CN101645703A - 主动脉冲定位调制器 - Google Patents

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Abstract

一种自适应脉冲定位调制器，包括：感测电路，其提供指示输出电压误差的补偿信号；滤波器电路，其具有接收所述补偿信号的输入端和提供调节信号的输出端；前沿斜坡电路，其提供重复的第一前沿斜坡信号，该第一前沿斜坡信号的斜率由调节信号调节；比较器电路，其当所述第一前沿斜坡信号到达所述补偿信号时提供第一开始触发信号，且当第一后沿斜坡信号到达所述补偿信号时提供第一结束触发信号；后沿斜坡电路，其当所述第一开始触发信号被提供时启动所述第一后沿斜坡信号的斜坡变化；以及脉冲控制逻辑，其基于触发信号在PWM信号上确立各个脉冲。

Description

主动脉冲定位调制器
相关申请的交叉引用
本申请要求2008年8月5日提交的美国临时专利申请S/N 61/086,315的优先权，该申请的全部内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。本申请与2008年11月18授权的美国专利No.7,453,250有关，该申请的全部内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。
附图说明
本发明的益处、特征以及优点参考以下描述以及附图将能更好被理解，在附图中：
图1是根据示例性实施例实现的采用单相电压模式控制器的示例性直流—直流降压转换器的框图；
图2是根据示例性实施例通过利用双斜坡的双边沿调制方案实现的图1的单相电压模式控制器的示例性实施例的简化框图；
图3是图2的振荡器的示例性实施例的简化示意性框图；
图4是根据示例性实施例实现的采用两相电压模式控制器的示例性直流—直流降压转换器的框图；
图5是根据示例性实施例通过利用双斜坡信号实现的图4的两相电压模式控制器的示例性实施例的简化框图；
图6是根据示例性实施例的图9的上坡发生器的简化框图；
图7是根据示例性实施例利用双斜坡信号实现的N相电压模式控制器的示例性实施例的简化框图；
图8是一般示出针对单个信道或针对多相转换器的各个信道所描述的利用双斜坡的双边沿调制方案的操作的简化时序图；
图9是绘出两信道方案的时序图，其包括用于第一信道的下坡DR1和PWM1信号、用于第二信道的下坡DR2和PWM2信号；
图10是根据示例性实施例实现的用于示例性多相自适应脉冲定位(APP)系统的下坡发生器的示意性框图；
图11是根据利用主斜坡发生器的图10的下坡发生器的替代实施例的斜坡时序发生器的简化示意性框图；
图12是根据示例性实施例的根据APP方案实现的电压模式APP控制器的示例性实施例的简化框图；
图13、14以及15是示出各种工作条件下的图12的APP控制器的操作的时序图；
图16是示出根据示例性实施例的利用图10的下坡发生器和图12的APP控制器的4信道APP调节器的操作的时序图；
图17是根据示例性实施例的代替图10的滤波器电路和组合器的加速滤波器电路的示意图；
图18和19是示出根据示例性实施例的利用具有图17的加速滤波器电路的图10的下坡发生器、还利用图12的APP控制器的3信道APP调节器的操作的时序图。
具体实施方式
给出以下描述以使本领域普通技术人员能在特定应用及其需求的背景下实施和利用所提供的本发明。然而，优选实施例的多种修改对本领域普通技术人员将会很明显，而且可将本文所限定的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明不旨在受限于本文中示出和描述的特定实施例，而应被给予与本文中公开的原理和新颖特征一致的最广范围。
图1是采用了根据示例性实施例实现的单相电压模式控制器501的示例性直流—直流降压转换器500的框图。控制器501具有耦合至驱动器电路503的输入端的PWM引脚，其驱动电子开关Q1和Q2的栅极，电子开关Q1和Q2具有耦合在输入电压VIN与电源接地(PGND)之间的受控电流路径。开关Q1、Q2用附图标记Q指示，且被示意性地示为场效应晶体管(FET)的简化表示，其中应当理解的是，开关Q1、Q2可实现为任何合适的电子开关器件，诸如N沟道器件、P沟道器件、金属氧化物半导体FET(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)或本领域普通技术人员公知的任何其它电子开关配置。在此示例中，Q1的漏极耦合至VIN，且其源极耦合至相位节点PH，相位节点PH耦合至Q2的漏极。Q2的源极耦合至PGND。节点和它运载的信号采用同一名称，除非另外指明。PH节点耦合至输出电感器L的一端，电感器L的另一端耦合至输出电压节点VO(产生输出信号VO)。通过电感器L和电容器电路RC1对VO滤波，该电容器电路RC1耦合在VO与PGND之间的负载电阻器RL上。RC1内的电阻器是电容器的串联电阻器，而且被尽可能地最小化。VO通过电阻器R1反馈给控制器501的反馈引脚FB。另一电阻器—电容器电路RC2耦合在控制器501的FB引脚与补偿引脚COMP之间。频率设置电阻器RFS耦合在控制器501的频率设置引脚FS与信号接地(GND)之间。如本领域普通技术人员所能理解地，Q1接通同时Q2断开以将VIN通过电感器L耦合以产生输出信号VO，然后Q1断开Q2接通以将L耦合至GND，且如控制器501的PWM输出所控制地重复此开关过程。一般控制PWM循环的时钟信号频率如由电阻器RFS确定地可在特定范围内编程控制。频率设置功能仅仅是诸如例如内部基准信号(电流或电压)等之类的许多频率确定方法中的一种。内部基准信号可避免使用外部频率设置引脚FS。
图2是根据示例性实施例通过利用双斜坡的双边调制方案实现的单相电压模式控制器501的示例性实施例的简化框图。FB引脚被提供给误差放大器(E/A)601的反相(-)输入端，在其非反相(+)输入端接收由基准电路603提供的基准电压VREF。COMP引脚耦合至E/A 601的输出端，E/A 601的输出端还耦合至第一比较器605的非反相(+)输入端和另一比较器607的反相(-)输入端。FB引脚产生指示输出电压VO的电压电平的FB信号或电压。E/A 601放大FB与VREF之间的差值，并在COMP引脚上提供相应的COMP信号或电压。因此，COMP信号指示输出电压误差，或VO的实际电压电平与由VREF反映的其基准电压电平之间的差值。换言之，COMP响应于瞬态负载电流变化，因此COMP指示输出负载的瞬态变化。FS引脚耦合到振荡电路609，振荡电路609具有向比较器605的反相输入端提供下坡信号DR的第一输出端和向比较器607的非反相输入端提供上坡信号UR的第二输出端。产生“设置”信号CS的比较器605的输出被提供给R-S触发器611的设置输入端S，而产生“重置”信号CR的比较器607的输出被提供给R-S触发器611的重置输入端R。R-S触发器611的Q输出端产生被提供给控制器501的PWM引脚的PWM信号。R-S触发器611用作脉冲控制逻辑，以基于比较器605和607的输出控制PWM信号的状态。该PWM信号被内部反馈至振荡电路609。
图3是根据示例性实施例的振荡电路609的简化示意性框图。振荡电路609包括用于产生下坡信号DR的第一斜坡电路706和用于产生上坡信号UR的第二斜坡电路708。对于第一斜坡电路706，电压源701向单刀单掷(SPST)开关S1的一个端子提供V1电压，开关S1的另一端子耦合至节点702，节点702产生被提供给比较器605的DR信号。节点702耦合至电容器CP1的一端，且耦合至电流吸收器IC1的输入端。电容器CP1的另一端和电流吸收器IC1的输出端分别耦合至GND。对于第二斜坡电路708，另一电压源703向另一SPST开关S2的一个端子提供V2电压，开关S2的另一端子耦合至节点704，节点704产生被提供给比较器607的UR信号。节点704耦合至电容器CP2的一端，且耦合至电流源IC2的输出端。电容器CP2的另一端和电流源IC2的输入端分别耦合至GND。时序控制电路705产生被提供给开关S1的控制输入端的第一时序信号T1和被提供给开关S2的控制输入端的第二时序信号T2。由振荡器707产生的CLK信号被提供给时序控制电路705，而且如上所述具有由外部耦合的电阻器RFS确定的频率。PWM信号被提供给时序控制电路705用于控制DR和UR斜坡信号的时序。在替代实施例中，可使用CS和CR信号代替PWM信号。
时序控制电路705将T1信号置为高以合上开关S1，以将DR信号重置为V1电压电平。时序控制电路705将T1信号置为低以断开开关S1，因此电流吸收器IC1对电容CP1放电以产生DR信号的负向斜坡。在一个实施例中，时序控制电路705保持T1信号为低直到CLK信号的下一脉冲，因此DR信号继续沿斜坡下降，这类似于常规的前沿调制方案，然后将T1信号置为高以合上开关S1，以将DR重置回V1电压电平以启动下一CLK循环。在替代实施例中，当PWM信号升高时，时序控制电路705合上开关S1，以在CLK循环中更早将DR信号重置回V1。如果DR信号在下一CLK脉冲之前重置，则它被保持直到下一CLK脉冲。
时序控制电路705将T2信号置为高以合上开关S2，以将UR信号重置为V2电压电平。时序控制电路705将T2信号置为低以断开开关S2，因此电流源IC2对电容CP2放电以产生UR信号的正向斜坡。时序控制电路705基于PWM信号(或CS和CR信号)通过T2信号控制开关S2。当PWM信号为低时，时序控制电路705通过T2信号合上开关S2以将UR信号保持于V2。当将PWM信号置为高时，时序控制电路705通过T2信号断开开关S2，以允许IC2对CP2充电以产生UR信号的上升斜坡。
由时序控制电路705控制的振荡电路609的操作通过图8的时序图和图2的框图示出。当DR信号降至COMP信号的电压电平时，将CS信号置为高以设置R-S触发器611，其将PWM信号置为高。时序控制电路705断开开关S2以启动UR信号的上升斜率。当UR信号升至COMP信号的电压电平时，将CS信号置为高以重置R-S触发器611，其将PWM信号拉回至低。时序控制电路705合上开关S2以将UR信号重置回V2。DR信号与COMP信号的比较触发PWM信号的确立，这又触发UR信号的上升斜率。UR信号确定PWM信号的持续时间，当UR信号升至COMP信号的电平时，PWM信号被拉回至低。
UR信号的转换速率与输入电压VIN、PH节点的电压、输出电感器L上的电压、或通过输出电感器L的峰值电流、平均电流或瞬时电流的任何选择组合成比例。VIN和/或PH电压可被直接馈送至控制器501，或通过多种感测方法来间接确定。已知用于感测输出电感器L的电流的许多种技术。
图4是采用了根据示例性实施例实现的两相电压模式控制器801的示例性直流—直流降压转换器800的框图。直流—直流降压转换器800类似于直流—直流降压转换器500，其中相同组件或器件采用相同的附图标记。该两相电压模式控制器801类似于单相电压模式控制器501，且包括FS、FB以及COMP引脚。不过，控制器801包括用于控制两相系统的第一和第二移相电路802、804的第一和第二PWM引脚PWM1和PWM2。控制器801的PWM1引脚耦合至第一移相电路802的第一驱动器电路803(驱动器1)的输入端，其中第一驱动器电路803驱动(第一移相电路802的)电子开关Q1和Q2的栅极，电子开关Q1和Q2具有耦合在输入电压VIN与PGND之间的受控电流路径。驱动器电路803和开关Q1以及Q2被配置和耦合成按照与直流—直流降压转换器500的驱动器电路503和开关Q1和Q2基本相同的方式工作。控制器801的PWM2引脚耦合至第二移相电路804的第二驱动器电路805(驱动器2)的输入端，其中第二驱动器电路805驱动(第二移相电路804的)电子开关Q3和Q4的栅极，电子开关Q3和Q4具有耦合在输入电压VIN与PGND之间的受控电流路径。驱动器电路805和开关Q3以及Q4也被配置和耦合成按照与直流—直流降压转换器500的驱动器电路503和开关Q1和Q2基本相同的方式工作。不过，对于直流—直流降压转换器800，Q1的源极和Q2的漏极在第一相位节点PH1处耦合到一起，且耦合至(第一移相电路802的)第一输出电感器L1的一端。同样，Q3的源极和Q4的漏极在第二相位节点PH2处耦合到一起，且耦合至(第二移相电路804的)第二输出电感器L2的一端。输出电感器L1和L2的另一端在产生输出信号VO的输出节点处耦合到一起。
直流—直流降压转换器800的余下部分与直流—直流降压转换器500基本相同。具体而言，VO耦合至电容器电路RC1，该电容器电路RC1耦合在VO与PGND之间的负载电阻器RL上。VO通过电阻器R1反馈给控制器801的反馈引脚FB。另一电阻器—电容器电路RC2耦合在控制器801的FB引脚与补偿引脚COMP之间。频率设置电阻器RFS耦合在控制器801的频率设置引脚FS与GND之间。一般控制PWM循环的时钟信号频率可在由电阻器RFS确定的特定范围内编程控制。如上所述，多种其它方法可用于频率设置功能。可按需修改RC1、RL、R1、RFS以及RC2的具体部件值。如本领域普通技术人员所理解地，各个相位按照以上针对直流—直流降压转换器500所描述的基本相同的方式工作，不同在于两个相位相对与彼此180度异相地工作。流过输出电感器L1的电流被示为第一相电流I1，流过输出电感器L2的电流被示为第二相电流I2，两相的总输出电流被示为流向产生VO信号的输出节点的总电流IT。流过负载电阻器RL的电流被示为负载电流IL。
图5是根据示例性实施例通过利用双斜坡信号实现的两相电压模式控制器801的示例性实施例的简化框图。FB引脚被提供给误差放大器(E/A)901的反相输入端，放大器901在其非反相输入端接收由基准电路903提供的基准电压VREF。COMP引脚耦合至E/A 901的输出端(提供COMP信号)，其还耦合至第一比较器907和另一比较器917的非反相输入端，且耦合至电流平衡电路913和923的输入端。FS引脚耦合至振荡器和下坡发生器电路905，该电路905具有向比较器907的反相输入端提供第一下坡信号DR1的第一输出端和向比较器917的反相输入端提供第二下坡信号DR2的第二输出端。电流平衡电路913的输出端提供第一调节补偿信号CMP1，该信号CMP1被提供给另一比较器909的反相输入端。电路平衡电路923的输出端提供第二调节补偿信号CMP2，该信号CMP2被提供给另一比较器919的反相输入端。产生第一设置或“开始”信号CS1的比较器907的输出被提供给第一R-S触发器911的设置输入端S。产生第一重置或“停止”信号CR1的比较器909的输出被提供给R-S触发器911的重置输入端R。产生第二设置或“开始”信号CS2的比较器917的输出被提供给第二R-S触发器921的设置输入端S。产生第二重置或“停止”信号CR2的比较器919的输出被提供给R-S触发器921的重置输入端R。
R-S触发器911的Q输出端产生被提供给控制器801的PWM1引脚的PWM1信号，而R-S触发器921的Q输出端产生被提供给控制器801的PWM2引脚的PWM2信号。PWM1和PWM2信号被提供给脉冲加法器927相应的输入端，该加法器927具有输出端，该输出端将相数或脉冲数信号“N”提供给第一上坡发生器915的第一输入端，该上坡发生器915具有接收PWM1信号的第二输入端。上坡发生器915具有输出端，该输出端耦合至用于提供第一上坡信号UR1的比较器909的非反相输入端。N信号和PWM2信号被提供给第二上坡发生器925相应的输入端，该第二上坡发生器925具有输出端，该输出端耦合至用于提供第二上坡信号UR2的比较器919的的非反相输入端。在所示实施例中，N是确定同时开启的PWM信号的总数(或表示有效相的总数)的整数。因此，当PWM1和PWM2均为低时，脉冲加法器927输出N＝0；当PWM1和PWM2信号中的任一个但不是两个为高时，输出N＝1；以及当PWM1和PWM2信号均为高时，输出N＝2。
电流平衡电路913和923共同形成电流平衡系统，其中每一个基于两相的总电流IT和各自相I1或I2的相应的相电流来调节COMP信号。在一个实施例中，电流平衡电路913对相位1的输出是CMP1＝COMP+k*(I2-I1)，其中“k”是常数增益因子，I1是相位1的电流(流过输出电感器L1)，以及星号“*”表示乘法。类似地，电流平衡电路923对相位2的输出是CMP2＝COMP+k*(I1-I2)，其中I2是相位2的电流(流过输出电感器L2)。可利用本领域普通技术人员已知的多种方法中的任一种来感测各个电流信号。在此实施例中，当I1和I2彼此相等时，电流平衡电路913和923对此操作无影响。应当注意的是，以此方式偏置COMP仅仅是插入平衡反馈的许多方法中的一种。例如，另一方法是调节上坡信号的斜率，当输入与输出电压比变化时，其能提供更稳定的平衡增益。
图6是根据示例性实施例的上坡发生器915的简化框图。上坡发生器925按照基本相同的方式配置，因此不再描述。N信号被提供给增益电路1101，增益电路1101用增益因子“g”乘以N，并将值N*g输出至受控电流源1103的控制输入。电流源1103具有耦合至GND的输入端和耦合至产生上坡信号UR1的节点1105的输出端。节点1105耦合至电容器C1的一端，且耦合至SPST开关SW的一端。电容器C1的另一端耦合至GND，而开关SW的第二端耦合至产生VMIN电压的电压源1107的正极端。电压源1107的负极端耦合至GND。开关SW具有接收PWM1信号的反相控制端。
工作时，当PWM1信号低时，开关SW合上，因此UR1信号被拉低至电压电平VMIN。再参考图6，当PWM1信号低时，UR1信号被重置回VMIN。当PWM1信号被拉高时，它使开关SW断开，因此电流源1103产生充电电流IC以对电容器C1充电。当开关SW断开时，UR1的电压基于IC的量值增大。IC的量值是乘以因子N*g的预定标称值。如上所述，对于N＝1，UR1的转换速率是m1；而当N＝2时，UR1的转换速率是m2。在所示实施例中，m2是m1的两倍。虽然未示出，但还可包括另一更高的电压源，并将其通过二极管等耦合至节点1105，以将UR1的电压电平限制为预定最大电平。
电流平衡电路913和923用于在各相位之间按可实现地均匀分配负载电流电流平衡电路接收表示各相位中的电流的信号，并适当地滤波或处理这些输入信号，以产生与各相中的电流背离所有相的平均电流的偏差成比例的电流平衡信号。这些电流平衡信号被组合为用于计算固定基准与COMP信号之间的差值的偏置项，该计算用来确定各个相应相位的时间间隔长度。电流平衡电路的作用是以闭环方法将所有相电流向彼此驱动。因为该电路的闭环本质，如果所有相被同等地处理，则偏置能以双极方式来处理，或可被截短或偏置以严格地产生正或负偏置。
图7是根据示例性实施例利用双斜坡信号实现的N相电压模式控制器1200的示例性实施例的简化框图。该N相电压模式控制器1200在配置和操作上类似于两相电压模式控制器801，不同之处在于推广到控制多达“N”相，其中N是任何大于0的正整数(而且如果需要还能用来控制单相)。控制器1200与控制器801类似地包括FS、FB以COMP引脚。控制器1200包括E/A 1201(类似于E/A 901)，其反相输入端耦合至FB引脚，而其非反相输入端接收基准电压VREF。VREF通过基准电路1203(类似于基准电路903)提供。E/A 1201的输出端提供COMP信号，该COMP信号还被提供给COMP引脚和N个PWM控制器1207中的每一个，这些PWM控制器1207分别被标记为PWM1控制器、PWM2控制器、PWM3控制器、......PWMN控制器。PWM控制器1207分别具有输出端，该输出端向相应的引脚PWM1-PWMN提供N个PWM信号PWM1-PWMN中相应的一个。PWM1-PWMN信号还被提供给脉冲加法器1209相应的输入端，脉冲加法器1209的输出端向每一个PWM控制器1207提供N相数信号。脉冲加法器1209以与脉冲加法器927相似的方式工作，不同的是将多达N个同时有效的PWM脉冲相加。振荡器和下坡发生器电路905被类似的振荡器和下坡发生器电路1205代替，其具有耦合至FS引脚的输入端和提供相应的下坡信号DR1、DR2、DR3、......DRN的N个输出端，其中各个下坡信号DR1-DRN被提供给N PWM控制器1207中相应的一个。
发生器电路1205以与发生器电路905相似的方式工作，不同在于它将下坡信号分开适当的标称相位角，该标称相位角取决于工作时有效或选定相位的数量。例如，对于两个相位，两个下坡信号DR1和DR2被分开180度(例如0、180度)；对于四个相位，四个下坡信号DR1、DR2、DR3以及DR4被分开90度(例如0、90、180、270度)；对于六个相位，六个下坡信号DR1-DR6被分开60度(例如0、60、120、180、240、320)等。各个PWM控制器1207包括：电流平衡电路(例如类似于913)，其接收COMP信号并提供相应的经修改的补偿信号；上坡发生器(例如类似于915)，其具有接收N相数信号和相应的PWM信号的输入端和提供相应的上坡信号的输出端；第一比较器(例如类似于907)，其将相应的下坡信号与COMP信号比较，并提供设置信号；第二比较器(例如类似于909)，其将相应的经修改的补偿信号与相应的上坡信号比较，并提供重置信号；以及PWM逻辑(例如类似于R-S触发器911)，其接收设置和重置信号，并提供相应的PWM信号。各相的各个上坡信号的转换速率通过同时处于高的PWM脉冲信号的总数来调节，这由脉冲加法器1209提供的N相数信号确定。
图8是一般示出针对单个信道或针对多相转换器的各个信道所描述的利用双斜坡的双边调制方案的操作的简化时序图。绘制了示例性COMP信号、示例性下坡信号DR、示例性上坡信号UR以及PWM信号相对于时间的曲线图。COMP信号经过简化且被示为不变的水平线信号，其中应当理解的是，COMP信号一般基于操作状况变化，诸如随输出电压、负载电流等变化。DR以恒定的斜率从最大电平到最小电平重复地下坡，然后在预定频率被重置回最大电平。每次当DR信号降至COMP以下时，诸如时间t1所示，UR信号被启动，并从其最小值上坡，而且在PWM信号上启动一个脉冲。当UR信号升至COMP之上时，诸如时间t2所示，PWM脉冲被终止，并且UR信号被重置回它的最小值。
在此之前所描述的具有双斜坡的双边沿调制方案具有若干优点，尤其是相对于常规的前沿或后沿方案。每一个PWM脉冲的前沿和后沿对应于负载变化。例如，如果COMP响应于负载增大(例如输出电压降低)升高，则它在循环中更早与DR相交，从而及时将PWM脉冲前移。同样，当COMP较高时，上坡UR在到达COMP之前上升得更高和更长，因此PWM脉冲更宽，因为它保持有效更长。响应于COMP减小，PWM脉冲倾向于在每个循环中移向更晚的时间，因而持续时间可能变得更短。利用双斜坡的双边沿调制方案也被称为主动脉冲定位(APP)方案，其中PWM脉冲基于诸如输出电压、负载电流等工作条件重新定位和重设大小。
各信道的各个下坡信号具有固定的频率。以此方式，在设置PWM频率或其谐波处或附近的负载瞬态现象会引起信道之间的高电流不平衡。图9是绘出两信道方案的时序图，其包括用于第一信道的下坡DR1和PWM1信号、用于第二信道的下坡DR2和PWM2信号以及示为虚线的COMP信号。DR1被示为实线，而DR2被示为虚线，它们在彼此以及COMP信号上叠加。上坡信号未示出，但以与图8所示的每个信道相似的方式工作。COMP被示出在各个下坡信号的频率处或附近振荡。COMP信号上的重复波形一直错过各个循环的DR2的峰值，因此如图9所示，PWM脉冲仅在PWM1信号上出现，从而导致信道之间的电流不平衡。因此，脉冲仅在第一相位上出现，而无脉冲在第二相位出现，而且这些相位对于一个或多个循环被无序地激活。在一个修改的双脉冲方案中，当调制器错过脉冲时，插入脉冲以抵消此不平衡。以此方式插入脉冲会导致调制器内的混乱行为，诸如当信道发射失序时。期望在多相调节器系统中保持严格的发射次序。
图10是根据示例性实施例实现的用于示例性多相自适应脉冲定位(APP)系统的下坡发生器1000的示意性框图。下坡发生器1000产生作为前沿斜坡信号的下坡信号，其中应当理解的是，在替代配置中，可替代地使用正向或上坡信号作为前沿斜坡信号。COMP信号被提供给滤波器电路1001的输入端，滤波器电路1001具有输出端，该输出端将经过滤波的补偿信号FCOMP提供给诸如加法器等之类的组合器1003的一个输入端。频率设置信号FS被提供给组合器1003的另一输入端，组合器1003具有产生经调节的FS信号AFS的输出端。AFS被提供给开关SW1的第一开关极。提供频率设置信息的FS信号在FS引脚或任何其它节点上被提供。开关SW1被示为单刀双掷(SPDT)开关，其具有耦合至产生斜坡控制信号RCTL的斜坡控制节点RCTL的公共极。SW1的另一开关极接地并由信号WAIT控制。限幅二极管1005的正极耦合至节点RCTL，负极耦合至限幅电路1007。限幅电路1007限制RCTL的最大电压，以当RCTL升至正向偏置限幅二极管1005的最大电压时，限幅电路1007将RCTL的电压箝位至最大电压。RCTL节点耦合至一组N个电流吸收器1008中的每一个的电流控制输入端，其中“N”是大于零(0)的整数，其确定APP系统的信道或相位的数量。各个电流吸收器1008耦合在N个下坡节点VDR1、......、VDRN中相应的一个与接地之间，并在N个信道的RCTL控制下吸收N个电流IR1、......、IRN中相应的一个。各个信道包括耦合在接地与重置开关1006的至少一极之间的至少一个电容器1002，该重置开关1006选择性地将电容器1002的另一端耦合至下坡节点VDR1-VDRN中相应的一个，而另一节点通过N个电阻器R1-RN中相应的一个耦合至上斜坡电压VTOP。电阻器R1-RN限制在对相应的电容器充电时的涌入电流。各个下坡节点VDR1-VDRN耦合至N个输出缓冲器1004中相应的一个的输入端，每一个输出缓冲器1004具有输出端，该输出端提供N个下坡信号DR1、......、DRN中相应的一个。
电阻器阶梯1009包括具有若干中间节点的一组串联耦合的电阻器，其一端耦合至上斜坡电压VTOP，另一端耦合至下斜坡电压VBOT。开关SW2选择电阻器阶梯1009中的中间结点之一，以将分接电压VTAP提供给比较器1011的一个输入端。在一个实施例中，选择VTAP以使(VTOP-VTAP)＝(VTOP-VBOT)/N，以同步下坡信号，如下文所述。因此VTAP被选择为(N-1)(VTOP-VBOT)/N，其距离上电压VTOP的距离为全坡电压摆动VTOP-VBOT的1/N。另一开关SW3选择下坡信号DR1-DRN之一以耦合至比较器1011的另一输入端，比较器1011具有输出端，该输出端耦合至环形计数器和解码器电路1013的输入端。环形计数器和解码器电路1013具有输出端，该输出端耦合至开关SW3的控制输入端，用于选择下坡信号DR1-DRN之一。环形计数器和解码器电路1013具有另一组输出端，该组输出端耦合至重置开关1006的控制输入端。环形计数器和解码器电路1013具有另一组输出端，用于在相应的N个同步节点SYCN1-SYNCN上提供同步脉冲。各个信道可包括一个电容器1002，其通过VTOP与相应的下坡节点VDRx之间的相应的重置开关1006切换，其中信号名末尾所附的“x”表示1与N(含1和N)之间的序数值，表示N信道系统中相应的信道。在用来加速重置的替代实施例中，如图所示，各个信道包括两个电容器1002，而且各个重置开关1006被配置为双刀双掷(DPDT)开关，其交替地将一个信道电容器耦合至VTOP且将另一个耦合至相应的节点VDRx。以此方式，虽然一个信道电容器被充电至VTOP，但另一个被相应的电流吸收器1008放电，从而降低了用于产生相应的斜坡电压DRx的VDRx。
在工作时，FS被选择成对应于通过FCOMP调节的标称频率等级FNOM。各个电流吸收器1008由同一信号RCTL控制，因此各个斜坡电压DRx在任何给定时间以相同速率下降。斜坡信号的下降率或斜率受RCTL控制。首先假定FCOMP为零，在FS处设置RCTL，以使各个斜坡信号DRx在FNOM处振荡。环形计数器和解码器电路1013前进至下一信道，诸如信道1，控制开关SW3前进至相应的斜坡电压DR1，切换用于信道1的相应的重置开关1006，以及在SYNC1上确立相应的脉冲。当切换时，被充电至VTOP的电容器1002耦合至VDR1，并被相应的电流吸收器1008放电。因此，VDR1以VTOP启动并开始下降，而相应的斜坡信号DR1从VTOP向VBOT下坡。当DR1降至VTAP时——这是从VTOP下降到VBOT的路径的1/N，比较器1011切换，而且环形计数器和解码器电路1013切换至下一信道2，并在SYNC2上确立脉冲。当DR1持续下降时，DR2被重置回VTOP，并开始向VBOT下降。当DR2降至VTAP时，比较器1011再次切换，且环形计数器和解码器电路1013切换至下一信道3(假定至少3个信道)，而且在SYNC3上确立脉冲。此时，DR1已降至从VTOP下降的路径的2/N，DR2已降至1/N，而DR3被重置回VTOP。当DR1和DR2持续下降时，DR3被重置回VTOP，并开始向VBOT下降。操作以此方式继续直至第N信道，而且操作以循环方式返回第一信道。
假设仅有3个信道，则当DR3被重置回VTOP时，DR1已下降2/3，而DR2已下降1/3。当DR3下降从VTOP到VBOT的路径的1/3时，DR2已下降2/3，而DR1已下降3/3或全部路径至VBOT，并被重置回VTOP。操作以循环方式在3个信道之间继续。一般而言，下坡发生器1000以循环次序重置N个下坡信号(或任何合适的前沿斜坡信号)，以使N个斜坡信号彼此分开电压范围VTOP-VBOT的1/N。作为具体示例，假定对于四信道系统而言，VTOP＝3V，VBOT＝2V以及N＝4。因此，VTOP与VBOT之间的电压范围是1V，而此电压范围的1/N是0.25V。当第一斜坡1被重置回3V时，第二斜坡2处于2.75V，第三斜坡3处于2.5V，以及第四斜坡4处于2.25V。当第一斜坡1降至2.75V时，斜坡2已降至2.5V，斜坡3已降至2.25V，以及斜坡4降至2.0V，然后被重置回3V。
在稳定状态操作条件下，下坡发生器1000基本类似于上述利用双斜坡的双边沿调制方案中使用的下坡发生器。不过，在不稳定状态条件下，滤波器电路1001响应于COMP的变化并相应地调节FCOMP。在替代实施例中，可替代地监控输出电压，或COMP与输出电压VO的组合。在一个实施例中，FCOMP使RCTL升高至最大电平或使RCTL降低至最小电平，并相应地调节斜坡电压DR1-DRN中的每一个的斜率。在一个实施例中，可将这些斜率减小为零，在另一个实施例中，可将这些斜率减小为大于零的预定最小斜率值。在一个实施例中，预定最小斜率值对应于目标工作频率级。当斜坡电压DR1-DRN的斜率被增大从而它们以更快速率下降时，调制器的频率增大。同样，当斜坡电压DR1-DRN的斜率被减小从而它们以更慢速率下降时，调制器的频率减小。例如，负载电流增大导致输出电压VO降低和COMP信号的相应增大。FCOMP增大，因此组合器1003使RCTL增大超过FS，因此斜坡电压DR1-DRN中的每一个的斜率增大相应量。下坡斜率的增大使下坡发生器1000的工作频率升高。以此方式，工作频率随负载增大而增大，以更迅速地响应于负载的增大。限幅电路1007将RCTL箝位至对应于最大工作频率FMAX的最大电平。在一个实施例中，FMAX对应于由FS建立的FNOM的3/2。
在一个实施例中，滤波器电路1001包括带通滤波器(未示出)，其用来滤去噪声并设置电流吸收器1008的AC响应。以此方式，下坡信号因负载电流的变化量或变化而变化，而不是因稳定状态负载电流而变化。滤波器电路1001还可包括静带滤波器(未示出)，因此诸如一般输出纹波之类的小变化值不会影响下坡电压。在一个实施例中，带通滤波器利用高通滤波器(HPF)(未示出)和分立的低通滤波器(LPF)(未示出)以及分立的静带滤波器来实现，以共同滤去不需要的频率。在一个实施例中，HPF被设置于TSW/20(其中TSW是1/FNOM)，而LPF被设置成TSW/1000。在一个实施例中，滤波器电路1001允许FCOMP为正或负，因此RCTL在工作期间被增大或减小以将下坡电压DR1-DRN增大或减小。在一个实施例中，下坡电压DR1-DRN中的每一个的斜率可增大或减小，但不允许降至低于由FS建立的电平，因此在任何给定时间的频率处于或高于FNOM。对此的一个例外是WAIT功能，其强制每一个下坡处于或接近零，如下文所述。
如下进一步所述，各个信道包括电路系统，其监测SYNCx信号中的相应的一个，以保持N个信道中每一个的PWM脉冲次序。给定信道的SYNCx信号为该信道提供电流循环，而该循环期间的PWM脉冲重置该信道。如果在一信道重置之前接收到该信道的第二SYNCx脉冲，意味着在该信道的整个PWM循环期间未出现PWM脉冲，则该信道确立WAIT信号以启动WAIT模式，在WAIT模式中，所有下坡信号被暂时终止。当WAIT被确立时，SW1将RCTL接地，以切断N个信道中的每一个的电流吸收器1008(或至少将它们全部设置成相对低电平)。这有效地悬置斜坡电压，以保持它们相应的电压电平(斜坡电压DR1-DRN的斜率降为零或接近零)直到WAIT被解除有效。在一个实施例中，信道的WAIT输出端按“或”逻辑被连接到一起，从而错过某一脉冲的任一信道同时使所有N个信道暂停。当补偿信号升高至预定最小电压电平(诸如VBOT)时，在启动WAIT模式的信道上确立一脉冲，并将WAIT置为低。当WAIT被置为低时，操作恢复，从而PWM脉冲次序得以保持。
图11是根据利用主斜坡发生器1301的下坡发生器1000的替代实施例的斜坡时序发生器1300的示意性框图。比较器1011的一个输入端以相同方式耦合至VTAP，但另一输入端从主斜坡发生器1301接收主斜坡电压DRM。因此免除了开关SW3，以使时序由主斜坡发生器1301而不是实际的斜坡电压DR1-DRN来控制。主斜坡发生器1301以与信道斜坡发生器(包括相应的电流吸收器1008、一个或多个信道电容器1002、重置开关1006等)基本相同的方式配置，而且受RCTL电压控制。比较器1011的输出端耦合以控制主斜坡发生器1301的重置开关1006。利用主斜坡发生器1301的下坡发生器1000的操作基本相同。当DRM降至VTAP(像之前一样距离VTOP为1/N(VTOP-VBOT))时，比较器1011切换并将主斜坡发生器1301重置回VTOP。以此方式，主斜坡发生器1301以更高的频率工作，其中DRM降至VTOP-(VTOP-VBOT)/N，并在每个循环重置回VTOP。斜坡时序发生器1300的优势在于，比较器1011的输入端未耦合到实际的斜坡电压DR1-DRN，从而避免由比较器1011的切换引起的斜坡电压DR1-DRN上的假信号或电压反常。DRM在每个循环中从VTOP降至VTOP-1/N(VTOP-VBOT)并重置回VTOP，而正常的斜坡电压DR1-DRN以上述的相同方式操作。
图12是根据示例性实施例的根据APP方案实现的电压模式APP控制器1400的示例性实施例的简化框图。APP控制器1400可用于单相方案或用于多相调节器系统的各个信道。比较器1401的输入端耦合至DPDT开关1403的公共极，该开关1403类似于前述的DPDT 1006。DPDT开关1403的第一对开关极接收COMP信号和下坡信号DRx，而DPDT开关1403的第二对开关极接收经过调节的补偿信号CMPx和上坡信号URx。如上所述，信号名称末尾附加的“x ”表示1与N之间(含1和N)的序数值，表示N信道系统中的任一个信道。对于单相或单信道系统，可略去所附的“x”标记。CMPx信号是COMP信号的经调节版本，其调节方式与分别处于电流平衡电路913与923的输出端处的CMP1与CMP2信号相似。在一个实施例中，针对回铃减少和工作的直流模式(DCM)偏移，通过平均输出电流修改COMP。URx是该信道相应的上坡信号。两输入或门1405具有接收信号PWMx的第一输入端、接收WAIT信号的第二输入端、以及提供给DPDT开关1403的控制输入端的输出端。当PWMx和WAIT均为低时，或门1405的输出为低，因此开关1403选择并将COMP和DRx信号分别提供给比较器1401的非反相和反相输入端。当PWMx和WAIT信号中的任一个(或两个)为高时，或门1405的输出为高，因此开关1403选择并将CMPx和URx信号分别提供给比较器1401的非反相和反相输入端。
比较器1401的输出端向4输入与门1407的一个输入端和具有反相输入端的2输入与门1409的一个反相输入端提供第一触发信号TRIG1。
SYNCx信号被提供给脉冲发生器1411的输入端，该脉冲发生器1411具有输出端，该输出端将脉冲信号PSYNC提供给与门1407的反相输入端和D型触发器(DFF)1413的设置输入端。脉冲发生器1411针对SYNCx的每个上升沿在PSYNC信号上确立暂时高脉冲。SYNCx信号还被提供给另一DFF 1415的时钟输入端，其在D输入端接收逻辑1(“1”)，且在Q输出端提供WAIT信号。DFF 1415的反相Q输出端
Figure G2009101592814D00171
输出反相等待信号WAITB，该信号WAITB被提供给延迟时钟1417的输入端。延迟时钟1417的输出端耦合至DFF 1413的时钟输入端。在一个实施例中，延迟时钟1417为WAITB的每个上升沿插入延迟。DFF 1413的反相Q输出端产生ARMB信号，该ARMB信号被提供给DFF 1415的重置输入端和脉冲发生器1419的输入端。脉冲发生器1419的输出端将另一触发信号TRIG2提供给R-S触发器(RSFF)1421的设置输入端和与门1409的另一反相输入端。脉冲发生器1419以与脉冲发生器1411相似的方式工作，其中它针对ARMB的各个上升沿在TRIG2信号上确立暂时高脉冲。与门1409的输出被提供给RSFF 1421的重置输入端，而RSFF 1421的Q输出端提供PWMx信号。RSFF 1421的反相Q输出端提供反相PWMx或PWMxB信号，该信号被提供给延迟时钟1423。延迟时钟1423的输出端产生触发启用信号TEN，其被提供给与门1407的另一输入端。在一个实施例中，延迟时钟1423在确立TEN之前为PWMxB的每个上升沿插入延迟。与门1407的输出端被提供给DFF 1413的重置输入端。DFF 1413的D输入端接收逻辑1。信号OK被提供给与门1407的另一输入端，其中OK指示经调节的补偿信号大于相应的上坡信号，从而指示准备好在PWM信号上启动脉冲。在多相调节器系统中，OK信号对所有信道都是共同的。
下坡发生器1000为包括DRx的各个信道产生下坡信号，而且分立的上坡发生器为包括URx的各个信道产生上坡信号。下坡发生器1000还在DRx刚被重置为高之后在SYNCx上产生脉冲。为各个信道提供了分立的APP控制器1400，其中“x”表示特定的信道号，如前所述。当PWMx和WAIT均为低时，比较器1401将COMP与DRx比较；而当PWMx或WAIT中的任一个为高时，比较器1401将CMPx与URx比较。一般而言，然后DRx降至COMP的电平，PWMx信号被置为高，而且URx开始上升。比较器1401切换以将URx与CMPx比较。当URx到达CMPx时，PWMx信号被置回低。如果对于下一循环当DRx再次重置为高时未确立PWMx信号，则APP控制器1400确立WAIT信号以悬置DRx信号(以及每个下坡信号)。这通常在COMP低于DRx的最低电压时出现。DPDT开关1403切换，以使比较器1401将CMPx与URx比较，其中URx保持其最低电平而不上升。只要CMPx升至URx电压，则启动PWMx脉冲。
图13、14以及15是示出各种工作条件下的APP控制器1400的操作的时序图。在各个时序图中，SYNCx后跟随有彼此叠加的DRx、COMP以及URx，它们之后又跟随有TRIG1、ARMB、TRIG2以及PWMx，所有项均对时间绘出。时序图的简化之处在于未示出CMPx，而且URx相对于COMP而不是CMPx示出。CMPx是经调整的补偿信号，其一般跟随或大致等效于COMP，以使时序图充分地示出操作。图13示出稳定状态负载条件下的正常工作模式。DFF 1413最初处于重置状态，因此ARMB最初为高，从而将DFF 1415保持于重置状态。在每个循环的开始在DRx被重置为高之后SYNCx升高。虽然未在时序图中示出，但PSYNC响应于SYNCx升高而冲高，然后降回低。DFF 1413被设置，因此ARMB响应于PSYNC上的脉冲变低。当PSYNC为高时，暂时阻止与门1407重置DFF 1413。应当注意的是，因为当SYNCx在循环的开始变高时ARMB为高，所以SYNCx的上升沿不会设置DFF 1415，因为它保持于重置状态，因此WAIT保持低。PWMx最初为低，因此比较器1401将DRx与COMP比较。当DRx在时间t1降低至COMP时，比较器1401将TRIG1置为高。因为PSYNC为低、PWMxB为高以及OK为高，所以与门1407重置DFF 1413以使ARMB变高。变高的ARMB将DFF 1415保持于重置状态直到下一循环。TRIGx被脉冲发生器1419置为高，这将设置RSFF 1421为高，从而将PWMx拉高。当TRIG2被置为高时，与门1409阻止RSFF 1421的重置。变高的PWMx切换DPDT开关1403，因此比较器1401被切换以将URx与CMPx比较。当切换输入端时，比较器1401还可能因为切换噪声而输出脉冲。不过，与门1409阻止这种可能的噪声过早地使PWM脉冲结束。TRIG2在短暂的延迟之后通过脉冲发生器1419降回低。当URx在约时间t2升至CMPx时，比较器1401将TRIG1置回低，且与门1409重置RSFF 1421，因此PWMx变回低。变低的PWMx将DPDT开关1403切换回来，因此比较器1401再次耦合至COMP和DRx，从而使比较器1401再次变高。在正常操作期间，操作对于每个循环以相似的方式继续。
图14示出其中PWMx上的脉冲在DRx的第一循环开始并延长至第二和后续循环的情况。在此情况下，PWMx信号变高，而且URx在约时间t1与正常一样开始上升，但朝着第一DRx循环的最末端。PWMx上的脉冲在约时间t2通过SYNCx的下一上升沿延伸，时间t2是DFF 1413被设置的时间点。DFF 1413被设置，如在SYNCx刚变高之后ARMB变低所示。因为TRIG1为高(而且OK为高且PSYNC为低)，所以这可能还会在DFF 1413被设置之后重置它，从而当PWMx已为高时浪费一触发，这可能阻止在稍后的第二DRx循环中的触发。当PWMx保持高时，PWMxB为低，从而防止与门1407重置DFF 1413。当URx在随后的时间t3到达CMP1时TRIG1变低，这将重置RSFF 1421，从而将PWMx拉低且将PWMxB拉高。在时间t4通过延迟块1423的短暂延迟之后，TEN在TRIG1变低之后变高，从而防止DFF 1413的过早重置。延迟块1423的延迟还设置PWMx上的脉冲在脉冲结束之后能多接近地被重新触发。在一个实施例中，该延迟是TSW/20。
图15示出了其中DRx在重置之前未到达COMP，因此在整个循环期间未在PWMx上实现脉冲。如图15所示，当ARMB在约时间t1仍为低从而指示在前一循环期间在PWMx上无脉冲时，SYNCx变高。因为ARMB在SYNCx的上升沿时仍为低，所以DFF 1415被设置，从而将WAIT拉高。下坡发生器1000暂停DRx信号(以及任何其它下坡信号)，而且DPDT开关1403切换，因此比较器1403监测与CMP1相比的URx信号。URx信号保持重置和低直到PWMx上的下一脉冲，因此比较器1401实际将CMP1(或COMP)与URx的最小电压电平比较。当CMP1(或COMP)在约时间t2上升到URx之上时，TRIG1变高，与门1407重置DFF 1413，ARMB变高从而重置DFF 1415，因此WAIT被拉回至低，而且在TRIG2产生脉冲，从而设置RSFF 1421以在PWMx启动脉冲。DRx信号(以及任何其它下坡信号)恢复正常操作。WAIT变低在DFF 1415的反相Q输出端上引起高边沿，该高边沿被延迟时钟1417延迟然后为DFF 1413提供时钟信号，以将ARMB拉回至低。以此方式，使正常的PWMx脉冲能在同一循环稍后出现，诸如在时间t3处所示。
图16是示出根据示例性实施例的利用下坡发生器1000和APP控制器1400的4信道APP调节器的操作的时序图。该时序图分成三个曲线图，包括均针对时间绘制出的彼此叠置的DR1-DR4以及COMP的上曲线图、绘制出在彼此上方的PWM1-PWM4的中曲线图、以及绘制出输出电压VO的下曲线图。同样仅示出COMP，但其中应当理解的是，CMP1-CMP4信号一般追踪COMP，而且用于与未示出的相应的上坡信号UR1-UR4比较。在时间t1，响应于诸如负载电流突然增大之类的负载状况，COMP信号迅速出现非常高的尖峰而且VO迅速下降。PWM1-PWM4信号中的每一个响应于COMP的尖峰在约同一时间出现约同一脉冲宽度时长的高脉冲(以PWM2、PWM3、PWM4、PWM1的次序)。滤波器电路1001通过增大FCOMP从而RCTL响应于COMP的突然增大，因此下坡信号DR1-DR4中的每一个的斜率增大。PWM1-PWM4信号上的脉冲引起VO的增大和COMP的伴随减小，这使PWM脉冲在约时间t2终止。响应于COMP的突然增大，滤波器电路1001减小RCTL，因此斜坡信号DR1-DR4的斜率在时间t2之后减小，同时COMP降低至相对低电平。应当注意的是，在此情况下，DR1-DR4的斜率减小到小于由FS所设置的值。在随后的时间t3，COMP开始上升，而DR1-DR4的斜率相应地增大。以此方式，负载条件的变化被滤波器电路1001感测，以便调节下坡信号的斜率，以调节PWM1-PWM4信号上的脉冲。下坡斜率被增大(或减小)以自适应地在更早(更晚)的时间重定位脉冲，并增大(减小)工作频率。
在随后的时间t4，COMP升高至DR2，从而在PWM2上引起相应的脉冲。应当注意的是，虽然COMP还与DR4和DR1交叉，但针对这些下坡信号的PWM脉冲已经在同一循环中较早出现，因此脉冲不会再次在PWM4和PWM1上出现。在约时间t5时，COMP升至DR3，在PWM3上引起脉冲。随后在约时间t6，COMP例如响应于输出负载条件的迅速减小而迅速地下降(随时间的较大电压负变化，或-dv/dt)，而VO非常迅速地升至更高。对于此实施例，当COMP为低时，下坡信号DR1-DR4中的每一个的斜率降至零或零附近。COMP再次开始升高，而DR1-DR4的斜率增大。虽然COMP在升高，但在PWM4上没有脉冲的情况下，当下坡信号DR4在约时间t7到达其最小电平而且重置回其最大电平时，COMP保持低于下坡信号的最小电压电平。当COMP到达上坡信号的最小电平时，WAIT被确立，而且下坡信号DR1-DR4被暂时暂停直到时间t8。应当注意的是，DR1-Dr4的斜率在时间t7之后为零或零附近，直到随后的时间t8。在时间t8，COMP升至预定最小电压电平以上，因此WAIT被解除有效为低。当WAIT被解除有效时，下坡信号DR1-Dr4恢复正常下降，而且在PWM4上出现脉冲。稍后在约时间t9，负载的突然增大引起COMP的另一快速增大和PWM1-PWM4信号上相应的脉冲。应当注意的是，PWM4还包括在DR4的同一循环期间的时间t7与t9之间的第二脉冲。应当理解的是，下坡信号的等待功能和APP控制器1400的操作使PWM1-PWM4信号上的脉冲保持正确的有序。因此，即使由于等待模式在DR4的同一循环内在PWM2上出现两个脉冲，脉冲出现在PWM4上的脉冲之间的PWM1-PWM3上。
图17是根据示例性实施例的代替图10的滤波器电路1000和组合器1003的加速滤波器电路1500的示意图。加速滤波器电路1500使下坡信号的斜率增大和减小，但不允许下坡信号的斜率减小至低于由FS设置的水平。COMP信号被提供给二极管1501的阳极，其阴极耦合至节点1502。以接地为基准的电压源1503在另一二极管的阳极处产生电压VBOT，该二极管的阴极耦合至节点1502。节点1502耦合至电容器1507的一端、电流吸收器1509的输入端、以及缓冲器1511的输入端。电容器1507的另一端和电流吸收器1509的输出端耦合至地。缓冲器1511的输出端耦合至电容器1513的一端，电容器1513的另一端耦合至节点1514。节点1514耦合至电流吸收器1515的输入端、二极管1517的阳极、以及电压源1521的正极端，该电压源产生阈值电压VTH。电流吸收器1515的输出端耦合至接地，而二极管1517的阴极耦合至电压源1519的正极端，该电压源产生限制电压VLIM。电压源1519的负极端耦合至接地。电压源1521的负极端耦合至乘法器1523的一个输入端，该乘法器具有接收FS(或任何其它频率设置信号)的第二输入端和耦合至二极管1525的阳极的输出端。FS(或任何其它频率设置信号)被提供给二极管1527的阳极，而且二极管1525和1527的阳极在节点1528处耦合到一起，节点1528产生经过调节的FS信号AFS。如本领域普通技术人员所能理解地，FS在多个实施例中可以是电压或电流信号。
在加速滤波器电路1500的操作中，在节点1502上提供COMP和VBOT的较大值，因此COMP低于VBOT的偏移可被忽略。电容器1507和电流吸收器1509共同作为峰值检测电路，因此COMP的峰值偏移在缓冲器1511的输出端处被临时保持。峰值通过缓冲器1511被施加给电容器1513和电流吸收器1515，电容器1513和电流吸收器1515共同作为高通滤波器，其在节点1514上确立经滤波的COMP电压FCOMP。该高通滤波功能滤去直流和稳定状态条件，并通过COMP的变化FCOMP。同样，FCOMP被电压源1519限制为最大电压电平VLIM。在一个实施例中，VLIM是3/2的限幅器等，其将节点1514的电压限制为对应于3/2FNOM的平均切换频率。将FCOMP减去VTH，以忽略COMP的低于阈值水平的相对小变化。乘法器1523将FCOMP(或FCOMP-VTH)乘以FS(或任何其它频率设置信号)，并在其输出端提供信号(FCOMP-VTH)*FS。乘法器1523的增益大于或等于1(或其输出不能降至低于零)。(FCOMP-VTH)*FS与FS中较高的一个在节点1528上被确立为AFS，AFS被用作用于控制下坡发生器1000的电流吸收器1008的下坡控制信号RCTL。以此方式，AFS通过COMP的变化被调节，但不会降至由FS建立的最小电平以下。应当注意的是，可使电流吸收器1509和1515追踪FS，以使滤波器功能追踪切换频率。还应注意的是，可通过监测例如平均切换频率的电路(未示出)动态地调节VLIM。
图18是示出根据示例性实施例的利用具有加速滤波器电路1500的下坡发生器1000、还利用APP控制器1400的3信道APP调节器的操作的时序图。该时序图分成三个曲线图，包括针对时间绘制出的彼此叠置的DR1-DR3以及COMP的上曲线图、绘制出在彼此上方且具有稍微偏置以区分单个脉冲的PWM1-PWM3的中曲线图、以及绘制出输出电压VO的下曲线图。同样仅示出COMP，其中应当理解的是CMP1-CMP3信号一般追踪COMP。而且，未示出上坡信号UR1-UR3。操作类似于图16所示的操作，不同之处在于，仅实现3个信道，而且加速滤波器电路1500控制下坡信号DR1-DR3的斜率变化。操作在稳定状态时继续，直到在约时间t1的突然负载减小使COMP信号突然减小。在此情况下，下坡信号DR1-DR3的斜率不会减小而是基于FS保持稳定状态操作。在时间t2时，COMP的增大，但没有升至上坡信号的最小电平，而且在PWM2上没有脉冲的情况下，DR2完成循环。因此，在时间t2开始，当COMP到达上坡电压(或其它最小电压电平)而且脉冲在PWM2上被置为有效时，WAIT信号被确立直到时间t3。下坡信号在时间t3之后恢复正常下降，而且COMP保持相对稳定。操作继续正常进行直到随后的时间t4，在t4时COMP响应于负载突然增大而突然上升。从时间t4到时间t5，当COMP降至正常操作范围内而且输出电压VO稳定时，下坡斜率被增大而且工作频率增大。
图19是绘制出与图18相同的信号的时序图，其着重于时间t4与t5之间的操作。如图所示，在时间t4时COMP增大，而且下坡信号的斜率和频率增大直到时间t5。在时间t5之后，遭遇由延迟块1423的死区时间计数器功能引起的短暂等待。
虽然已参考本发明的某些优选版本相当详细地描述了本发明，但可构想其它可能的版本和变化。例如，斜坡和比较器可倒置，信号可为了实现而被复制和偏置，控制方法可被映射到等效的数字控制方案中等等。本发明可应用于多个同步和不同步的切换调节器布局。而且，对于负电压调节器，极性可互换。本领域普通技术人员应当理解的是，他们能容易地利用所公开的概念和特定实施例作为基础以设计或修改其它结构以提供本发明的相同目的，而不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围。

Claims (22)

1.一种自适应脉冲定位调制器，用于控制经调节的输出电压，包括：
感测电路，其提供指示输出电压误差的补偿信号；
滤波器电路，其具有接收所述补偿信号的输入端和提供调节信号的输出端；
前沿斜坡电路，其提供具有一斜率的重复的第一前沿斜坡信号并基于所述调节信号调节所述斜率，所述斜率在所述补偿信号为稳定状态时处于标称水平；
比较器电路，其当所述第一前沿斜坡信号达到所述补偿信号时提供第一开始触发信号，且当第一后沿斜坡信号达到所述补偿信号时提供第一结束触发信号；
后沿斜坡电路，其当所述第一开始触发信号被提供时启动所述第一后沿斜坡信号的斜坡变化；以及
脉冲控制逻辑，其当所述第一开始触发信号被提供时在第一脉宽调制(PWM)信号上启动各个脉冲，且当所述第一结束触发信号被提供时终止所述第一PWM信号上的各个所述脉冲。
2.如权利要求1所述的自适应脉冲定位调制器，其特征在于，所述感测电路包括误差放大器，其提供指示所述输出电压的误差的所述补偿信号。
3.如权利要求1所述的自适应脉冲定位调制器，其特征在于，所述前沿斜坡电路包括下坡发生器，且所述后沿斜坡电路包括上坡发生器。
4.如权利要求1所述的自适应脉冲定位调制器，其特征在于，所述滤波器电路控制所述调节信号，以响应于所述补偿信号的增大来增大所述斜率，且响应于所述补偿信号的减小来减小所述斜率。
5.如权利要求4所述的自适应脉冲定位调制器，其特征在于，所述滤波器电路防止所述斜率降落至预定最小电平以下。
6.如权利要求1所述的自适应脉冲定位调制器，其特征在于，所述前沿斜坡电路提供各具有所述斜率的N个重复前沿斜坡信号且根据所述调节信号调节所述斜率，当所述补偿信号是稳定状态时，所述斜率处于所述标称水平，其中N是大于1的整数，其中所述前沿斜坡电路使每一个所述前沿斜坡信号在一电压范围内从第一电压到第二电压以斜坡变化，并将每一个所述前沿斜坡信号重置回所述第一电压，而且其中所述前沿斜坡电路以循环次序以相距所述电压范围的1/N重置所述N个前沿斜坡信号。
7.如权利要求6所述的自适应脉冲定位调制器，其特征在于，还包括：
所述比较器电路在所述N个前沿斜坡信号中的一个达到所述补偿信号时提供N个开始触发信号中相应的一个，且当N个后沿斜坡信号中的一个达到所述补偿信号时提供N个结束触发信号中相应的一个；
所述后沿斜坡电路在所述N个开始触发信号中的一个被提供时启动所述N个后沿斜坡信号中相应的一个的斜坡变化；
所述脉冲控制逻辑在所述N个开始触发信号中相应的一个被提供时在N个PWM信号中相应的一个上启动各个脉冲，且在所述N个结束触发信号中相应的一个被提供时结束所述相应的PWM信号上的各个脉冲；以及
等待逻辑，其当所述N个PWM信号中的任一个在所述N个前沿斜坡信号中相应的一个的连续重置之间未被提供时暂停所述N个前沿斜坡信号中的每一个。
8.如权利要求7所述的自适应脉冲定位调制器，其特征在于，所述等待逻辑在所述补偿信号升至预定最小电平时恢复所述N个前沿斜坡信号中的每一个的斜坡变化。
9.如权利要求8所述的自适应脉冲定位调制器，其特征在于，所述脉冲控制逻辑保持所述循环次序。
10.如权利要求7所述的自适应脉冲定位调制器，其特征在于，所述滤波器电路控制所述调节信号以响应于所述补偿信号的变化改变所述斜率，而且除了当所述等待逻辑暂停N个前沿斜坡信号中的每一个时，所述滤波器电路防止所述斜率降至预定最小电平之下。
11.一种用于提供经调节的输出电压的电源转换器，包括：
第一相电路，其由第一脉宽调制(PWM)信号上的脉冲控制，用于通过第一电感器将输入电压转换成所述输出电压；
感测电路，其提供指示输出电压误差的补偿信号；
滤波器电路，其具有接收所述补偿信号的输入端和提供调节信号的输出端；以及
自适应脉冲定位调制器，包括：
前沿斜坡电路，其提供具有一斜率的重复的第一前沿斜坡信号并基于所述调节信号调节所述斜率，所述斜率在所述补偿信号为稳定状态时处于标称水平；
比较器电路，其当所述第一前沿斜坡信号达到所述补偿信号时提供第一起始触发信号，且当第一后沿斜坡信号达到所述补偿信号时提供第一结束触发信号；
后沿斜坡电路，其当所述第一开始触发信号被提供时启动所述第一后沿斜坡信号的斜坡变化；以及
脉冲控制逻辑，其当所述第一开始触发信号被提供时在所述第一PWM信号上启动各个脉冲，且当所述第一结束触发信号被提供时终止所述第一PWM信号上的各个所述脉冲。
12.如权利要求11所述的电源转换器，其特征在于，所述滤波器电路控制所述调节信号，以响应于所述补偿信号的增大来增大所述斜率，且响应于所述补偿信号的减小来减小所述斜率。
13.如权利要求12所述的电源转换器，其特征在于，所述滤波器电路防止所述斜率降落至预定最小电平以下。
14.如权利要求11所述的电源转换器，其特征在于，还包括：
N个相电路，分别由N个PWM信号中相应的一个上的脉冲控制，用于通过N个电感器中相应的一个将所述输入电压转换成所述输出电压，其中N是大于1的整数；以及
其中所述自适应脉冲定位调制器包括：
所述前沿斜坡电路提供各具有所述斜率的N个重复前沿斜坡信号且根据所述调节信号调节所述斜率，当所述补偿信号是稳定状态时，所述斜率处于所述标称水平，其中所述前沿斜坡电路使每一个所述前沿斜坡信号在一电压范围内从第一电压到第二电压沿斜坡变化，并将每一个所述前沿斜坡信号重置回所述第一电压，而且其中所述前沿斜坡电路以循环次序以相距所述电压范围的1/N重置所述N个前沿斜坡信号；
所述比较器电路在所述N个前沿斜坡信号中的一个到达所述补偿信号时提供N个开始触发信号中相应的一个，且当N个后沿斜坡信号中的一个到达所述补偿信号时提供N个结束触发信号中相应的一个；
所述后沿斜坡电路在所述N个开始触发信号中的一个被提供时启动所述N个后沿斜坡信号中相应的一个的斜坡变化；
所述脉冲控制逻辑在所述N个开始触发信号中相应的一个被提供时在N个PWM信号中相应的一个上启动各个脉冲，且在所述N个结束触发信号中相应的一个被提供时结束所述相应的PWM信号上的各个脉冲；以及
等待逻辑，其当所述N个PWM信号中的任一个在所述N个前沿斜坡信号中相应的一个的连续重置之间未被提供时暂停所述N个前沿斜坡信号中的每一个。
15.如权利要求14所述的电源转换器，其特征在于，所述等待逻辑在所述补偿信号升至预定最小电平时恢复所述N个前沿斜坡信号中的每一个的斜坡变化。
16.如权利要求15所述的电源转换器，其特征在于，所述脉冲控制逻辑保持所述循环次序。
17.一种控制提供经调节的输出电压的直流-直流转换器的方法，包括：
提供指示所述输出电压误差的补偿信号；
对所述补偿信号滤波，并提供指示所述补偿信号变化的调节信号；
提供重复的第一前沿斜坡信号，其在所述补偿信号为稳定状态时具有处于标称水平的斜率；
基于所述调节信号调节所述第一前沿斜坡信号的斜率；
当所述第一前沿斜坡信号到达所述补偿信号时提供第一开始触发信号；
当第一后沿斜坡信号到达所述补偿信号时提供第一结束触发信号；
当所述第一开始触发信号被提供时启动所述后沿斜坡信号的斜坡变化；
当所述第一开始触发信号被提供时，在第一脉宽调制(PWM)信号上启动各个脉冲，且当所述第一结束触发信号被提供时，终止所述第一PWM信号上的各个脉冲。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述基于所述调节信号调节所述第一前沿斜坡信号包括：响应于所述补偿信号的增大来增大所述斜率，以及响应于所述补偿信号的减小来减小所述斜率。
19.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述基于所述调节信号调节所述第一前沿斜坡信号包括：响应于所述补偿信号的变化来改变所述斜率，同时防止所述斜率落至预定最小电平以下。
20.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括：
所述提供重复的第一前沿斜坡信号包括提供N个重复的前沿斜坡信号，每一个具有当补偿信号为稳定状态时处于标称水平的斜率，其中N是大于1的正整数；
使每一个所述前沿斜坡信号在一电压范围内从第一电压到第二电压以斜坡变化；
在到达所述第二电压之后，将相距所述电压范围的1/N的所述N个前沿斜坡信号中的每一个以循环次序重置回所述第一电压；
所述调节包括基于所述调节信号调节所述N个前沿斜坡信号中的每一个的斜率；
所述提供第一开始触发信号包括在所述N个前沿斜坡信号中的一个到达所述补偿信号时提供N个开始触发信号中相应的一个，且当N个后沿斜坡信号中的一个到达所述补偿信号时提供N个结束触发信号中相应的一个；
所述启动斜坡变化包括在所述N个开始触发信号中的一个被提供时启动所述N个后沿斜坡信号中相应的一个的斜坡变化；
所述启动各个脉冲包括当所述N个开始触发信号中相应的一个被提供时在N个PWM信号中相应的一个上启动各个脉冲，且当所述N个结束触发信号中相应的一个被提供时结束所述相应的PWM信号上的各个脉冲；以及
当所述N个PWM信号中的任一个在所述N个前沿斜坡信号中相应的一个的连续重置之间未被提供时，暂停所述N个前沿斜坡信号中的每一个。
21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，还包括当所述补偿信号升至预定最小水平时恢复所述N个前沿斜坡信号中的每一个的斜坡变化。
22.如权利要求21所述的方法，其特征在于，还包括保持所述循环次序。
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