CN113497559B - 转换器电路、对应的设备和方法 - Google Patents

转换器电路、对应的设备和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113497559B
CN113497559B CN202110349976.XA CN202110349976A CN113497559B CN 113497559 B CN113497559 B CN 113497559B CN 202110349976 A CN202110349976 A CN 202110349976A CN 113497559 B CN113497559 B CN 113497559B
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
switch
voltage
comparator
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202110349976.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN113497559A (zh
Inventor
A·马里亚尼
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics SRL
Original Assignee
STMicroelectronics SRL
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by STMicroelectronics SRL filed Critical STMicroelectronics SRL
Publication of CN113497559A publication Critical patent/CN113497559A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113497559B publication Critical patent/CN113497559B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
    • H02M1/0022—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being input voltage fluctuations
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Communication Control (AREA)

Abstract

本公开的实施例涉及转换器电路、对应的设备和方法。转换器电路包括半桥功率电路，半桥功率电路具有第一和第二开关，第一和第二开关分别在输入节点与电流节点之间、以及在电流节点与地之间。电感器耦合在电流节点与输出节点之间。逻辑控制电路装置被配置成：将第一和第二开关切换到电流再循环状态和电流充电状态。逻辑电路装置被配置成：作为来自输出电压比较器的电压指示符信号被断言的结果，将开关从电流再循环状态切换到电流充电状态，同时启动具有到期值的接通时间计数器信号，并且作为接通时间计数器信号已达到其到期值、与来自电压比较器的电压指示符信号被解除断言的结合的结果，将开关从电流充电状态切换到电流再循环状态。

Description

转换器电路、对应的设备和方法
技术领域
本描述涉及转换器电路。一个或多个实施例可以被应用在各式各样的设备中，诸如，例如无线电池充电器、USB控制器或经锂离子(Li-ion)电池供电的设备。
背景技术
诸如所谓的“降压”(buck)DC-DC功率转换器的转换器电路在许多应用中被广泛用于功率转换。
具有恒定“接通”时间(接通时间)的降压DC-DC转换器由于高响应性、可靠性和简单的设计而被广泛使用。
这些转换器是常规转换器电路的示例，其中诸如最高占空比和电感器充电转换速率的因素可能受最小“关断”时间(关断时间)的限制。
这样的常规转换器电路可以考虑操作的各种模式，诸如(同步)峰电流模式、电压模式(PWM)或迟滞控制器操作。
在峰电流模式中，接通时间由内部时钟启动，并且在通过转换器电感器的电流达到电流阈值时停止。
在电压模式中，接通时间由内部时钟启动，并且在占空比达到占空比阈值时停止。
在迟滞控制器操作中，接通时间在输出电压低于第一阈值时启动，并且在输出电压高于与第一阈值不同的第二阈值时停止。
如本领域中已知的，诸如经PWM调制的信号(PWM是脉冲宽度调制的缩写)的脉冲信号的占空比DC表示信号有效或非零(接通时间或tON)与脉冲信号的周期之间的比率，脉冲信号的周期即信号有效或非零的时间tON的持续时间与信号非有效或为零的时间的持续时间(关断时间tOFF)之和，即：
DC＝tON/(tON+tOFF)。
注意的是，如先前讨论的常规解决方案可能相当复杂。
例如，峰电流模式操作可能需要斜率补偿、误差放大器或误差求和比较器。
电压模式操作可能需要零极补偿网络。
由于同步操作，可能导致较慢的瞬态响应。
同样，随着输入和输出电压中的改变，迟滞控制器的操作可能表现出较差的稳态PWM频率行为。
发明内容
本公开提供了各种实施例，其有助于克服前述的缺点。
根据一个或多个实施例，可以凭借具有如本文所述的特征的转换器电路来实现技术益处和优点。
一个或多个实施例可以涉及一种对应的设备。如在本描述的开头所列出的设备可以是这样的设备的示例。
一个或多个实施例可以涉及一种对应的方法。
权利要求书是如本文所提供的关于实施例的技术教导的组成部分。
一个或多个实施例可以提供一种低压差(low drop-out)、恒定接通时间的降压转换器，其中作为输出电压被发现低于基准的结果，接通时间被延长超过由内部定时器设置的持续时间。
由于最小关断时间被设置一个或多个实施例可以因此在最大占空比方面实质上不受限制。这促进了低压差操作，同时还改进在瞬变期间的电感器电流转换速率。
如本领域技术人员已知的，名称低压差或LDO调节器适用于如下DC调节器，其能够在输入(供电)电压与输出(负载)电压之间的小差异的情况下维持调节，即，即使在输入电压非常接近输出电压时，也能够调节输出电压的调节器。
一个或多个实施例可以包括峰电流比较器，以促进在接通时间期间限制电感器电流。
一个或多个实施例可以提供一种低压差、恒定接通时间的降压转换器，该转换器提供了以下优点中的一个或多个优点：
低压差操作和改进的电流转换速率；
宽的输出范围，具有增强的瞬态响应；
输入电压范围与输出电压范围重叠；
经促进的负载升压器操作；
在输出电压低于目标的情况下的增加的接通时间；以及
恒定的接通时间控制回路。
在一个或多个实施例中，恒定的接通时间操作可以通过评估切换节点波形来检测，而低压差操作可以通过输入电压和输出电压来体现，瞬态响应升压可以经由电感器电流来评估。
附图说明
现在将参考附图，通过仅示例的方式来描述一个或多个实施例，其中：
图1是常规的恒定接通时间控制器的电路图；
图2是例示了对应的控制逻辑电路的行为的框图；
图3是例示了根据本描述的实施例的电路图；以及
图4是例示了根据本描述的实施例中的控制逻辑电路的行为的框图。
具体实施方式
在随后的描述中，一个或多个特定细节被说明，旨在提供对本描述的实施例的示例的深入理解。可以在没有一个或多个特定细节的情况下，或者利用其他方法、组件、材料等来获得实施例。在其他情况下，没有详细示出或描述已知的结构、材料或操作，使得实施例的某些方面不被模糊。
在本描述的框架中对“实施例”或“一个实施例”的引用旨在指示相对于该实施例描述的特定配置、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，可以在本描述的一个或多个点中出现的诸如“在实施例中”或“在一个实施例中”的短语不一定指代相同的实施例。
此外，在一个或多个实施例中，可以以任何适当的方式组合特定的构型、结构或特性。
本文使用的标题/附图标记仅出于方便起见而被提供，并且因此不限定保护的程度或实施例的范围。
图1是常规的恒定接通时间降压控制器(转换器)10的电路图，其包括高侧(HS)电子开关121和低侧(LS)电子开关122。
如所图示的，这些开关可以包括功率mosfet晶体管，功率mosfet晶体管具有通过其电流路径(在诸如mosfet晶体管的场效应晶体管的情况下，源极-漏极电流路径)，其彼此级联，并且在输入电压线或在电压Vin处的节点与节点A之间提供第一电流流动线，并且在节点A与地GND之间提供第二电流流动线。
如所图示的，电压Vin可以跨第一(输入)电容器C1施加，第一(输入)电容器C1耦合到输入电压线Vin并且以地GND为基准。
在这方面应当理解的是，贯穿本描述，为简化起见，相同的名称可以被应用于某个节点或线路、以及在该节点或线路处出现/施加的信号。
如图1中所图示的：
通过晶体管121、122的电流路径在晶体管121、122中间的节点A处耦合，其中电感器L耦合在节点A与输出节点B之间；并且
输出电压Vout被提供在输出节点B处，跨被耦合在输出电压节点Vout(节点B)与地GND之间的第二(输出)电容器C2，其中电感器L位于节点A和节点B的中间。
如图1中所图示的，负载LD可以耦合到输出节点Vout。应当理解，负载LD可以是与转换器10不同的元件。
如图1中所图示的，对开关121和122在接通状态(开关导通)和关断状态(开关非导通)之间的切换由控制逻辑电路16控制，控制逻辑电路16耦合到高侧和低侧开关121、122的控制端子Hg、Lg(在诸如mosfet晶体管的场效应晶体管的情况下，栅极)。
如图1中所图示的，控制逻辑电路16对来自电压比较器181和电流比较器182的输出信号敏感。
如图1中所图示的：
电压比较器181被配置成：将在节点B(即，跨输出电容器C2)所感测的输出电压Vout与电压基准Vref进行比较，从而用作输出(PWM)比较器，作为输出电压Vout低于Vref的结果，电压比较器181的输出被断言(assert)为某个电平(例如，“1”)；并且
电流比较器182被配置成：将通过电感器L的电流的强度与电流基准Ilim进行比较，从而用作谷电流限制(VCL)比较器，作为通过电感器L的电流强度高于谷(限制)基准值Ilim的结果，电流比较器182的输出信号被断言为某个电平(例如，“1”)。
基准电压Vref可以按本领域技术人员已知的各种方式获得，例如作为补偿网络、积分网络或误差放大器的输出。
此外，通过电感器L的电流可以按本领域技术人员已知的各种方式来感测，例如，经由安培传感器(诸如在节点A或节点B处的分流电阻器)，或通过感测跨低侧开关122(在导通时)的电压。
应当以其他方式理解的是，对于本文讨论的转换器10的描述，获得基准电压Vref的方式和/或感测通过电感器L的电流的强度的方式可以不是特定的要素。
如图1中所图示的，控制逻辑电路16被配置成与以下项协作：
接通时间延迟电路18，其可以对输入电压Vin和输出电压Vout敏感；以及
最小关断时间延迟电路20。
尽管为了便于说明而被图示为不同的元件，但是接通时间电路18和/或最小关断时间电路20实际上可以与控制逻辑电路16被合并到共同的电路装置中。
如图1中所图示的，控制逻辑电路16被配置成：
向接通时间延迟电路18发送接通时间开始信号Tonst，并且从接通时间延迟电路18接收信号Ton，信号Ton是Tonst的时间延迟副本：例如，当Tonst上升时，Ton在某个接通时间延迟之后上升；并且
向最小关断时间延迟电路20发送关断时间开始信号Toffst，并且从最小关断时间延迟电路20接收信号Toffmin，信号Toffmin是Toffst的时间延迟副本：例如，当Toffst上升时，Toffmin在(最小)关断时间延迟之后上升。
这些信号可以按本领域技术人员已知的方式生成。
如所图示的，接通定时器18可以对输入电压Vin和输出电压Vout敏感，并且可以包括模拟(RC)类型的前馈电路，例如，该前馈电路能够提供接通时间信号Ton，接通时间信号Ton是比率Vout/Vin的函数(例如，成比例)，例如Ton＝(Vout/Vin).R.C。数字的接通定时器在本领域中也是常规的。
具有如在20处提供的最小持续时间的关断时间有利于将控制稳定化，从而在可能暴露于由功率开关121、122的切换所引起的噪声时对信号进行掩蔽。
如图2中所图示的，图1的控制逻辑电路16在驱动高侧和低侧开关121、122的控制端子(在诸如mosfet晶体管的场效应晶体管的情况下，栅极Hg和Lg)中的操作可以涉及有限状态机(FSM)操作，该有限状态机操作涉及基于以下讨论的准则，而在OFF STATE(关断状态)和ON STATE(接通状态)之间进行转变。
在OFF STATE期间，Lg＝1，Hg＝0，即，高侧开关121不导通并且低侧开关122导通，通过电感器L的电流通过导通的低侧开关122进行再循环(recirculate)。
作为Toffst(例如，Toffst＝1)被设置的结果，最小关断时间延迟电路20被启动。
在最小关断时间延迟由电路20断言(TOFFMIN＝1)之后，如果通过电感器L的电流低于Ilim(VCL＝0)，则系统等待PWM比较器跳变(比较器181)。
当输出电压Vout降至Vref以下时，PWM比较器181跳变(PWM＝1)，系统进入ONSTATE(参见图2中被指示为PWM＝1和VCL＝0和TOFFMIN＝1的转变)。
在ON STATE期间，Lg＝0，Hg＝1，即，高侧开关121导通并且低侧开关122不导通，并且电流被充电(泵入)到电感器L中。
作为Tonst被设置(例如Tonst＝1)的结果，接通时间延迟电路18被启动。在某个接通时间计数到期之后，电路18断言Ton信号(TON＝1)，并且系统(重新)进入OFF_STATE(参见图2中被指示为TON＝1的转变)。
如先前描述的转换器和相关的操作模式在本领域中是常规的，这使得不必在这里提供更详细的描述。
此外，除了以下将要讨论的内容之外，先前结合图1和图2提供的描述也适用于结合图3和图4例示的一个或多个实施例。
因此，与已经结合图1和图2讨论的部件或元件类似的部件或元件在图3和图4中用相通的附图标记来指示，并且为了简洁起见将不再重复对应的描述。
仅仅作为回顾，在图3和图4中例示的一个或多个实施例中，控制器(转换器)10包括半桥功率级，半桥功率级包括高侧(HS)电子开关121和低侧(LS)电子开关122，诸如功率MOSFET晶体管。
在图3和图4中例示的一个或多个实施例中：
通过121和122的电流路径(在诸如mosfet晶体管的场效应晶体管的情况下，源极-漏极电流路径)在输入电压线或节点Vin与节点A之间提供第一电流流动线，并且在节点A和地GND之间提供第二电流流动线，其中电压Vin跨第一(输入)电容器C1而施加，第一(输入)电容器C1耦合在输入电压线Vin与地GND之间。
通过晶体管121、122的电流路径耦合在晶体管121、122中间的节点A处，电感器L耦合在节点A与输出节点B之间；并且
输出电压Vout在节点B处提供，跨被耦合在输出电压节点Vout(节点B)与地GND之间的第二(输出)电容器C2，其中电感器位于节点A与节点B的中间，并且负载LD适于与输出节点耦合(此处，负载LD再次可以是与转换器不同的元件)。
在图3和图4中例示的一个或多个实施例中，对开关121和122在接通状态(导通)和关断状态(非导通)之间的切换由控制逻辑电路16控制，控制逻辑电路16耦合到高侧和低侧开关121、122的控制端子Hg、Lg(在诸如mosfet晶体管的场效应晶体管的情况下，栅极)。
在如图3和图4中例示的一个或多个实施例中，控制逻辑电路16对来自电压比较器181的输出信号敏感，电压比较器181被配置成将在节点B(即，跨输出电容器C2)感测的输出电压Vout与电压基准Vref(可以按不同于先前讨论的方式而获得)进行比较，从而用作输出(PWM)比较器，作为输出电压Vout低于Vref的结果，电压比较器181的输出信号被断言为某个电平(例如，“1”)。
在图3和图4中例示的一个或多个实施例中，控制逻辑电路16也对来自电流比较器182的输出信号敏感，电流比较器182被配置成：将通过电感器L的电流的强度(如前所讨论的，这可以例如在节点A或在节点B处按不同的方式进行感测)与电流基准Ilim进行比较，从而用作谷电流限制(VCL)比较器，作为电感器电流高于谷(限制)基准值Ilim的结果，电流比较器182的输出信号被断言为某个电平(例如，“1”)。
在一个或多个实施例中，如图3和图4中例示的转换器10可以包括(另外的)电流比较器183，电流比较器183被配置成将通过电感器L的电流的强度与峰电流基准Ilimpk进行比较。因此，比较器183可以用作峰电流限制(PCL)比较器，作为电感器电流高于如由Ilimpk表达的(峰)基准值的结果，比较器183的输出信号被断言为某个电平(例如“1”)。
如图4中所图示的，图3的控制逻辑电路16在驱动高侧和低侧开关的控制端子(在诸如mosfet晶体管的场效应晶体管情况下，栅极Hg和Lg)中的操作可以再次涉及如结合图1和图2所讨论的OFF STATE和ON STATE。
在图3和图4中例示的一个或多个实施例中，从OFF STATE到ON STATE的转变(PWM＝1并且VCL＝0并且TOFFMIN＝1)实质上如已结合图2所讨论的。
即，一旦最小关断时间延迟(TOFFMIN＝1)由电路20断言，如果通过电感器L的电流低于Ilim(VCL＝0)，则系统等待PWM比较器(比较器181)跳变(trip)。当输出电压Vout降至Vref以下时，PWM比较器181跳变(PWM＝1)，并且系统进入ON STATE(参见图4中再次被指示为PWM＝1并且VCL＝0并且TOFFMIN＝1的转换)。
相反，在图3和图4中例示的一个或多个实施例中，作为以下的结果，逻辑电路16可以从ON STATE转换为OFF STATE：
TON＝1，即接通定时器18的计数完成(即计数已经达到其到期值)；并且(即，与其的结合)
以下任一项：
PWM＝0；或(备选地)
PCL＝1。
简而言之，在如图3和图4中例示的一个或多个实施例中，作为以下的结果，逻辑电路16可以从ON STATE转换为OFF STATE：
TON＝1并且(PWM＝0或PCL＝1)。
在图3和图4中例示的一个或多个实施例中，控制逻辑电路16的操作准则可以如下。
在ON STATE期间，接通时间延迟完成(例如，TON＝1，即在18处的接通时间计数已达到其到期值)不足以使系统向OFF STATE转变。
实际上，这样的转换以PWM＝0或PCL＝1中任一项为条件。
根据由上述逻辑关系表达的第一条件，在输出电压Vout(已经)达到基准Vref(PWM＝0)的情况下，如果TON＝1(即，在18处的接通时间计数达到其到期值)，则从ON STATE到OFF STATE的转变可以出现。
在占空比不受Ton/(Ton+Toffmin)比率限制的情况下，这可以是在稳定状态中出现的情形。
如果占空比受该比率限制，或者在瞬态负载期间，作为以下的结果：在18处的接通时间计数已达到其到期值(即TON＝1)，而输出电压Vout(仍)低于Vref(即，来自比较器181的PWM＝1)，系统不转变到OFF STATE，并且将向OFF STATE转变之前的时间延长超过接通时间计数器的到期，直到输出电压Vout达到Vref，即PWM＝0为止。
作为第二条件，为了促进避免通过电感器L的电流达到不期望的高值，逻辑电路16可以被配置成作为以下的结果而退出ON STATE，并且向OFF STATE转变：TON＝1(即，在18处的接通时间计数已达到其到期值)、并且峰电流限制比较器183检测到高于Ilimpk的通过电感器L的电流强度(即，来自比较器183的PCL＝1)。
在任一情况下，系统结束接通时间并且转换到OFF STATE。
概括而言：
如在图1和图2中所图示的常规转换器的情况下，由于来自PWM比较器181的指示(意味着输出电压Vout低于基准Vref(PWM＝1))，高侧开关121被接通(使其导通)，而在同时还启动内部接通时间计数；并且
在如图3和图4中例示的一个或多个实施例中，作为以下的结果，高侧开关121被关断(使其不导通)：内部定时已到期(定时结束TON＝1)，并且，PWM比较器181指示输出电压Vout已达到基准Vref(PWM＝0)，因此。作为简单的解释，在如图3和图4中例示的一个或多个实施例中，接通时间计数被“延长”超过由内部定时器(电路18)给出的值，直到输出电压Vout被发现已达到基准电压Vref(PWM＝0)为止。
在如图3和图4中例示的一个或多个实施例中，由于最小关断时间，没有在占空比上施加上限。
这促进了低压差操作，同时还改进了在瞬变期间的电感器电流转换速率。
如在图3和图4中例示的一个或多个实施例可以包括在183处的峰电流感测动作，使得作为以下的结果，系统可以安全地转变到OFF STATE：通过电感器L的电流达到峰值Ilimpk(参见图4的底部处的转变PWM＝0或PCL＝1中的逻辑“或”)。因此，诸如183的峰电流比较器在接通时间期间限制电感器电流中是有效的，因此与电流比较器182的常规谷限制进行协作。
如图3和图4中例示的实施例与常规解决方案的性能比较显示，例如，在1μs的前馈切换时间Tsw(Tsw＝Ton*(Vin/Vout))、以及250ns(最小)的关断时间的情况下，常规的解决方案可能在Vin＝6.25V时失去调节，而图3和图4中例示的实施例可以在低至Vin＝5.1V的情况下维持适当调节。
类似地，通过参考从0mA到500mA的瞬态负载变化、Vin＝7.2V(两个锂离子电池)，常规解决方案可能受最小关断时间限制，而图3和图4中例示的实施例实质上免除了这种限制。
如本文所例示的电路(例如10)可以包括：
输入节点(例如，Vin)，被配置成接收输入电压信号；
半桥功率电路，包括第一开关(例如121)和第二开关(例如122)，第一开关具有通过其的电流路径，从而在输入节点(例如Vin)与电流节点(例如A)之间提供第一电流流动线，并且第二开关具有通过其的电流路径，从而在电流节点(例如A)与地(例如GND)之间提供第二电流流动线；
电感器(例如，L)，被耦合在电流节点与输出节点(例如，B)之间，输出节点被配置成提供输出电压信号(例如，Vout)；以及
电压比较器(例如181)，被耦合到输出节点并且对上述输出电压信号敏感，电压比较器被配置成：作为在上述输出节点处的上述输出电压信号低于电压基准值(例如，Vout<Vref＝真)的结果，断言电压指示符信号(例如PWM＝1)。
为了简单起见，电压比较器181在本文中被例示为单个组件。在一个或多个实施例中，电压比较器可以被实现为两个组件的集合，其被配置成：将Vout与针对Vref的基本相同的基准值(其分别针对Vout增大和减小)进行比较。类似的考虑也可以适用于电流比较器182和183。
如本文所例示的电路(例如，DC-DC转换器，诸如10)可以包括：
输入节点(例如，Vin)，被配置成接收输入电压信号；
半桥(功率)电路，包括第一开关(例如121)和第二开关(例如122)，第一开关具有通过其的电流路径(例如，在诸如mosfet晶体管的场效应晶体管的情况下，源极-漏极路径)，从而在输入节点与电流节点(例如A)之间提供第一电流流动线，并且第二开关具有通过其的电流路径(再次，在诸如mosfet晶体管的场效应晶体管的情况下，这可以是源极-漏极路径)，从而在电流节点与地(例如GND)之间提供第二电流流动线；
电感器(例如L)，介于电流节点与输出节点(例如B)的中间，输出节点被配置成提供输出电压信号(例如Vout)；
电压比较器(例如181)，耦合到输出节点并且对上述输出电压信号敏感，电压比较器被配置成：作为在上述输出节点处的上述输出电压信号低于电压基准值(例如，Vout<Vref＝真)的结果，断言电压指示符信号(例如PWM＝1)；以及
逻辑电路装置(例如16)，被配置成：(例如，经由Hg、Lg)将上述第一开关和上述第二开关切换到电流再循环状态(例如，OFF STATE)，其中第一开关不导通(例如，Hg＝0)，并且第二开关导通(例如，Lg＝1)，其中流过上述电感器的电流经由上述第二电流流动线再循环，并且将上述第一开关和上述第二开关切换到电流充电状态(例如，ON STATE)，其中第一开关导通(例如，Hg＝1)，并且第二开关不导通(例如，Lg＝0)，其中电流经由上述第一电流流动线在上述电感器中流动，
其中上述逻辑电路装置被配置成将上述第一开关和上述第二开关进行以下切换：
作为来自电压比较器的上述电压指示符信号被断言的而结果，从上述电流再循环状态切换到上述电流充电状态，同时启动(例如，Tonst＝1)具有到期值的接通时间计数器信号，这由图4的上部中所图示的从OFF STATE到ON STATE的转变来例示；以及
作为上述接通时间计数器信号的计数已达到上述到期值(例如，TON＝1)、与，即以其为条件，按逻辑“与”关系，来自电压比较器的电压指示符信号被解除断言(deassert，例如，PWM＝0)的结合的结果，从上述电流充电状态切换到上述电流再循环状态，这由图4的TON＝1，并且，PWM＝0的下部中所图示的从ON STATE到OFF STATE的转变来例示。
如本文例示的电路可以有利地包括：
峰电流比较器(例如183)，被耦合到(例如，在A处)上述电感器并且对通过上述电感器的电流敏感，峰电流比较器被配置成：通过上述电感器的电流强度达到峰基准值(例如，电感器电流>Ilimpk＝真)，断言峰电流指示符信号(例如，PCL＝1)，
其中上述逻辑电路装置可以被配置成：作为上述接通时间计数器信号的计数已经达到上述到期值(例如，TON＝1)、并且来自峰电流比较器的上述峰电流指示符信号被断言(例如，PCL＝1)的结果，迫使上述第一开关和上述第二开关从上述电流充电状态切换到上述电流再循环状态，这由图4的下部的TON＝1并且PCL＝1中所图示的从ON STATE到OFFSTATE的转变来例示(注意，将PWM＝0与PCL＝1链接的“或”逻辑关系)。
有利地，在如本文例示的电路中，上述逻辑电路装置可以被配置成：作为来自电压比较器的上述电压指示符信号被断言、并且较低关断时间计数器信号的计数已达到相应的到期值(例如，TOFFMIN＝1)的结果，将上述第一开关和上述第二开关从上述电流再循环状态切换到上述电流充电状态，这由图4的上部的PWM＝1并且TOFFMIN＝1中所图示的从OFFSTATE到ON STATE的转变来例示(注意，将PWM＝1与TOFFMIN＝1链接的“与”逻辑关系)。
如本文例示的电路可以有利地包括谷电流比较器(例如182)，谷电流比较器(例如，在A处)耦合到上述电感器并且对通过上述电感器的电流敏感，谷电流比较器被配置成：作为通过上述电感器的电流强度低于谷电流基准值(例如，电感器电流<Ilim＝真)的结果，断言谷电流指示符信号(例如，VCL＝0)，其中上述逻辑电路装置被配置成：作为来自电压比较器的上述电压指示符信号、以及来自谷电流比较器的上述谷电流指示符信号被共同断言(PWM＝1；VCL＝0)的结果，将上述第一开关和上述第二开关从上述电流再循环状态切换到上述电流充电状态，这由图4的上部的PWM＝1并且VCL＝0中所图示的从OFF STATE到ONSTATE的转换来例示(注意，将PWM＝1与VCL＝0链接的“与”逻辑关系)。
有利地，在如本文所例示的电路中，上述逻辑电路装置可以被配置成：作为来自电压比较器的上述电压指示符信号、以及来自谷电流比较器的上述谷电流指示符信号被共同断言，并且上述较低关断时间计数器信号的计数已达到相应的到期值的结果，将上述第一开关和上述第二开关从上述电流再循环状态切换到上述电流充电状态，这由图4的上部的PWM＝1并且VCL＝0并且TOFFMIN＝1中所图示的从OFF STATE到ON STATE的转变来例示(注意，将PWM＝1、VCL＝0和TOFFMIN＝1链接的“与”逻辑关系)。
如本文例示的电路可以有利地包括接通时间定时器电路(例如，18)，接通时间定时器电路被配置成提供具有到期值的上述接通时间计数器信号，该到期值是在上述输出节点处的上述输出电压信号与在上述输入节点处的上述输入电压信号的比率的函数(例如，Ton＝(Vout/Vin)RC)。
如本文例示的设备(例如，这可以是本描述的介绍部分中提到的任何设备)可以包括：
如本文例示的电路(例如10)；以及
负载(例如，LD)，耦合到上述电路的上述输出节点(例如，B)，以从上述电路接收上述输出电压信号(例如，Vout)。
如本文例示的方法涉及对电路进行操作，该电路包括：
输入节点，被配置成接收输入电压信号；
半桥电路，包括第一开关和第二开关，第一开关具有通过其的电流路径，从而在输入节点与电流节点之间提供第一电流流动线，并且第二开关具有通过其的电流路径，从而在电流节点与地之间提供第二电流流动线；以及
电感器，介于电流节点与输出节点的中间，输出节点被配置成提供输出电压信号。
如本文例示的方法可以包括：
感测(例如，在181处)上述输出电压信号，并且作为在上述输出节点处的上述输出电压信号低于电压基准值的结果，断言电压指示符信号；
将上述第一开关和上述第二开关切换到电流再循环状态(例如，OFF STATE)，其中第一开关不导通并且第二开关导通，其中通过上述电感器的电流经由上述第二电流流动线而被再循环，以及将上述第一开关和上述第二开关切换到电流充电状态(例如，ON STATE)，其中第一开关导通并且第二开关不导通，其中电流经由上述第一电流流动线在上述电感器中流动，以及
将上述第一开关和上述第二开关按如下进行切换：
作为来自电压比较器的上述电压指示符信号被断言的结果，从上述电流再循环状态切换到上述电流充电状态，同时启动具有到期值的接通时间计数器信号，以及
作为上述接通时间计数器信号已达到上述到期值、与来自电压比较器的电压指示符信号被解除断言的结合的结果，从上述电流充电状态切换到上述电流再循环状态。
如本文例示的方法可以有利地包括：
感测(例如，在183处)通过上述电感器的电流，并且作为通过上述电感器的电流强度达到峰基准值的结果，断言峰电流指示符信号；以及
作为上述接通时间计数器信号的计数已经达到上述到期值、并且来自峰电流比较器的上述峰电流指示符信号被断言的结果，迫使上述第一开关和上述第二开关从上述电流充电状态切换到上述电流再循环状态。
在不损害基本原理的情况下，细节和实施例可以相对于仅通过示例的方式所描述的内容发生变化，甚至发生显著变化，而不会背离保护的范围。
上述各种实施例可以被组合以提供另外的实施例。可以根据以上具体实施方式对实施例进行这些和其他改变。通常，在所附权利要求中，所使用的术语不应当被解释为将权利要求限制为说明书和权利要求中所公开的特定实施例，而是应当被解释为包括这些权利要求被赋予的等同物的全部范围。因此，权利要求不受本公开的限制。

Claims (17)

1.一种转换器电路，包括：
输入节点，被配置成接收输入电压信号；
半桥电路，包括第一开关和第二开关，所述第一开关被配置成在所述输入节点与电流节点之间提供第一电流路径，并且所述第二开关被配置成在所述电流节点与地之间提供第二电流路径；
电感器，被耦合在所述电流节点与输出节点之间，所述输出节点被配置成提供输出电压信号；
电压比较器，被耦合到所述输出节点，并且对所述输出电压信号敏感，所述电压比较器被配置成响应于在所述输出节点处的所述输出电压信号低于电压基准值，断言电压指示符信号；以及
逻辑电路装置，被配置成：将所述第一开关和所述第二开关切换到电流再循环状态，其中所述第一开关不导通，并且所述第二开关导通，其中通过所述电感器的电流经由所述第二电流路径而被再循环，以及将所述第一开关和所述第二开关切换到电流充电状态，其中所述第一开关导通，并且所述第二开关不导通，其中电流经由所述第一电流路径在所述电感器中流动，
其中所述逻辑电路装置被配置成将所述第一开关和所述第二开关按以下进行切换：
响应于来自所述电压比较器的所述电压指示符信号被断言，从所述电流再循环状态切换到所述电流充电状态，同时启动具有到期值的接通时间计数器信号，
响应于来自所述电压比较器的所述电压指示符信号被断言、并且低关断时间计数器信号的计数已达到相应的到期值，从所述电流再循环状态切换到所述电流充电状态，以及
响应于所述接通时间计数器信号的计数已达到所述到期值、与来自所述电压比较器的所述电压指示符信号被解除断言的结合，从所述电流充电状态切换到所述电流再循环状态。
2.根据权利要求1所述的转换器电路，包括：
峰电流比较器，被耦合到所述电感器，并且对通过所述电感器的所述电流敏感，所述峰电流比较器被配置成响应于通过所述电感器的电流强度达到峰基准值，断言峰电流指示符信号；
其中所述逻辑电路装置被配置成：响应于所述接通时间计数器信号的所述计数已达到所述到期值、并且来自所述峰电流比较器的所述峰电流指示符信号被断言，迫使所述第一开关和所述第二开关从所述电流充电状态切换到所述电流再循环状态。
3.根据权利要求1所述的转换器电路，包括谷电流比较器，所述谷电流比较器被耦合到所述电感器，并且对通过所述电感器的所述电流敏感，所述谷电流比较器被配置成响应于通过所述电感器的电流强度低于谷电流基准值，断言谷电流指示符信号，其中所述逻辑电路装置被配置成响应于来自所述电压比较器的所述电压指示符信号、以及来自所述谷电流比较器的所述谷电流指示符信号被共同断言，将所述第一开关和所述第二开关从所述电流再循环状态切换到所述电流充电状态。
4.根据权利要求1所述的转换器电路，包括谷电流比较器，所述谷电流比较器被耦合到所述电感器，并且对通过所述电感器的所述电流敏感，所述谷电流比较器被配置成响应于通过所述电感器的电流强度低于谷电流基准值，断言谷电流指示符信号，其中所述逻辑电路装置被配置成响应于来自所述电压比较器的所述电压指示符信号、以及来自所述谷电流比较器的所述谷电流指示符信号被共同断言，将所述第一开关和所述第二开关从所述电流再循环状态切换到所述电流充电状态。
5.根据权利要求4所述的转换器电路，其中所述逻辑电路装置被配置成：响应于来自所述电压比较器的所述电压指示符信号、以及来自所述谷电流比较器的所述谷电流指示符信号被共同断言，并且所述低关断时间计数器信号的所述计数已达到相应的到期值，将所述第一开关和所述第二开关从所述电流再循环状态切换到所述电流充电状态。
6.根据权利要求4所述的转换器电路，其中所述电感器具有第一端子和第二端子，所述第一端子被电连接到所述谷电流比较器的输入，并且所述第二端子被电连接到所述输出节点。
7.根据权利要求1所述的转换器电路，包括接通时间定时器电路，所述接通时间定时器电路被配置成提供具有到期值的所述接通时间计数器信号，所述到期值是在所述输出节点处的所述输出电压信号与在所述输入节点处的所述输入电压信号的比率的函数。
8.一种转换器设备，包括：
电路，包括：
输入节点，被配置成接收输入电压信号；
半桥电路，包括第一开关和第二开关，所述第一开关被配置成在所述输入节点与电流节点之间提供第一电流路径，并且所述第二开关被配置成在所述电流节点与地之间提供第二电流路径；
电感器，被耦合在所述电流节点与输出节点之间，所述输出节点被配置成提供输出电压信号；
电压比较器，被耦合到所述输出节点，并且对所述输出电压信号敏感，所述电压比较器被配置成响应于在所述输出节点处的所述输出电压信号低于电压基准值，断言电压指示符信号；
谷电流比较器，所述谷电流比较器被耦合到所述电感器，并且对通过所述电感器的所述电流敏感，所述谷电流比较器被配置成响应于通过所述电感器的电流强度低于谷电流基准值，断言谷电流指示符信号；以及
逻辑电路装置，被配置成：将所述第一开关和所述第二开关切换到电流再循环状态，其中所述第一开关不导通，并且所述第二开关导通，其中通过所述电感器的电流经由所述第二电流路径而被再循环，以及将所述第一开关和所述第二开关切换到电流充电状态，其中所述第一开关导通，并且所述第二开关不导通，其中电流经由所述第一电流路径在所述电感器中流动，
其中所述逻辑电路装置被配置成将所述第一开关和所述第二开关按以下进行切换：
响应于来自所述电压比较器的所述电压指示符信号被断言，从所述电流再循环状态切换到所述电流充电状态，同时启动具有到期值的接通时间计数器信号，以及
响应于所述接通时间计数器信号的计数已达到所述到期值、与来自所述电压比较器的所述电压指示符信号被解除断言的结合，从所述电流充电状态切换到所述电流再循环状态；
响应于来自所述电压比较器的所述电压指示符信号、以及来自所述谷电流比较器的所述谷电流指示符信号被共同断言，从所述电流再循环状态切换到所述电流充电状态；以及
负载，被耦合到所述电路的所述输出节点，并且被配置成接收所述输出电压信号。
9.根据权利要求8所述的转换器设备，其中所述电路包括：
峰电流比较器，被耦合到所述电感器，并且对通过所述电感器的所述电流敏感，所述峰电流比较器被配置成响应于通过所述电感器的电流强度达到峰基准值，断言峰电流指示符信号；
其中所述逻辑电路装置被配置成响应于所述接通时间计数器信号的所述计数已达到所述到期值、并且来自所述峰电流比较器的所述峰电流指示符信号被断言，迫使所述第一开关和所述第二开关从所述电流充电状态切换到所述电流再循环状态。
10.根据权利要求8所述的转换器设备，其中所述逻辑电路装置被配置成：响应于来自所述电压比较器的所述电压指示符信号被断言、并且低关断时间计数器信号的计数已达到相应的到期值，将所述第一开关和所述第二开关从所述电流再循环状态切换到所述电流充电状态。
11.根据权利要求10所述的转换器设备，其中所述电路包括所述谷电流比较器，所述谷电流比较器被耦合到所述电感器，并且对通过所述电感器的所述电流敏感，所述谷电流比较器被配置成响应于通过所述电感器的所述电流强度低于所述谷电流基准值，断言所述谷电流指示符信号，其中所述逻辑电路装置被配置成响应于来自所述电压比较器的所述电压指示符信号、以及来自所述谷电流比较器的所述谷电流指示符信号被共同断言，将所述第一开关和所述第二开关从所述电流再循环状态切换到所述电流充电状态。
12.根据权利要求11所述的转换器设备，其中所述逻辑电路装置被配置成：响应于来自所述电压比较器的所述电压指示符信号、以及来自所述谷电流比较器的所述谷电流指示符信号被共同断言，并且所述低关断时间计数器信号的所述计数已达到相应的到期值，将所述第一开关和所述第二开关从所述电流再循环状态切换到所述电流充电状态。
13.根据权利要求11所述的转换器设备，其中所述电感器具有第一端子和第二端子，所述第一端子被电连接到所述谷电流比较器的输入，并且所述第二端子被电连接到所述输出节点。
14.根据权利要求8所述的转换器设备，其中所述电路包括接通时间定时器电路，所述接通时间定时器电路被配置成提供具有到期值的所述接通时间计数器信号，所述到期值是在所述输出节点处的所述输出电压信号与在所述输入节点处的所述输入电压信号的比率的函数。
15.一种操作转换器电路的方法，所述电路包括：
输入节点，被配置成接收输入电压信号；
半桥电路，包括第一开关和第二开关，所述第一开关被配置成在所述输入节点与电流节点之间提供第一电流路径，并且所述第二开关被配置成在所述电流节点与地之间提供第二电流路径；以及
电感器，被耦合在所述电流节点与输出节点之间，所述输出节点被配置成提供输出电压信号；
所述方法包括：
感测所述输出电压信号，并且响应于在所述输出节点处的所述输出电压信号低于电压基准值，断言电压指示符信号；
将所述第一开关和所述第二开关切换到电流再循环状态，其中所述第一开关不导通，并且所述第二开关导通，其中通过所述电感器的电流经由所述第二电流路径而被再循环，以及将所述第一开关和所述第二开关切换到电流充电状态，其中所述第一开关导通，并且所述第二开关不导通，其中电流经由所述第一电流路径在所述电感器中流动，以及
将所述第一开关和所述第二开关按以下而进行切换：
响应于来自电压比较器的所述电压指示符信号被断言，从所述电流再循环状态切换到所述电流充电状态，同时启动具有到期值的接通时间计数器信号，
响应于来自所述电压比较器的所述电压指示符信号被断言、并且低关断时间计数器信号的计数已达到相应的到期值，从所述电流再循环状态切换到所述电流充电状态，以及
响应于所述接通时间计数器信号已达到所述到期值、与来自所述电压比较器的所述电压指示符信号被解除断言的结合，从所述电流充电状态切换到所述电流再循环状态。
16.根据权利要求15所述的方法，包括：
感测通过所述电感器的所述电流，并且响应于通过所述电感器的电流强度达到峰基准值，断言峰电流指示符信号；以及
响应于所述接通时间计数器信号的所述计数已达到所述到期值、并且来自峰电流比较器的所述峰电流指示符信号被断言，迫使所述第一开关和所述第二开关从所述电流充电状态切换到所述电流再循环状态。
17.根据权利要求15所述的方法，包括：
响应于通过所述电感器的电流强度低于谷电流基准值，由被耦合到所述电感器的谷电流比较器来断言谷电流指示符信号，其中将所述第一开关和所述第二开关从所述电流再循环状态切换到所述电流充电状态包括：响应于来自所述电压比较器的所述电压指示符信号、以及来自所述谷电流比较器的所述谷电流指示符信号被共同断言，对所述第一开关和所述第二开关进行切换。
CN202110349976.XA 2020-04-01 2021-03-31 转换器电路、对应的设备和方法 Active CN113497559B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
IT102020000006871 2020-04-01
IT102020000006871A IT202000006871A1 (it) 2020-04-01 2020-04-01 Circuito convertitore, dispositivo e procedimento corrispondenti
US17/216,263 US11594966B2 (en) 2020-04-01 2021-03-29 Load driving device with failure detection
US17/216,263 2021-03-29

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113497559A CN113497559A (zh) 2021-10-12
CN113497559B true CN113497559B (zh) 2024-03-29

Family

ID=70978444

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110349976.XA Active CN113497559B (zh) 2020-04-01 2021-03-31 转换器电路、对应的设备和方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11594966B2 (zh)
CN (1) CN113497559B (zh)
IT (1) IT202000006871A1 (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11742754B2 (en) * 2019-10-25 2023-08-29 Intel Corporation Enhanced constant-on-time buck intellectual property apparatus and method
US11323029B2 (en) * 2020-04-24 2022-05-03 Silicon Laboratories Inc. System and method of automatic calibration to maximize load current support of DC-DC converter operating in pulse-pairing mode
US11811314B2 (en) * 2020-12-30 2023-11-07 Texas Instruments Incorporated Multi-mode power converter with programmable control

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104467375A (zh) * 2013-09-17 2015-03-25 力智电子股份有限公司 时间信号产生器及时间信号产生方法
CN104601032A (zh) * 2014-12-30 2015-05-06 西安理工大学 一种用于脉冲变换器的软开关电路及其控制方法
US9966832B1 (en) * 2017-05-09 2018-05-08 Linear Technology Corporation Predictive ripple-cancelling signal into error amplifier of switch mode power supply

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1367703A1 (en) * 2002-05-31 2003-12-03 STMicroelectronics S.r.l. Method of regulation of the supply voltage of a load and relative voltage regulator
US7482791B2 (en) * 2006-09-11 2009-01-27 Micrel, Inc. Constant on-time regulator with internal ripple generation and improved output voltage accuracy
JP4638856B2 (ja) * 2006-10-04 2011-02-23 ザインエレクトロニクス株式会社 コンパレータ方式ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8054603B2 (en) * 2008-10-08 2011-11-08 Himax Analogic, Inc. Power converter, short detection circuit thereof, and method for detecting short
EP2337202B1 (en) * 2009-12-17 2013-06-05 STMicroelectronics Srl Switching voltage regulator and related feed-forward control method
US8334683B2 (en) * 2010-08-24 2012-12-18 Intersil Americas Inc. System and method for current limiting a DC-DC converter
CN102751870B (zh) * 2011-04-21 2015-05-27 登丰微电子股份有限公司 直流转直流降压转换控制器
US9716435B2 (en) * 2014-05-07 2017-07-25 Texas Instruments Incorporated Minimum on-time control for low load DC/DC converter
US10381927B2 (en) * 2017-07-17 2019-08-13 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Pulse-frequency modulation constant on-time with peak-current servo

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104467375A (zh) * 2013-09-17 2015-03-25 力智电子股份有限公司 时间信号产生器及时间信号产生方法
CN104601032A (zh) * 2014-12-30 2015-05-06 西安理工大学 一种用于脉冲变换器的软开关电路及其控制方法
US9966832B1 (en) * 2017-05-09 2018-05-08 Linear Technology Corporation Predictive ripple-cancelling signal into error amplifier of switch mode power supply

Also Published As

Publication number Publication date
US11594966B2 (en) 2023-02-28
IT202000006871A1 (it) 2021-10-01
CN113497559A (zh) 2021-10-12
US20210313887A1 (en) 2021-10-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN113497559B (zh) 转换器电路、对应的设备和方法
US11456611B2 (en) Power management circuit
US8040121B2 (en) Switching regulator
US8717002B2 (en) Constant on-time converter and control method thereof
CN106849650B (zh) 用于减少dc-dc转换器中的瞬变的方法和系统
US8085011B1 (en) Boost regulator using synthetic ripple regulation
US20210184577A1 (en) Buck-Boost Converter and Control Method
CN104218646B (zh) 一种移动电源充电电路
US8552705B2 (en) Lower power controller for DC to DC converters
US10693376B2 (en) Electronic converter and method of operating an electronic converter
US20230163684A1 (en) Pfm mode operation of switched capacitor converters
US10630175B2 (en) Pseudo current tracking for power supply regulation
CN114003084B (zh) 一种高精度低温漂的电路结构
US11705811B2 (en) Buck-boost converter and hybrid control method
US20220052597A1 (en) Driving circuit and driving method
US11152861B2 (en) Multiphase converter design with multi-path phase management
CN219918721U (zh) 一种功率转换器及其控制电路
CN117155073A (zh) 开关变换器及其控制电路
CN115242055B (zh) 用于dc-dc转换器的检测电路和供电电路
US11682969B2 (en) Voltage regulator with on-time extension
CN116094323A (zh) 一种开关变换器
US11456667B2 (en) Constant ripple injection circuit for switching converter
US20230291312A1 (en) Constant On-Time Boost Converter
US11722061B2 (en) Valley current mode control for a voltage converter
US11552624B1 (en) Constant amplitude ramp generator

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant