处所示。该IL电流在后续的时间t10下降回到IL1，此造成在1003处所示的COMP信号的稍微的下降。

在第一实施例中，该向上斜坡信号UR1及UR2具有相同的一般形式及转换速率(实质上均等的)m1，并且即如虚线所示。在时间t1，该COMP信号的转变1001大约在该DR2信号几乎已经降到该COMP信号的原始电平时非常快速地上升。因此，大约在时间t1，COMP上升到交叉DR2，使得比较器917切换成将该CS2信号拉为高，此设定R-S触发器921并且在时间t1将PWM2信号拉为高。在时间t1之后不久的时间t2，该COMP上升到DR1，此切换比较器907。比较器907将CS1信号拉为高，此设定R-S触发器907并且在时间t2将PWM1信号拉为高。在该第一实施例中，UR2信号如在1005处所示地持续以转换速率m1上升，直到其在后续的时间t5交叉该COMP信号为止，在此时间转变成向下。当该UR2信号在时间t5上升到COMP时，比较器919断言CR2信号为高以重置R-S触发器921，因而该R-S触发器921在时间t5将PWM2信号拉为低。不久之后，UR1信号在时间t6上升到COMP，使得比较器909断言CR1信号以重置R-S触发器911，而在时间t6将PWM1信号拉为低。

图10的时序图描绘应用到两个相位的双斜坡系统的一般原理。对于对应的PWM信号的导通与关断的转变而言，每个相位均呈现显著较短的延迟，因而已知的PWM调制方式所担心的事及延迟均被避免。尽管只有两个相位被展示，本领域技术人员现在可意识到，任何实际的相位数都可被实施。该些相位运作在相对于彼此的对应的相位角偏移量。例如，对于四个相位而言，相位是运作在相对于彼此的90度相位差。以此种方式，根据本发明的一个范例的实施例的双斜坡调制方式结合该前沿及后沿调制方式的益处以用于具有任意相位数的功率变换。

所意识到的是，不论何时发生负载瞬变，至少一个相位非常快速地响应，并且根据该转变的持续期间，多个相位在显著缩短的延迟下快速且有效地响应以处理该负载的增加。如上针对该双相例子所示，两个相位均相当快速地响应于该转变1001，因而两个PWM脉冲在该转变1001的大部分的持续期间中都是同时导通的。由于两个相位是同时作用，在某些实施例中希望越快缩短该PWM1以及PWM2脉冲的关断，以降低振铃波或是电压尖脉冲或类似的任何可能性。在利用实线所描绘的第二实施例中，UR1及UR2信号的转换速率都是根据如同藉由来自脉冲相加器927的N信号输出所指出的同时作用的PWM脉冲数目来增加的。在时间t1，PWM2信号为高并且该PWM1信号仍然为低，因而UR2信号开始以通常的转换速率m1上升。然而，在时间t2，PWM1信号也被拉为高，因而PWM1及PWM2两者同时为高。在该第二实施例中，UR2信号的转换速率增加到如1009处所示的m2。且由于PWM1在PWM2已经为高的时变为高，所以UR1信号以如1011所示的转换速率m2上升。UR2信号提早在时间t5之前的时间t3上升到COMP。并且UR2信号提早在时间t6之前的时间t4上升到COMP。以此种方式，UR1及UR2信号的转换速率根据同时作用的PWM信号总数来加以调整(例如，增加)。

图11是根据本发明的一个范例的实施例的向上斜坡发生器915的简化的框图。该向上斜坡发生器925以实质上相同的方式被配置，因而不再进一步加以描述。N信号被提供至增益电路1101，该增益电路1101将N乘上增益因子“g”并且输出该值N*g至受控电流源1103的控制输入。该电流源1103具有耦接至GND的输入以及耦接至产生向上斜坡信号UR1的节点1105的输出。节点1105耦接至电容器C1的一端以及SPST开关SW的一个端子。该电容器C1的另一端耦接至GND，并且该开关SW的第二端子耦接至产生VMIN电压的电压源1107的正端子。该电压源1107的负端子耦接至GND。该开关SW具有接收该PWM1信号的反相的控制端子。

在操作中，当PWM1信号为低时，开关SW闭合，因而UR1信号被下拉至电压电平VMIN。回想在图10中，当PWM1信号为低时，UR1信号重置回到VMIN。当PWM1信号被拉为高时，其断开开关SW，因而电流源1103产生充电电流IC来为该电容器C1充电。当开关SW是断开时，UR1的电压根据IC的幅值来增加。IC的幅值是乘上因子N*g的预设标称值。如先前所述，对于N＝1而言，UR1的转换速率是m1，而当N＝2时，UR1的转换速率是m2。在所描绘的实施例中，m2是m1的两倍。尽管未被显示，另一个较高的电压源可以内含于其中，并且经由二极管或类似元件耦接至节点1105，以限制UR1的电压电平至预设的最大电平。

电流平衡电路913及923运作以尽量实际地在这些相位之间平均分配负载电流。电流平衡电路接收代表在每个相位中的电流的信号，并且适当地过滤以及用其它方式处理该输入信号以产生电流平衡信号，该些电流平衡信号成比例于在每个相位中的电流相对所有相位的平均电流的偏差。这些电流平衡信号被结合作为在固定的基准以及被用于决定每一相应相位的时间间隔的持续期间的COMP信号之间的差值计算上的偏移项。该电流平衡电路的效果是以一种闭回路的方法驱动所有的相位电流朝向彼此。因为该电路的闭回路本质的缘故，假设所有的相位都是等同地加以处理时，该些偏移量可以用一种双极的方式处理、或是可被舍位或补偿以严格产生正的或负的偏移量。

图12是根据本发明的一个范例的实施例的利用双斜坡信号所实现的N相位的电压模式控制器1200的一个范例的实施例的简化的框图。N相位的电压模式控制器1200在配置及动作上类似于双相电压模式控制器801，除了其控制高达“N”个相位之外，其中N是任何大于0的正整数(并且若为所要的话，其可被利用来控制单一相位)。该控制器1200以一种类似于控制器801的方式包含FS、FB以及COMP引脚。该控制器1200包含E/A 1201(类似于E/A 901)，其反相的输入耦接至FB引脚并且其非反相的输入接收基准电压VREF。VREF藉由基准电路1203(类似于基准电路903)所提供。E/A 1201的输出提供该COMP信号，该COMP信号进一步被提供至COMP引脚以及N个PWM控制器1207中的每一个，该N个PWM控制器1207分别标示为PWM1控制器、PWM2控制器、PWM3控制器、...、PWMN控制器。这些PWM控制器1207分别具有输出以提供N个PWM信号PWM1-PWMN中的一个对应的PWM信号，该N个PWM信号被提供至对应的引脚PWM1-PWMN。PWM1-PWMN信号也被提供至脉冲相加器1209的相应输入，该脉冲相加器1209具有输出以提供N相位数信号至每个PWM控制器1207。该脉冲相加器1209以一种类似于脉冲相加器927的方式运作，除了相加高达N个同时作用的PWM脉冲之外。振荡器与向下斜坡发生器电路905被类似的振荡器与向下斜坡发生器电路1205所取代，该振荡器与向下斜坡发生器电路1205具有耦接至FS引脚的输入以及提供对应的向下斜坡信号DR1、DR2、DR3、...、DRN的N个输出，其中每个向下斜坡信号DR1-DRN被提供至该N个PWM控制器1207中的对应的一个PWM控制器。

该发生器电路1205以一种类似于发生器电路905的方式运作，除了其分离这些向下斜坡信号适当的标称相位角之外，该相位角依据在操作中作用的或所选的相位数而定。例如，对于两个相位而言，两个向下斜坡信号DR1及DR2分开180度(例如，0、180)，对于四个相位而言，四个向下斜坡信号DR1、DR2、DR3以及DR4分开90度(例如，0、90、180、270)，对于六个相位而言，六个向下斜坡信号DR1-DR6分开60度(例如，0、60、120、180、240、320)、依此类推。每个PWM控制器1207包含电流平衡电路(例如，类似于913)，其接收COMP信号并且提供对应的修改后的补偿信号、向上斜坡发生器(例如，类似于915)，其具有接收N相位数信号以及对应的PWM信号的输入以及提供对应的向上斜坡信号的输出、第一比较器(例如，类似于907)，其比较对应的向下斜坡信号与COMP信号并且提供设定信号、第二比较器(例如，类似于909)，其比较对应的修改后的补偿信号与对应的向上斜坡信号并且提供重置信号、以及PWM逻辑(例如，类似于R-S触发器911)，其接收设定及重置信号并且提供对应的PWM信号。每个相位的每个向上斜坡信号的转换速率藉由如同由脉冲相加器1209所提供的N相位数信号所决定的同时被导通的PWM脉冲信号总数来加以调整。

尽管本发明已经参考其某些较佳的形式详细地加以描述，但是其它形式及变化仍然是可行的且被虑及。例如，该斜坡及比较器可被反转，这些信号可为了实现而被复制及偏移，该控制方法可对应到等同的数字控制方式、等等。本发明可应用到一些同步以及异步的切换式调节器拓朴。此外，极性可被互换以用于负电压调节器。本领域技术人员应该意识到其可以轻易地使用所揭露的概念及特定的实施例作为用于设计或修改其它结构的基础，以用于提供相同的本发明的目的，而不脱离如以下的权利要求所限定的本发明的主旨与范围。

Claims (24)

1.一种双边沿调制控制器，其包括：

第一斜坡电路，其提供与一时钟信号同步的前沿斜坡信号；

误差放大器，其将反馈信号与基准信号进行比较，并且提供指示其的补偿信号；

第一比较器，其将所述前沿斜坡信号与所述补偿信号进行比较，并且断言指示其的设定信号；

第二斜坡电路，其提供后沿斜坡信号，所述后沿斜坡信号在所述设定信号被断言时开始做斜坡变化；

第二比较器，其将所述后沿斜坡信号与所述补偿信号进行比较，并且断言指示其的重置信号；以及

脉冲控制逻辑，其在所述设定信号被断言时断言脉冲-宽度调制(PWM)信号，并且在所述重置信号被断言时去断言所述PWM信号。

2.如权利要求1所述的双边沿调制控制器，其特征在于所述第一斜坡电路在所述时钟信号的每个脉冲开始使所述前沿斜坡信号从第一电压电平做斜坡变化。

3.如权利要求1所述的双边沿调制控制器，其特征在于当所述PWM信号被断言时，所述第二斜坡电路开始使所述后沿斜坡信号从第一电压电平做斜坡变化，并且在所述PWM信号被去断言时重置所述后沿斜坡信号回到所述第一电压电平。

4.如权利要求1所述的双边沿调制控制器，其特征在于所述第一斜坡电路是向下斜坡发生器，并且其中所述第二斜坡电路是向上斜坡发生器。

5.如权利要求1所述的双边沿调制控制器，其特征在于所述脉冲控制逻辑包括R-S触发器。

6.如权利要求1所述的双边沿调制控制器，其特征在于所述PWM信号控制切换电路，所述切换电路在一相位节点处耦接至输出电感器，以通过所述输出电感器将输入电压转换为输出电压，并且其中所述第二斜坡电路根据所述输入电压、相位节点电压、横跨所述输出电感器的电压以及通过所述输出电感器的电流的任何组合来控制所述后沿斜坡信号的转换速率。

7.一种功率变换器，其包括：

第一相位电路，其由第一脉冲宽度调制(PWM)信号加以控制，以用于经由第一电感器将输入电压转换为输出电压；以及

双边沿调制控制器，其具有用于感测所述输出电压的反馈输入以及用于提供所述第一PWM信号的第一PWM输出，所述双边沿调制控制器包括：

误差放大器，其具有耦接至所述反馈输入的第一输入、接收基准电压的第二输入以及提供补偿信号的输出；

振荡器，其提供具有重复斜坡的第一前沿斜坡信号；

第一比较器，其将所述第一前沿斜坡信号与所述补偿信号进行比较，并且断言指示其的第一设定信号；

第一斜坡电路，其在所述第一PWM信号被断言时使第一后沿斜坡信号做斜坡变化；

第二比较器，其比较所述第一后沿斜坡信号与所述补偿信号，并且断言指示其的第一重置信号；以及

第一脉冲控制逻辑，其在所述第一设定信号被断言时断言所述第一PWM信号，并且在所述第一重置信号被断言时去断言所述第一PWM信号。

8.如权利要求7所述的功率变换器，其特征在于：

所述振荡器在时钟信号的每个脉冲开始使所述第一前沿斜坡信号从第一电压电平斜坡下降；以及

其中所述第一斜坡电路在所述第一PWM信号被断言时使所述第一后沿斜坡信号从第二电压电平斜坡上升。

9.如权利要求7所述的功率变换器，其特征在于还包括：

第二相位电路，其由第二PWM信号加以控制，以用于经由耦接至所述第一电感器的第二电感器将所述输入电压转换为所述输出电压；以及

其中所述双边沿调制控制器具有用于提供所述第二PWM信号的第二PWM输出，并且其中所述双边沿调制控制器还包括：

所述振荡器，其提供具有重复斜坡的第二前沿斜坡信号；

第三比较器，其将所述第二前沿斜坡信号与所述补偿信号进行比较，并且断言指示其的第二设定信号；

第二斜坡电路，其在所述第二PWM信号被断言时使第二后沿斜坡信号做斜坡变化；

第四比较器，其将所述第二后沿斜坡信号与所述补偿信号进行比较并且断言指示其的第二重置信号；以及

第二脉冲控制逻辑，其在所述第二设定信号被断言时断言所述第二PWM信号，并且在所述第二重置信号被断言时去断言所述第二PWM信号。

10.如权利要求9所述的功率变换器，其特征在于所述第一前沿斜坡信号和第一时钟信号同步，其中所述第二前沿斜坡信号和第二时钟信号同步，并且其中所述第一及第二时钟信号分开一相位角。

11.如权利要求9所述的功率变换器，其特征在于还包括电流平衡系统，所述电流平衡系统根据所述第一及第二电感器感测到的电流来调整所述补偿信号。

12.如权利要求11所述的功率变换器，其特征在于所述电流平衡系统包括第一电流平衡电路以及第二电流平衡电路，所述第一电流平衡电路接收所述补偿信号并且提供第一调整后的补偿信号至所述第二比较器，并且所述第二电流平衡电路接收所述补偿信号并且提供第二调整后的补偿信号至所述第四比较器。

13.如权利要求11所述的功率变换器，其特征在于所述第一及第二斜坡电路产生所述第一及第二后沿斜坡信号以具有实质上相等的转换速率。

14.如权利要求11所述的功率变换器，其特征在于所述第一斜坡电路在所述第二PWM信号被断言时增加所述第一后沿斜坡信号的转换速率，并且其中所述第二斜坡电路在所述第一PWM信号被断言时增加所述第二后沿斜坡信号的转换速率。

15.如权利要求11所述的功率变换器，其特征在于还包括：

脉冲相加器，其具有接收所述第一及第二PWM信号的第一及第二输入以及提供一相位数的输出，所述相位数指示同时被断言的PWM信号总数；

其中所述第一斜坡电路根据所述相位数来调整所述第一后沿斜坡信号的转换速率；以及

其中所述第二斜坡电路根据所述相位数来调整所述第二后沿斜坡信号的转换速率。

16.一种用于控制直流至直流转换器的方法，其包括：

提供与时钟信号同步的第一前沿斜坡信号；

将反馈信号与基准信号进行比较并且提供指示其的补偿信号；

将所述第一前沿斜坡信号与所述补偿信号进行比较并且断言指示其的第一开始信号；

当第一脉冲-宽度调制(PWM)信号被断言时，使第一后沿斜坡信号做斜坡变化；

将所述第一后沿斜坡信号与所述补偿信号进行比较并且断言指示其的第一停止信号；以及

当所述第一开始信号被断言时断言所述第一PWM信号，并且在所述第一停止信号被断言时去断言所述第一PWM信号。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于所述提供第一前沿斜坡信号包括在所述时钟信号的每个脉冲开始使所述第一前沿斜坡信号从第一电压电平斜坡下降，并且其中所述使第一后沿斜坡信号做斜坡变化包括在所述第一PWM信号被断言时，开始使所述第一后沿斜坡信号从第二电压电平斜坡上升。

18.如权利要求16所述的方法，其特征在于还包括：

根据所述第一PWM信号以在输入电压的极性之间切换输出电感器的第一端，以在所述输出电感器的第二端处产生输出电压；以及

根据所述输入电压、所述输出电感器的第一端的电压、横跨所述输出电感器的电压、以及通过所述输出电感器的电流的任何组合来控制所述第一后沿斜坡信号的转换速率。

19.如权利要求16所述的方法，其特征在于还包括：

提供与所述时钟信号同步并且与所述第一前沿斜坡信号异相的第二前沿斜坡信号；

将所述第二前沿斜坡信号与所述补偿信号进行比较并且断言指示其的第二开始信号；

当第二PWM信号被断言时，使第二后沿斜坡信号做斜坡变化；

将所述第二后沿斜坡信号与所述补偿信号进行比较并且断言指示其的第二停止信号；以及

当所述第二开始信号被断言时断言所述第二PWM信号，并且在所述第二停止信号被断言时去断言所述第二PWM信号。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于所述直流至直流转换器包括耦接在一起的第一及第二相位电路，所述方法还包括：

利用所述第一PWM信号来控制所述第一相位电路并且利用所述第二PWM信号来控制所述第二相位电路；

感测所述第一及第二相位电路的电流；以及

调整所述补偿信号以平衡所述第一及第二相位电路的电流。

21.如权利要求20所述的方法，其特征在于所述调整补偿信号包括：

根据感测到的电流来调整所述补偿信号以提供第一调整后的补偿信号；

根据感测到的电流来调整所述补偿信号以提供第二调整后的补偿信号；

所述将第一后沿斜坡信号与所述补偿信号进行比较包括将所述第一后沿斜坡信号与所述第一调整后的补偿信号进行比较；以及

所述将第二后沿斜坡信号与所述补偿信号进行比较包括将所述第一后沿斜坡信号与所述第二调整后的补偿信号进行比较。

22.如权利要求19所述的方法，其特征在于所述使第一后沿斜坡信号做斜坡变化包括以第一转换速率来使所述第一后沿斜坡信号做斜坡变化，并且其中所述使第二后沿斜坡信号做斜坡变化包括以实质上等同于所述第一转换速率的第二转换速率来使所述第一后沿斜坡信号做斜坡变化。

23.如权利要求19所述的方法，其特征在于还包括：

当所述第二PWM信号被断言时，调整所述第一后沿斜坡信号的转换速率；以及

当所述第一PWM信号被断言时，调整所述第二后沿斜坡信号的转换速率。

24.如权利要求23所述的方法，其特征在于还包括相加所述第一及第二PWM信号。

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