CN112994455A - 降压-升压式转换器及其控制方法 - Google Patents

降压-升压式转换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

一种控制器包括：用于设置降压‑升压式转换器的第一高侧开关的打开时间的第一计时器，其中通过降压‑升压式转换器的输入电压、降压‑升压式转换器的输出电压和第一预设偏置电压确定第一高侧开关的打开时间；用于设置降压‑升压式转换器的第二低侧开关的打开时间的第二计时器，其中通过降压‑升压式转换器的输入电压、降压‑升压式转换器的输出电压和第二预设偏置电压确定第二低侧开关的打开时间；以及用于设置降压‑升压式转换器的第一低侧开关的打开时间和第二高侧开关的打开时间的谷值电流模式控制装置。

Description

降压-升压式转换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及功率转换器的控制方案，并且在特定实施例中，涉及在各种操作状况下采用具有恒定开关频率的恒定导通时间控制方案的功率转换器。
背景技术
随着技术进一步发展，诸如移动电话、平板PC、数码相机、MP3播放器和/或类似装置的各种电子装置变得普及。每个电子装置都需要大体上恒定电压的直流功率，其电压甚至在由电子装置汲取的电流可在较宽范围内变化时也可在指定误差内进行调节。为了使电压维持在指定公差内，耦合到电子装置的功率转换器(例如，开关式dc/dc转换器)提供非常快速的瞬态响应，同时在各种负载瞬变下保持稳定的输出电压。
诸如恒定导通时间方案或恒定关断时间方案的基于滞后的功率转换器控制方案可使得功率转换器能够提供快速瞬态响应。采用恒定导通时间控制方案的功率转换器可只包括反馈比较器和导通计时器。在操作中，功率转换器的反馈电路将反馈信号与内部参考直接进行比较。当反馈信号下降至低于内部参考时，功率转换器的高侧开关打开，并且在导通计时器时间内保持接通状态。作为打开高侧开关的结果，功率转换器的电感电流上升。当导通计时器到期时，功率转换器的高侧开关关闭，并且直到反馈信号再次下降至低于内部参考时才打开。总之，当在功率转换器中采用恒定导通时间控制方案时，通过导通计时器来终止功率转换器的高侧开关的导通时间。通过反馈比较器来终止功率转换器的高侧开关的关断时间。
随着电子装置朝向便携式和移动式发展，许多电子装置依赖于可充电电池作为它们的电源。然而，由于可充电电池的特性，电池组的输出电压可能会在充满电的状态和完全耗尽的状态之间的广泛范围内变化。另外，随着C型通用串行总线(USB)作为充电和传递数据的新标准出现，USB端口的输出电压不再固定(例如，5V)。而是，输出电压可在从约3.5V到约20V的广泛范围内变化。与此同时，连接到新型USB端口(例如，C型USB)的下游功率转换器可能仍然需要大体上约为5V的电压。响应于广泛的输入电压范围，对于C型USB应用，四开关降压-升压式转换器变得普遍存在。
在传统的四开关降压-升压式转换器中，在每个开关循环中，一次打开和关闭所有四个开关。另外，从不将输入电源的能量直接传递到四开关降压-升压式转换器的输出端。而是，首先将输入电源的能量储存在降压-升压式转换器的电感中，然后再传递到转换器的输出端。因此，传统的四开关降压-升压式转换器的效率不高。
可取的是提供用于使得采用恒定导通时间控制方案的传统的四开关降压-升压式转换器能够在不同的输入电压下以降压模式、升压模式和降压-升压模式操作的设备和/或方法。此外，可取的是响应于输入电压变化在以上任意两种操作模式之间具有平稳的转变。
发明内容
在特定实施例中，一种控制方案可在各种操作状况下实现快速瞬态响应并提高四开关降压-升压式转换器的性能。
根据一个实施例，一种设备包括：第一计时器，第一计时器配置成确定对降压-升压式转换器的降压转换器部分的高侧开关施加的栅极驱动信号的关闭沿，其中第一计时器包括配置成接收第一斜坡信号的第一输入端和配置成接收第一阈值电压的第二输入端，并且其中第一斜坡信号由具有与降压-升压式转换器的输入电压成比例的电流电平的第一电流源生成，并且第一阈值电压与降压-升压式转换器的输出电压成比例；以及第二计时器，第二计时器被配置成确定对降压-升压式转换器的升压转换器部分的低侧开关施加的栅极驱动信号的关闭沿，其中第二计时器包括配置成接收第二斜坡信号的第一输入端和配置成接收第二阈值电压的第二输入端，并且其中第二斜坡信号由具有与降压-升压式转换器的输出电压成比例的电流电平的第二电流源生成，并且第二阈值电压与降压-升压式转换器的输出电压和降压-升压式转换器的输入电压之间的差成比例。
根据另一个实施例，一种方法包括：利用具有与降压-升压式转换器的输入电压成比例的电流电平的第一电流源生成第一斜坡信号；利用具有与降压-升压式转换器的输出电压成比例的电流电平的第二电流源生成第二斜坡信号；生成与降压-升压式转换器的输出电压成比例的第一阈值电压；生成与降压-升压式转换器的输出电压和输入电压之间的差成比例的第二阈值电压；利用第一比较器比较第一阈值电压与第一斜坡信号和第一预设偏移电压的总和；利用第二比较器比较第二阈值电压与第二斜坡信号和第二预设偏移电压的总和；基于由第一比较器生成的比较结果终止降压-升压式转换器的降压转换器部分的高侧开关的栅极驱动信号；以及基于由第二比较器生成的比较结果终止降压-升压式转换器的升压转换器部分的低侧开关的栅极驱动信号。
根据又一个实施例，一种控制器包括：用于设置降压-升压式转换器的第一高侧开关的打开时间的第一计时器，其中通过降压-升压式转换器的输入电压、降压-升压式转换器的输出电压和第一预设偏置电压确定第一高侧开关的打开时间；用于设置降压-升压式转换器的第二低侧开关的打开时间的第二计时器，其中通过降压-升压式转换器的输入电压、降压-升压式转换器的输出电压和第二预设偏置电压确定第二低侧开关的打开时间；以及用于设置降压-升压式转换器的第一低侧开关的打开时间和第二高侧开关的打开时间的谷值电流模式控制装置。
本公开的较佳实施例的优点是提高降压-升压式功率转换器的性能。更具体地，降压-升压式转换器的控制机制基于恒定导通时间(COnT)谷值电流模式(VCM)控制。恒定导通时间控制消除了对固定时钟信号的需要。此外，利用恒定导通时间控制，可自动实现从脉冲宽度调制(PWM)模式到脉冲频率调制(PFM)模式的转变。而且，可消除峰值电流模式(PCM)控制所需的斜率补偿。恒定导通时间控制可大大简化控制电路和相关联的电流消耗。利用谷值电流模式控制，由电感和输出电容形成的输出双极可缩减为单极响应，从而使控制回路补偿设计简单得多。
上文相当广泛地概述了本发明的特征和技术优点，以便可以更好地了解以下对本发明的详细描述。下文将描述形成本发明的权利要求的主题的本发明的额外特征和优点。本领域技术人员应明白，可容易地利用公开的概念和特定实施例作为修改或设计用于实现本发明的相同目的的其它结构或过程的基础。本领域技术人员还应意识到，此类等效构造并未偏离随附权利要求中阐述的本发明的精神和范围。
附图说明
为了更全面地理解本公开及其优点，现在结合附图参考以下描述，图中：
图1示出根据本公开的各种实施例的降压-升压式转换器及其相关联的恒定导通时间控制电路的示意图；
图2示出根据本公开的各种实施例的降压导通时间计时器和升压导通时间计时器的示意图；
图3示出根据本公开的各种实施例与图1中示出的降压-升压式转换器的降压操作模式相关联的时序图；
图4示出根据本公开的各种实施例与图1中示出的降压-升压式转换器的降压-升压操作模式相关联的时序图；
图5示出根据本公开的各种实施例与图1中示出的降压-升压式转换器的升压操作模式相关联的时序图；
图6示出根据本公开的各种实施例的另一个降压-升压式转换器及其相关联的恒定导通时间控制电路的示意图；
图7示出根据本公开的各种实施例在图6中示出的降压导通时间计时器和升压导通时间计时器的示意图；
图8示出根据本公开的各种实施例在图6中示出的比较器的操作原理；
图9示出根据本公开的各种实施例与图6中示出的降压-升压式转换器的降压操作模式相关联的时序图；
图10示出根据本公开的各种实施例与图6中示出的降压-升压式转换器的降压-升压操作模式相关联的时序图；
图11示出根据本公开的各种实施例与图6中示出的降压-升压式转换器的升压操作模式相关联的时序图；
图12示出根据本公开的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感的电流的电流感应电路的第一实现的示意图；
图13示出根据本公开的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感的电流的电流感应电路的第二实现的示意图；
图14示出根据本公开的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感的电流的电流感应电路的第三实现的示意图；；
图15示出根据本公开的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感的电流的电流感应电路的第四实现的示意图；以及
图16示出根据本公开的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感的电流的电流感应电路的第五实现的示意图。
除非另外指示，否则不同图中的对应数字和符号一般指对应部分。绘制附图是为了清楚地说明各种实施例的相关方面，附图不一定按比例绘制。
具体实施方式
下文详细论述目前较佳的实施例的制作和使用。但是，应明白，本发明提供可在各种各样的特定背景中实施的许多适用的发明概念。论述的特定实施例只是说明制作和使用本公开的特定方式，而不是限制本公开的范围。
将在特定背景、即在各种操作状况下以固定开关频率或几乎固定的开关频率操作的恒定导通时间控制的功率转换器中关于较佳实施例描述本公开。然而，本发明也可适用于各种功率转换器。在下文中，将参考附图详细解释各种实施例。
图1示出根据本公开的各种实施例的降压-升压式转换器及其相关联的恒定导通时间控制电路的示意图。如图1所示，降压-升压式转换器包括第一高侧开关Q1、第一低侧开关Q2、第二低侧开关Q3、第二高侧开关Q4和电感204。第一高侧开关Q1和第一低侧开关Q2串联连接在输入电容201的正极端子和负极端子之间。输入电容201连接到电源VIN。采用输入电容201来为降压-升压式转换器提供稳定电压。第二高侧开关Q4和第二低侧开关Q3串联连接在输出电容207的正极端子和负极端子之间。电感204耦合在第一高侧开关Q1和第一低侧开关Q2的公共节点与第二高侧开关Q4和第二低侧开关Q3的公共节点之间。
降压-升压式转换器可划分成两个部分，即降压转换器部分和升压转换器部分。降压转换器部分可包括第一高侧开关Q1和第一低侧开关Q2。降压转换器部分和电感204可充当降压型转换器。另一方面，升压转换器部分可包括第二高侧开关Q4和第二低侧开关Q3。升压转换器部分和电感204可充当升压型转换器。降压转换器部分、电感204和升压转换器部分级联连接在输入电容201和输出电容207之间。
降压-升压式转换器的降压转换器部分和升压转换器部分均由恒定导通时间控制电路控制。如图1所示，恒定导通时间控制电路包括放大器218、谷值电流比较器214、降压导通时间计时器230、升压导通时间计时器240、第一锁存器211、第二锁存器219、降压控制逻辑单元210和升压控制逻辑单元212。
如图1所示，恒定导通时间控制电路可检测输出电压VOUT和流过电感204的电流，并相应地生成用于驱动开关Q1、Q2、Q3和Q4的多个栅极驱动信号。
在一些实施例中，放大器218是电压误差放大器。如图1所示，放大器218的反相输入端(FB)用于通过由电阻208和209形成的分压器检测输出电压VOUT。放大器218的同相输入端连接到预设参考电压VREF。放大器218的输出端连接到谷值电流比较器214的同相输入端。补偿网络连接在放大器218的输出端和地之间。补偿网络包括电阻215、电容216和电容217。电阻215与电容216串联连接，并且进一步与电容217并联连接。补偿网络有助于稳定控制回路并提供足够的相位裕量，从而提高降压-升压式转换器的瞬态响应性能。
谷值电流比较器214的反相输入端被配置成接收检测的电流信号(CS)。如图1所示，通过合适的电流感应装置来检测流过电感204的电流，例如直流电阻(DCR)电流感应设备。通过电流感应放大器213将感应的电流信号馈送到谷值电流比较器214的反相输入端。采用电流感应放大器213来提供合适的电流感应增益。
采用第一锁存器211来分别为开关Q1和Q2生成栅极驱动信号。如图1所示，第一锁存器211的复位输入端配置成接收降压导通时间计时器230的输出信号。第一锁存器211的设置输入端配置成接收谷值电流比较器214的输出信号。第一锁存器211的输出是用于控制降压-升压式转换器的降压转换器部分的PWM信号。如图1所示，通过降压控制逻辑单元210将第一锁存器211的输出分别施加到开关Q1和Q2的栅极。采用降压控制逻辑单元210来基于由第一锁存器211生成的PWM信号生成高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号。此外，降压控制逻辑单元210在高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号之间增加适当的延迟。降压导通时间计时器230的详细示意图将在下文中的图2进行描述。
采用第二锁存器219来分别为开关Q3和Q4生成栅极驱动信号。如图1所示，第二锁存器219的复位输入端配置成接收升压导通时间计时器240的输出信号。第二锁存器219的设置输入端配置成接收谷值电流比较器214的输出信号。第二锁存器219的输出是用于控制降压-升压式转换器的升压转换器部分的PWM信号。如图1所示，通过升压控制逻辑单元212将第二锁存器219的输出分别施加到开关Q3和Q4的栅极。采用升压控制逻辑单元212来基于由第二锁存器219生成的PWM信号生成高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号。此外，升压控制逻辑单元212在高压侧栅极驱动信号和低压侧栅极驱动信号之间增加适当的延迟。下文将参照图2描述升压导通时间计时器240的详细示意图。
应注意，尽管本描述通篇中的示例基于降压-升压式转换器和配置成为降压-升压式转换器(例如，如图1所示的降压-升压式转换器)生成栅极驱动信号的恒定导通时间控制电路，但是如图1所示的降压-升压式转换器和恒定导通时间控制电路可具有许多改变、备选和修改。例如，恒定导通时间控制电路可检测其它必需的信号，如降压-升压式转换器的输入电压、输入电流和/或输出电流。此外，可以有一个专用驱动器或多个专用驱动器耦合在恒定导通时间控制电路与开关Q1、Q2、Q3和Q4之间。总之，限制本文中说明的降压-升压式转换器和恒定导通时间控制电路只是为了清楚地说明各种实施例的发明方面。本公开不限于任何特定的功率拓扑和系统配置。
图1中示出的开关(例如，第一高侧开关Q1)可作为n-型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管实现。在另一些实施例中，这些开关可作为其它合适的可控装置实现，如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)装置、双极结型晶体管(BJT)装置、超级结型晶体管(SJT)装置、绝缘栅双极晶体管(IGBT)装置、基于氮化镓(GaN)的功率装置和/或类似装置。
还应注意，尽管图1示出四个开关Q1、Q2、Q3和Q4，但是本公开的各种实施例可包括其它改变、修改和备选。例如，可通过续流二极管和/或类似组件来取代低侧开关Q2。可通过整流二极管和/或类似组件来取代高侧开关Q4。
基于不同设计需要和应用，降压-升压式转换器可配置成以三种不同的操作模式、即降压操作模式、升压操作模式和降压-升压操作模式操作。下文将分别参照图3-5描述这三种操作模式的详细操作原理。
在一些实施例中，降压-升压式转换器配置成以降压操作模式操作。在降压操作模式中，采用与传统的降压转换器中相同的方式来控制Q1和Q2，即通过具有合适的开关死区时间的互补栅极驱动信号来控制Q1和Q2。开关Q3始终关闭，并且开关Q4始终打开。下文将参照图3描述降压操作模式的详细操作原理。
在一些实施例中，降压-升压式转换器配置成以降压-升压操作模式操作。在降压-升压操作模式中，采用与传统的降压转换器中相同的方式来控制Q1和Q2，即通过具有合适的开关死区时间的互补栅极驱动信号来控制Q1和Q2。采用与传统的升压转换器中相同的方式来控制Q3和Q4，即通过具有合适的开关死区时间的互补栅极驱动信号来控制Q3和Q4。下文将参照图4描述第二种控制机制的详细操作原理。
在一些实施例中，降压-升压式转换器配置成以升压操作模式操作。在升压操作模式中，采用与传统的升压转换器中相同的方式通来控制Q3和Q4，即通过具有合适的开关死区时间的互补栅极驱动信号来控制Q3和Q4。开关Q2始终关闭，并且Q1始终打开。下文将参照图5描述升压操作模式的详细操作原理。
图2示出根据本公开的各种实施例的降压导通时间计时器和升压导通时间计时器的示意图。在一些实施例中，降压导通时间计时器230配置成计算降压转换器部分的导通时间，并且升压导通时间计时器240配置成计算升压转换器部分的导通时间。
如图2所示，降压导通时间计时器230包括电流源303、电容304、开关305、比较器301、“或”门306、反相器307和降压偏置电压源302。如图2所示，电流源303的电流电平与输入电压VIN成比例。在一些实施例中，k2是预设系数。利用电流源303来对电容304充电。电容304两端的电压是电压斜坡信号。在通篇描述中，电容304也可称为斜坡信号电容。
降压偏置电压源302与电容304串联连接。如图2所示，降压偏置电压源302的负极端子连接到电容304的第一端子。电容304的第二端子接地。将电容304两端的电压和降压偏置电压源302的总和馈送到比较器301的同相输入端。比较器301的反相输入端连接到阈值电压，该阈值电压与输出电压成比例。在一些实施例中，k1是预设系数。通过“或”门306的输出信号控制开关305的栅极。如图2所示，“或”门306配置成通过反相器307接收由第一锁存器211生成的PWM信号以及接收由谷值电流比较器214生成的CMP信号。如图2所示，PWM和CMP信号的组合确定电容304的复位。
如图2所示，在比较器301处将电容304两端的电压和降压偏置电压源302的总和与阈值电压进行比较。在电容304两端的电压和降压偏置电压源302的总和达到阈值电压之后，比较器301的输出端生成降压转换器部分的导通时间的终止信号(用于关闭开关Q1的终止信号)。
通过电容304两端的电压和降压偏置电压源302的总和与阈值电压之间的比较结果确定高侧开关Q1的打开时间或低侧开关Q2的关闭时间。高侧开关Q1的打开时间(或低侧开关Q2的关闭时间)满足以下等式：
Figure BDA0002787297140000101
其中CBUCK是电容304的电容，并且k1和k2是预设参数。VBIASBUCK是降压偏置电压源302的电压。
升压导通时间计时器240包括电流源313、电容314、开关315、比较器311、“或”门316、反相器317和升压偏置电压源312。如图2所示，电流源313的电流电平与输出电压VOUT成比例。利用电流源313来对电容314充电。电容314两端的电压是电压斜坡信号。在本通篇描述中，电容314也可称为斜坡信号电容。
将电容314两端的电压和升压偏置电压源312的总和馈送到比较器311的同相输入端。如图2所示，升压偏置电压源312的正极端子连接到电容314的第一端子。电容314的第二端子接地。比较器311的反相输入端连接到阈值电压，该阈值电压与输出电压VOUT和输入电压VIN之间的电压差成比例。通过“或”门316的输出信号控制开关315的栅极。如图2所示，“或”门316配置成通过反相器317接收由第二锁存器219生成的PWM信号以及接收由谷值电流比较器214生成的CMP信号。PWM和CMP信号的组合确定电容314的复位。
在比较器311处将电容314两端的电压和升压偏置电压源312的总和与阈值电压进行比较。在电容314两端的电压和升压偏置电压源312的总和达到阈值电压之后，比较器311的输出端生成升压转换器部分的导通时间的终止信号。
通过电容314两端的电压和升压偏置电压源312的总和与阈值电压之间的比较结果确定低侧开关Q3的打开时间或高侧开关Q4的关闭时间。低侧开关Q3的打开时间(或高侧开关Q4的关闭时间)满足以下等式：
Figure BDA0002787297140000111
其中CBOOST是电容314的电容，并且k3和k4是预设参数。VBIASBOOST是升压偏置电压源312的电压。
在以上等式中，k1和k3是电压缩放因子，并且k2和k4是电压对电流缩放因子。通过选择不同的缩放因子，可相应地调整TOFFBUCK/TOFFBOOST和对应的开关频率。
在一些实施例中，采用降压偏置电压源302和升压偏置电压源312来实现在不同的操作模式、即降压操作模式、降压-升压操作模式和升压操作模式中的自动转变。
图3示出根据本公开的各种实施例与图1中示出的降压-升压式转换器的降压操作模式相关联的时序图。图3的水平轴表示时间间隔。有12行。第一行401表示由第一锁存器211生成的PWM信号。第二行402表示馈送到比较器301中的阈值电压和斜坡信号。第三行403表示比较器301的输出电压。第四行404表示由第二锁存器219生成的PWM信号。第五行405表示馈送到比较器311中的阈值电压和斜坡信号。第六行406表示比较器311的输出电压。第七行407表示馈送到谷值电流比较器214中的检测的电流信号和误差放大器电压。第八行408表示谷值电流比较器214的输出电压。第九行409表示开关Q1的栅极驱动信号。第十行410表示开关Q2的栅极驱动信号。第十一行411表示开关Q3的栅极驱动信号。第十二行412表示开关Q4的栅极驱动信号。
在操作中，当降压-升压式转换器的输入电压VIN比降压-升压式转换器的输出电压VOUT高得多时，升压转换器部分的关断时间比降压-升压式转换器的开关周期长得多。参考图2，在降压操作模式中，VRBOOST总是高于k3·(VOUT-VIN)。因此，信号TONBOOST处于逻辑高状态，这在PWMBOOST处生成逻辑低状态。响应于PWMBOOST处的逻辑低状态，高侧开关Q4始终打开，并且低侧开关Q3始终关闭。降压转换器部分的导通时间由降压导通时间计时器230确定。降压-升压式转换器以降压操作模式操作。
返回参考图1，在降压操作模式中，电流感应放大器213配置成检测Q1的电流(流过电感204的电流)。根据谷值电流模式控制，当电流感应放大器213的输出达到比较器214的控制电压VCTRL时，打开Q1。在打开Q1之后，降压导通时间计时器230开始计数。一旦降压导通时间计时器230触发，便关闭Q1，且打开Q2。一旦电流感应放大器213的输出达到比较器214的控制电压VCTRL，便关闭Q2，且再次打开Q1，以便开始另一个循环。
图3示出用于说明降压操作模式的操作原理的时序图。在时刻t1，电流感应放大器213的输出(图3中的CS)下降并达到比较器214的控制电压VCTRL。返回参考图1，在时刻t1，比较器214的输出生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送到第一锁存器211的设置输入端。根据R-S锁存器的操作原理，比较器214的输出确定Q1的栅极驱动信号的导通沿。
如图3所示，在时刻t1，Q2已经关闭，并且Q1已经打开。应注意，在打开Q1和关闭Q2之间有适当的延迟。作为打开Q1的结果，从时刻t1到时刻t2，感应电流CS以线性方式增加。从时刻t1到时刻t2，控制信号PWMBUCK具有逻辑高状态，由此关闭图2中示出的斜坡信号生成电路的开关305。因此，对斜坡信号电容304充电，并且从时刻t1到时刻t2，电容304两端的电压以线性方式增加。在降压操作模式期间，从不触发升压导通时间计时器。通过比较器214的输出(图3中的CMP)来复位升压斜坡信号。
在时刻t2，斜坡信号电压VRBUCK达到阈值电压k1·VOUT。比较器301的输出生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送给第一锁存器211的复位输入端。根据R-S锁存器的操作原理，比较器301的输出确定Q1的栅极驱动信号的关闭沿。
如图3所示，在时刻t2，通过降压控制逻辑单元210分别将逻辑电平“1”和逻辑电平“0”施加到Q2和Q1的栅极。作为打开Q2并关闭Q1的结果，从时刻t2到时刻t3，检测到的感应电流CS以线性方式减小，并且斜坡信号电容304放电。
在时刻t3，电流感应放大器213的输出(图3中的CS)再次达到比较器214的控制电压VCTRL。降压-升压式转换器进入到新的开关周期。
图4示出根据本公开的各种实施例与图1中示出的降压-升压式转换器的降压-升压操作模式相关联的时序图。图4的水平轴表示时间间隔。有12行。第一行421表示由第一锁存器211生成的PWM信号。第二行422表示馈送到比较器301中的阈值电压和斜坡信号。第三行423表示比较器301的输出电压。第四行424表示由第二锁存器219生成的PWM信号。第五行425表示馈送到比较器311中的阈值电压和斜坡信号。第六行426表示比较器311的输出电压。第七行427表示馈送到谷值电流比较器214中的检测的电流信号和误差放大器电压。第八行428表示谷值电流比较器214的输出电压。第九行429表示开关Q1的栅极驱动信号。第十行430表示开关Q2的栅极驱动信号。第十一行431表示开关Q3的栅极驱动信号。第十二行432表示开关Q4的栅极驱动信号。
在操作中，当输入电压VIN下降至近似等于输出电压VOUT的电平时，即使在输入电压VIN仍然高于输出电压VOUT时，由于偏移电压VBIASBOOST，所以升压转换器部分的关断时间减小。当升压转换器部分的导通时间(TONBOOST)增加并达到阈值水平时，Q4开始关闭，并且Q3打开。作为关闭Q4和打开Q3的结果，降压-升压式转换器以降压-升压操作模式操作。
图4的时序图示出降压-升压操作模式的操作原理。在时刻t1之前，Q2和Q4最初处于打开状态。流过电感的电流(图4中的CS)以线性方式减小。在时刻t1，感应的电流CS达到控制电压VCTRL，并且如图4所示，关闭Q2和Q4。在适当的延迟之后，打开Q1和Q3。在时刻t1，降压导通时间计时器230(如图2所示)和升压导通时间计时器240(如图2所示)均开始计数。在一些实施例中，降压转换器部分的导通时间(TONBUCK)比升压转换器部分的导通时间(TONBOOST)长得多。
如图4所示，在时刻t2，触发升压导通时间计时器240。作为触发升压导通时间计时器240的结果，在时刻t2，关闭Q3，并打开Q4。在时刻t3，触发降压导通时间计时器230。作为触发降压导通时间计时器230的结果，在时刻t3，关闭Q1，并打开Q2。从时刻t3到时刻t4，流过电感的电流(图4中的CS)以线性方式减小。在时刻t4，感应的电流信号CS达到控制电压VCTRL，并如图4所示，关闭Q2和Q4。在适当的延迟之后，打开Q2和Q3。另一个开关周期开始。
图5示出根据本公开的各种实施例与图1中示出的降压-升压式转换器的升压操作模式相关联的时序图。图5的水平轴表示时间间隔。有12行。第一行441表示由第一锁存器211生成的PWM信号。第二行442表示馈送到比较器301中的阈值电压和斜坡信号。第三行443表示比较器301的输出电压。第四行444表示由第二锁存器219生成的PWM信号。第五行445表示馈送到比较器311中的阈值电压和斜坡信号。第六行446表示比较器311的输出电压。第七行447表示馈送到谷值电流比较器214中的检测的电流信号和误差放大器电压。第八行448表示谷值电流比较器214的输出电压。第九行449表示开关Q1的栅极驱动信号。第十行450表示开关Q2的栅极驱动信号。第十一行451表示开关Q3的栅极驱动信号。第十二行452表示开关Q4的栅极驱动信号。
在操作中，输入电压VIN下降至低于输出电压VOUT的预设电平。该预设电平满足以下条件：k1·VOUT始终大于VRBUCK。在输入电压VIN达到该预设电平之后，如图5所示，TONBUCK始终是低电平。因此，Q1总是打开，并且Q2总是关闭。降压-升压式转换器以升压操作模式操作。
图5的时序图示出升压操作模式的操作原理。在升压操作模式中，降压导通时间计时器230的输出始终处于逻辑低状态。由于降压导通时间计时器230的输出始终处于逻辑低状态，所以Q1总是打开，并且Q2总是关闭。
在时刻t1，电流感应放大器213的输出(图5中的CS)达到比较器214的控制电压VCTRL。如上文关于图2所论述的，在时刻t1，比较器214的输出(图5中的CMP)生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送到第二锁存器219的设置输入端(如图1所示)。根据R-S锁存器的操作原理，比较器214的输出确定Q3的栅极驱动信号的导通沿。
如图5所示，在时刻t1，Q4已经关闭。在适当的延迟之后，打开Q3。作为打开Q3的结果，从时刻t1到时刻t2，感应电流CS以线性方式增加。从时刻t1到时刻t2，控制信号PWMBOOST具有逻辑高状态。在经过反相器之后，控制信号PWMBOOST关闭图2中示出的斜坡信号生成电路的开关315。因此，对斜坡信号电容314充电，并且从时刻t1到时刻t2，电容314两端的电压以线性方式增加。
在时刻t2，斜坡信号电压VRBOOST达到阈值电压。比较器311的输出(TONBOOST)生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送到第二锁存器219的复位输入端。根据R-S锁存器的操作原理，比较器311的输出(TONBOOST)确定Q3的栅极驱动信号的关闭沿。
如图5所示，通过升压控制逻辑单元212分别将逻辑电平“0”和逻辑电平“1”施加到Q3和Q4的栅极。作为关闭Q3并打开Q4的结果，从时刻t2到时刻t3，感应电流CS以线性方式减小。在时刻t2，斜坡信号电容314放电。在时刻t3，电流感应放大器213的输出(图3中的CS)再次达到比较器214的控制电压VCTRL。降压-升压式转换器进入到新的开关周期。
图6示出根据本公开的各种实施例的另一个降压-升压式转换器及其相关联的恒定导通时间控制电路的示意图。图6中示出的降压-升压式转换器与图1中示出的降压-升压式转换器类似，不同之处在于，通过控制单元550来确定操作模式转变。特别地，控制单元550根据输入电压VIN和输出电压VOUT之间的关系来确定降压-升压式转换器以哪种操作模式(降压、降压-升压或升压)操作。
如图6所示，控制单元550包括第一比较器551和第二比较器553。第一比较器551具有连接到输出电压VOUT和第一偏移电压VOFFSET1的总和的同相输入端。第一比较器551具有连接到输入电压VIN的反相输入端。基于输入电压VIN和输出电压VOUT之间的关系将第一比较器551的输出施加到降压-升压式转换器的升压转换器部分的控制电路。
第二比较器553具有连接到输入电压VIN的同相输入端。第二比较器551具有连接到等于输出电压VOUT减去第二偏移电压VOFFSET2的电压电平的反相输入端。基于输入电压VIN和输出电压VOUT之间的关系将第二比较器553的输出施加到降压-升压式转换器的降压转换器部分的控制电路。
应注意，第一偏移电压VOFFSET1和第二偏移电压VOFFSET2均是预先设定的。基于不同应用和设计需要，第一偏移电压VOFFSET1和第二偏移电压VOFFSET2的值可相应地改变。
图7示出根据本公开的各种实施例在图6中示出的降压导通时间计时器和升压导通时间计时器的示意图。降压导通时间计时器530和升压导通时间计时器540与图2中示出的计时器类似，不同之处在于，利用图6中示出的比较器551和553的输出来确定降压-升压式转换器的操作模式。
如图7所示，“与”门601配置成接收由第二比较器553生成的BKM信号。采用BKM信号来启用降压-升压式转换器的降压转换器部分。BKM信号还用于复位斜坡信号电容605。如图7所示，将PWMBUCK信号和BKM信号馈送到“与非”门607中。利用“与非”门607的输出来复位斜坡信号电容605。
如图7所示，“或”门611配置成接收由第一比较器551生成的BSTM信号。采用BSTM信号来启用降压-升压式转换器的升压转换器部分。BSTM信号还用于复位斜坡信号电容617。如图7所示，将PWMBOOST信号和BSTM信号馈送到“与非”门616中。利用“与非”门616的输出来复位斜坡信号电容617。
图8示出根据本公开的各种实施例在图6中示出的比较器的操作原理。在图8中，当输入电压VIN高于VOUT+VOFFSET1时，降压-升压式转换器禁用升压操作模式，并以降压操作模式操作。返回参考图6，控制电路生成PWM信号(例如，PWMBUCK)，并将PWM信号施加到Q1和Q2。在该操作模式中，Q3总是关闭，并且Q4总是打开。
在操作中，当输入电压VIN低于VOUT–VOFFSET2时，降压-升压式转换器禁用降压操作模式，并以升压操作模式操作。返回参考图6，控制电路生成PWM信号(例如，PWMBOOST)，并将PWM信号施加到Q3和Q4。在该操作模式中，Q2总是关闭，并且Q1总是打开。
在操作中，当输入电压VIN介于VOUT–VOFFSET2和VOUT+VOFFSET1之间时，降压-升压式转换器以降压-升压操作模式操作。在每个开关循环期间，控制电路可开关所有四个开关。
图9示出根据本公开的各种实施例与图6中示出的降压-升压式转换器的降压操作模式相关联的时序图。图9的水平轴表示时间间隔。有14行。第一行801表示由比较器551生成的BSTM信号。第二行802表示由比较器553生成的BKM信号。第三行803表示由第一锁存器512生成的PWM信号。第四行804表示馈送到比较器602中的阈值电压和斜坡信号。第五行805表示“与”门601的输出电压。第六行806表示由第二锁存器519生成的PWM信号。第七行807表示馈送到比较器612中的阈值电压和斜坡信号。第八行808表示“或”门611的输出电压。第九行809表示馈送到谷值电流比较器514中的检测的电流信号和误差放大器电压。第十行810表示谷值电流比较器514的输出电压。第十一行811表示开关Q1的栅极驱动信号。第十二行812表示开关Q2的栅极驱动信号。第十三行813表示开关Q3的栅极驱动信号。第十四行814表示开关Q4的栅极驱动信号。
图9中示出的时序图与图3中示出的时序图类似，不同之处在于，采用BSTM信号和BKM信号来确定降压-升压式转换器的操作模式。在降压操作模式中，BSTM信号具有逻辑低状态，如图9所示。BKM信号具有逻辑高状态，如图9所示。利用BSTM信号的逻辑低状态来禁用升压操作模式。如图9所示，PWMBOOST信号具有逻辑低状态。此类逻辑低状态使Q3保持始终关闭，并使Q4保持始终打开。通过反相器603将BKM信号的逻辑高状态馈送到“或”门601中。反相的BKM信号是逻辑低信号，其对降压转换器部分的操作没有影响。
图10示出根据本公开的各种实施例与图6中示出的降压-升压式转换器的降压-升压操作模式相关联的时序图。图10的水平轴表示时间间隔。有14行。第一行821表示由比较器551生成的BSTM信号。第二行822表示由比较器553生成的BKM信号。第三行823表示由第一锁存器512生成的PWM信号。第四行824表示馈送到比较器602中的阈值电压和斜坡信号。第五行825表示“与”门601的输出电压。第六行826表示由第二锁存器519生成的PWM信号。第七行827表示馈送到比较器612中的阈值电压和斜坡信号。第八行828表示“或”门611的输出电压。第九行829表示馈送到谷值电流比较器514中的检测的电流信号和误差放大器电压。第十行830表示谷值电流比较器514的输出电压。第十一行831表示开关Q1的栅极驱动信号。第十二行832表示开关Q2的栅极驱动信号。第十三行833表示开关Q3的栅极驱动信号。第十四行834表示开关Q4的栅极驱动信号。
图10中示出的时序图与图4中示出的时序图类似，不同之处在于，采用BSTM信号和BKM信号来确定降压-升压式转换器的操作模式。在降压-升压操作模式中，BSTM信号和BKM信号均处于逻辑高状态，如图10所示。利用BSTM信号的逻辑高状态来启用升压转换器部分。如图10所示，在每个开关循环中，打开和关闭Q3和Q4。利用BKM信号的逻辑高状态来启用降压转换器部分。如图10所示，在每个开关循环中，打开和关闭Q1和Q2。
图11示出根据本公开的各种实施例与图6中示出的降压-升压式转换器的升压操作模式相关联的时序图。图11的水平轴表示时间间隔。有14行。第一行841表示由比较器551生成的BSTM信号。第二行842表示由比较器553生成的BKM信号。第三行843表示由第一锁存器512生成的PWM信号。第四行844表示馈送到比较器602中的阈值电压和斜坡信号。第五行845表示“与”门601的输出电压。第六行846表示由第二锁存器519生成的PWM信号。第七行847表示馈送到比较器612中的阈值电压和斜坡信号。第八行848表示“或”门611的输出电压。第九行849表示馈送到谷值电流比较器514中的检测的电流信号和误差放大器电压。第十行850表示谷值电流比较器514的输出电压。第十一行851表示开关Q1的栅极驱动信号。第十二行852表示开关Q2的栅极驱动信号。第十三行853表示开关Q3的栅极驱动信号。第十四行854表示开关Q4的栅极驱动信号。
图11中示出的时序图与图5中示出的时序图类似，不同之处在于，采用BSTM信号和BKM信号来确定降压-升压式转换器的操作模式。在升压操作模式中，BSTM信号具有逻辑高状态，如图11所示。BKM信号具有逻辑低状态，如图11所示。利用BKM信号的逻辑低状态来禁用降压操作模式。如图11所示，PWMBUCK信号具有逻辑高状态。此类逻辑高状态使Q2保持始终关闭并使Q1保持始终打开。将BSTM信号的逻辑高状态馈送到“或”门611中。BSTM的逻辑高信号对升压转换器部分的操作没有影响。
图12示出根据本公开的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感的电流的电流感应电路的第一实现的示意图。返回参考图1和图6，可采用诸如直流电阻(DCR)电流感应装置的电流感应装置来检测流过降压-升压式转换器的电感的电流。图12示出DCR电流感应装置的第一实现的示意图。如图12所示，电感连接在开关节点SW1和SW2之间。RL表示电感的等效串联电阻。如图12所示，RL与电感L串联连接。
如图12所示，DCR电流感应装置包括Rs1、Rs2、Cs1和Cs2。Rs1和Cs1串联连接在开关节点SW1和地之间。Rs2和Cs2串联连接在开关节点SW2和地之间。Rs1和Cs1的公共节点连接到电流感应放大器213的同相输入端。Rs2和Cs2的公共节点连接到电流感应放大器213的反相输入端。在一些实施例中，DCR感应装置与控制电路以及功率装置集成在一起。
SW1和SW2是开关节点。Rs1、Rs2、Cs1和Cs2形成两个滤波器，这两个滤波器可过滤掉SW1和SW2处的脉动电压，并将脉动电压转换为馈送到电流感应放大器213中的合适的直流电压。为了更好地衰减脉动电压，通过以下等式给定两个滤波器的分量值：
Rs1＝Rs2＝Rs (3)
Cs1＝Cs2＝Cs (4)
Figure BDA0002787297140000211
在以上等式中，L是降压-升压式转换器的电感。RL是电感的等效串联电阻。Rs是感应电阻(Rs1和Rs2)的电阻值。Cs是感应电容(Cs1和Cs2)的电容值。在一些实施例中，Isns+和Isns-之间的电压与流过电感L的电流成比例。
图13示出根据本公开的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感的电流的电流感应电路的第二实现的示意图。图13中示出的电流感应电路与图12中示出的电流感应电路类似，不同之处在于，在电流感应放大器213的两个输入端之间放置电容Cs0。在该实现中，通过以下等式给定两个滤波器的分量值：
Rs1＝Rs2＝Rs (6)
Cs1＝Cs2 (7)
Cs0＝A·Cs1 (8)
Figure BDA0002787297140000212
Figure BDA0002787297140000213
具有Cs0的一个有利特征是，该电容有助于减少由Cs1和Cs2之间的不匹配造成的感应误差。如图13所示，电容Cs1和Cs2分别连接到SW1和SW2。那两个电容之间的不匹配可对感应的电压(电流感应放大器213的两个输入端之间的电压)造成显著误差。由于感应的输出在几十mV范围内，所以电流感应电路的性能极度依赖于两个电容(Cs1和Cs2)之间的匹配。另一个问题与电容的电压系数有关。响应于不同的输入和输出电压，电容上的直流电压可在广泛范围内改变。利用不同的直流偏置电压，陶瓷电容(例如，Cs1和Cs2)的实际电容可显著改变。
在如图13所示的实现中，Cs0/Cs1或Cs0/Cs2的比例远大于1。换句话说，A远大于1。A是预设值。通过选择合适的A，Cs1和Cs2的电压系数的不匹配可对感应性能具有轻微的影响。同时，Cs(Cs1和Cs2)上的电压变化接近于0。因此，DCR感应电路不具有电压系数问题。
图14示出根据本公开的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感的电流的电流感应电路的第三实现的示意图。图14中示出的电流感应电路与图13中示出的电流感应电路类似，不同之处在于，通过去除Cs1和Cs2来进一步简化电流感应电路。在该实现中，通过以下等式给定两个滤波器的分量值：
Figure BDA0002787297140000221
在以上等式中，Rs是Rs1和Rs2的电阻值。
图15示出根据本公开的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感的电流的电流感应电路的第四实现的示意图。图15中示出的电流感应电路与图13中示出的电流感应电路类似，不同之处在于，在电流感应电路中增加两个额外的电阻Rd1和Rd2。利用这两个电阻，Isns+和Isns-上的电压总是低于输入电压或输出电压。该电路可简化电流感应放大器的设计。通过以下等式给定电流感应电路的分量值：
Rs1＝Rs2＝Rs0 (12)
Rd1＝Rd2＝Rd0 (13)
Cs1＝Cs2 (14)
Cs0＝A·Cs1 (15)
Figure BDA0002787297140000231
Figure BDA0002787297140000232
Figure BDA0002787297140000233
Figure BDA0002787297140000234
Figure BDA0002787297140000235
图16示出根据本公开的各种实施例用于检测流过降压-升压式转换器的电感的电流的电流感应电路的第五实现的示意图。图16中示出的电流感应电路与图15中示出的电流感应电路类似，不同之处在于，通过去除Cs1和Cs2简化了电流感应电路。通过以下等式确定Cs0：
Figure BDA0002787297140000236
Figure BDA0002787297140000237
尽管详细描述了本发明的实施例和其优点，但是应了解，在不偏离由随附权利要求定义的本发明的精神和范围的情况下，可在本文中进行各种改变、替换和变更。
此外，不希望将本申请的范围局限于本说明书中描述的过程、机器、制造、物质组成、方式、方法和步骤的特定实施例。本领域技术人员将从本发明的公开容易地明白，根据本发明，可利用目前现有或稍后开发的用于与本文中描述的对应实施例执行大体上相同的功能或实现大体上相同的结果的过程、机器、制造、物质组成、方式、方法或步骤。因此，希望随附权利要求在它们的范围内包含此类过程、机器、制造、物质组成、方式、方法或步骤。

Claims (20)

1.一种设备，其特征在于，包括：
第一计时器，其配置成确定对降压-升压式转换器的降压转换器部分的高侧开关施加的栅极驱动信号的关闭沿，其中所述第一计时器包括配置成接收第一斜坡信号的第一输入端和配置成接收第一阈值电压的第二输入端，并且其中所述第一斜坡信号由具有与所述降压-升压式转换器的输入电压成比例的电流电平的第一电流源生成，并且所述第一阈值电压与所述降压-升压式转换器的输出电压成比例；以及
第二计时器，其配置成确定对所述降压-升压式转换器的升压转换器部分的低侧开关施加的栅极驱动信号的关闭沿，其中所述第二计时器包括配置成接收第二斜坡信号的第一输入端和配置成接收第二阈值电压的第二输入端，并且其中所述第二斜坡信号由具有与所述降压-升压式转换器的输出电压成比例的电流电平的第二电流源生成，并且所述第二阈值电压与所述降压-升压式转换器的输出电压和所述降压-升压式转换器的输入电压之间的差成比例。
2.如权利要求1所述的设备，其特征在于，包括：
连接在所述第一计时器的第一输入端和所述第一斜坡信号之间的第一偏移电压源，其中所述第一偏移电压源配置成使得当复位所述第一斜坡信号时对所述第一计时器的第一输入端施加第一负电压；以及
连接在所述第二计时器的第一输入端和所述第二斜坡信号之间的第二偏移电压源，其中所述第二偏移电压源配置成使得当复位所述第二斜坡信号时对所述第二计时器的第一输入端施加第二负电压。
3.如权利要求1所述的设备，其特征在于，
通过比较器来确定对所述降压-升压式转换器的所述降压转换器部分的低侧开关施加的栅极驱动信号的关闭沿和对所述降压-升压式转换器的所述升压转换器部分的高侧开关施加的栅极驱动信号的关闭沿，并且其中所述比较器具有配置成接收误差放大器的输出电压的第一输入端和配置成接收与流过所述降压-升压式转换器的电感的电流成比例的信号的第二输入端。
4.如权利要求3所述的设备，其特征在于，
所述误差放大器具有连接到预设参考电压的第一输入端和配置成检测所述降压-升压式转换器的输出电压的第二输入端。
5.如权利要求4所述的设备，其中，与流过所述降压-升压式转换器的所述电感的电流成比例的信号由电流感应装置生成，所述电流感应装置包括：
连接在所述降压-升压式转换器的第一开关节点和第二开关节点之间的电阻-电容网络；以及
连接到所述电阻-电容网络的电流感应放大器。
6.如权利要求5所述的设备，其特征在于，所述电阻-电容网络包括：
串联连接在所述第一开关节点和地之间的第一电阻和第一电容；以及
串联连接在所述第二开关节点和地之间的第二电阻和第二电容，并且其中：
所述第一电阻和所述第一电容的公共节点连接到所述电流感应放大器的第一输入端；并且
所述第二电阻和所述第二电容的公共节点连接到所述电流感应放大器的第二输入端。
7.如权利要求5所述的设备，其特征在于，所述电阻-电容网络包括：
串联连接在所述第一开关节点和地之间的第一电阻和第一电容；
串联连接在所述第二开关节点和地之间的第二电阻和第二电容；以及
串联连接在所述电流感应放大器的第一输入端和所述电流感应放大器的第二输入端之间的第三电容，并且其中：
所述第一电阻和所述第一电容的公共节点连接到所述电流感应放大器的第一输入端；并且
所述第二电阻和所述第二电容的公共节点连接到所述电流感应放大器的第二输入端。
8.如权利要求5所述的设备，其中所述电阻-电容网络包括：
连接在所述第一开关节点和所述电流感应放大器的第一输入端之间的第一电阻；
连接在所述第二开关节点和所述电流感应放大器的第二输入端之间的第二电阻；以及
连接在所述电流感应放大器的第一输入端和所述电流感应放大器的第二输入端之间的第一电容。
9.如权利要求5所述的设备，其特征在于，所述电阻-电容网络包括：
串联连接在所述第一开关节点和地之间的第一电阻和第一电容；
串联连接在所述第二开关节点和地之间的第二电阻和第二电容；
分别与所述第一电容和所述第二电容并联连接的第三电阻和第四电阻；以及
连接在所述电流感应放大器的第一输入端和所述电流感应放大器的第二输入端之间的第三电容，并且其中：
所述第一电阻和所述第一电容的公共节点连接到所述电流感应放大器的第一输入端；并且
所述第二电阻和所述第二电容的公共节点连接到所述电流感应放大器的第二输入端。
10.如权利要求5所述的设备，其特征在于，所述电阻-电容网络包括：
串联连接在所述第一开关节点和地之间的第一电阻和第三电阻；
串联连接在所述第二开关节点和地之间的第二电阻和第四电阻；以及
连接在所述电流感应放大器的第一输入端和所述电流感应放大器的第二输入端之间的第一电容，并且其中：
所述第一电阻和所述第三电阻的公共节点连接到所述电流感应放大器的第一输入端；并且
所述第二电阻和所述第四电阻的公共节点连接到所述电流感应放大器的第二输入端。
11.一种方法，其特征在于，包括：
利用具有与降压-升压式转换器的输入电压成比例的电流电平的第一电流源生成第一斜坡信号；
利用具有与所述降压-升压式转换器的输出电压成比例的电流电平的第二电流源生成第二斜坡信号；
生成与所述降压-升压式转换器的输出电压成比例的第一阈值电压；
生成与所述降压-升压式转换器的输出电压和所述降压-升压式转换器的输入电压之间的差成比例的第二阈值电压；
利用第一比较器比较所述第一阈值电压与所述第一斜坡信号和第一预设偏移电压的总和；
利用第二比较器比较所述第二阈值电压与所述第二斜坡信号和第二预设偏移电压的总和；
基于由所述第一比较器生成的比较结果终止所述降压-升压式转换器的降压转换器部分的高侧开关的栅极驱动信号；以及
基于由所述第二比较器生成的比较结果终止所述降压-升压式转换器的升压转换器部分的低侧开关的栅极驱动信号。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，包括：
生成与流过所述降压-升压式转换器的电感的电流成比例的电流感应信号；
利用误差放大器比较所述降压-升压式转换器的检测的输出电压和预设参考电压；
利用比较器比较所述电流感应信号与所述误差放大器的输出电压；以及
基于由所述比较器生成的比较结果终止所述降压-升压式转换器的所述降压转换器部分的低侧开关的导通时间。
13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，包括：
基于由所述比较器生成的比较结果终止所述降压-升压式转换器的所述升压转换器部分的高侧开关的导通时间。
14.如权利要求11所述的方法，其特征在于，包括：
当所述降压-升压式转换器的输入电压大于第一操作模式阈值时，将所述降压-升压式转换器配置成以降压操作模式操作；
当所述降压-升压式转换器的输入电压小于第二操作模式阈值时，将所述降压-升压式转换器配置成以升压操作模式操作，其中所述第一操作模式阈值大于所述第二操作模式阈值；以及
当所述降压-升压式转换器的输入电压介于所述第一操作模式阈值和所述第二操作模式阈值之间时，将所述降压-升压式转换器配置成以降压-升压操作模式操作。
15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，包括：
分别通过第一比较器和第二比较器将所述降压-升压式转换器的输入电压与所述第一操作模式阈值和所述第二操作模式阈值进行比较；以及
基于所述第一比较器和所述第二比较器的输出结果确定所述降压-升压式转换器的操作模式。
16.一种控制器，其特征在于，包括：
用于设置降压-升压式转换器的第一高侧开关的打开时间的第一计时器，其中通过所述降压-升压式转换器的输入电压、所述降压-升压式转换器的输出电压和第一预设偏置电压确定所述第一高侧开关的打开时间；
用于设置所述降压-升压式转换器的第二低侧开关的打开时间的第二计时器，其中通过所述降压-升压式转换器的所述输入电压、所述降压-升压式转换器的输出电压和第二预设偏置电压确定所述第二低侧开关的打开时间；以及
用于设置所述降压-升压式转换器的第一低侧开关的打开时间和第二高侧开关的打开时间的谷值电流模式控制装置。
17.如权利要求16所述的控制器，其特征在于，
所述第一计时器包括配置成接收第一斜坡信号的第一输入端和配置成接收第一阈值电压的第二输入端，并且其中所述第一斜坡信号由具有与所述降压-升压式转换器的输入电压成比例的电流电平的第一电流源生成，并且所述第一阈值电压与所述降压-升压式转换器的输出电压成比例；并且
所述第二计时器包括配置成接收第二斜坡信号的第一输入端和配置成接收第二阈值电压的第二输入端，并且其中所述第二斜坡信号由具有与所述降压-升压式转换器的输出电压成比例的电流电平的第二电流源生成，并且所述第二阈值电压与所述降压-升压式转换器的输出电压和所述降压-升压式转换器的输入电压之间的差成比例。
18.如权利要求16所述的控制器，其特征在于，
通过比较器的输出确定对所述降压-升压式转换器的所述第一低侧开关施加的栅极驱动信号的关闭沿和对所述降压-升压式转换器的所述第二高侧开关施加的栅极驱动信号的关闭沿，并且其中所述比较器具有配置成接收误差放大器的输出电压的第一输入端和配置成接收与流过所述降压-升压式转换器的电感的电流成比例的信号的第二输入端。
19.如权利要求18所述的控制器，其特征在于，
通过直流电阻(DCR)电流感应装置生成与流过所述降压-升压式转换器的所述电感的电流成比例的信号。
20.如权利要求19所述的控制器，其特征在于，
所述误差放大器具有连接到预设参考的第一输入端和配置成检测所述降压-升压式转换器的所述输出电压的第二输入端。
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