CN1711670B - 用于直流/直流转换器的控制器 - Google Patents

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Abstract

一种切换电路，包括至少一个开关和一个产生一个周期控制信号的控制器。该开关响应该周期控制信号而在每个周期开始时改变状态，并且周期控制信号的频率有一个大于人耳可听频率范围的预设最小频率值。该切换电路可以用来控制直流对直流变换器里的一个高侧开关和一个低侧开关。还提供了一个带有输入电压检测电路的控制器，该检测电路检测直流对直流变换器的输入，而无需使用额外的输入引脚；本案并提供了相关方法。本案还提供了一种带有用于选择相位的相位选择电路的双相控制器。

Description

用于直流/直流转换器的控制器
技术领域
本发明是关于用于直流/直流(直流对直流)转换器的控制器，更具体的是有关于用于控制电感电流大小而不需直接测量该电流大小的控制器。
背景技术
直流/直流转换器用来把一个输入直流电压转换为一个输出直流电压。该类转换器可以降低或升高输入直流电压。一种降压型转换器为同步降压型转换器。该转换器通常有一个控制器、驱动器、一对开关和一个与该对开关相连的电感电容(LC)滤波器。该控制器提供一个控制信号给驱动器，从而驱动该对开关，例如一个高侧开关和一个低侧开关。该驱动器交替地闭合和断开每个开关，从而控制电感电流和直流/直流转换器的输出电压。该控制器通常利用一个脉宽调制信号来控制高侧和低侧开关的状态。
通常，如果PWM(脉宽调制)信号为高电平，则高侧开关为闭合(ON)且低侧开关为断开(OFF)。此开关状态在此称为“开关闭合”(switch ON)状态。在该状态，电感与输入电压源相连。对于降压型转换器，输入电压必定大于输出电压，因此在该开关闭合状态，电感上有一个净正电压。因此，电感电流开始斜线上升。如果PWM(脉宽调制)信号为低电平，则高侧开关为断开(OFF)且低侧开关为闭合(ON)。此开关状态在此称为“开关断开”(switch OFF)状态。对于降压型转换器，在此开关断开状态电感上有一个净负电压。因此，电感电流在该开关断开状态开始斜线下降。从而，PWM(脉宽调制)信号的脉冲宽度决定开关闭合状态的闭合时间和开关断开状态的断开时间。该脉冲宽度可以通过一个检测电阻直接监控该电感电流大小或比较输出电压和参考电压来调节。
因此，在本领域中对于用于直流/直流转换器的控制器就存在一种需要，即根据直流/直流转换器的输入电压与表示输出电压的信号的差值，在第一时间间隔内提供一个PWM(脉宽调制)信号。
发明内容
在一个实施例中，本发明的一种切换电路包括：至少一个开关和一个产生该周期控制信号的控制器。至少一个开关响应该周期控制信号，在周期控制信号的每个周期开始时改变状态，其中周期控制信号的频率有一个大于人耳可听频率范围的预设最小频率值。其中，该控制器包括一个定时器，该定时器基于该周期控制信号的第一周期的开始对一个预设时间间隔计时，如果该周期控制信号的该第一周期达到该预设时间间隔的长度，则该控制器响应该预设时间间隔的终止而启动该周期控制信号的第二周期，其中该预设时间间隔是设置来得到该预设最小频率值。
在另一个实施例中，本发明的一种切换电路包括：至少一个开关和一个通过周期控制信号来控制该至少一个开关状态的控制器。该至少一个开关响应该周期控制信号，在周期控制信号的每个周期开始时改变状态。控制器还有一个跳过模式(skipmode)，其中控制器保持该至少一个开关处于断开(OFF)状态。该控制器回应一个定时器，该定时器基于周期控制信号的每个周期的起始来对预设时间间隔计时，其中如果该周期控制信号的该第一周期达到该预设时间间隔的长度，则控制器响应预设时间间隔的终止而启动周期控制信号的一个新的周期，设置该预设时间间隔得到一个大于人耳可听最小声频的周期控制信号的预设最小频率值。
在另一个实施例中，提供了一种保持开关状态切换的最小频率大于人耳可听频率的方法。本发明的方法包括：在开关转变为第一状态的第一状态切换的起始，启动对预设时间间隔的计时；监控开关的状态；如果开关仍处于第一状态，则改变开关的状态来响应预设时间间隔的终止，从而保持开关的状态切换的最小频率大于人耳可听频率。
在另一个实施例中，还提供了一个用来把输入电压转换为输出电压的直流/直流转换器。该直流/直流转换器包括：一个根据表示输入电压的第一信号与表示输出电压信号的第二信号的差值、在第一时间间隔内提供一个第一状态下的PWM(脉宽调制)信号的控制器；一个接收至少该PWM信号且产生一个开关驱动信号的驱动电路；一对包括一个高侧开关和一个低侧开关的开关，该对开关对响应开关驱动信号从而被驱动至开关闭合状态，其中当PWM信号处于第一状态时高侧开关闭合、低侧开关断开；和一个与该对开关的输出相连接的电感，其中在开关闭合状态下该电感上的电流增加；和一个提供一个具有使能状态和无效状态的低侧使能信号的逻辑电路，其中当低侧使能信号处于使能状态时，PWM信号控制低侧开关，该逻辑电路接收一个来自过电流比较器的比较信号，其中该过电流比较器基于流经该电感的电流大小与一个临界电流值的比较提供一个比较信号，如果流经电感的电流大小大于该临界电流值，逻辑电路还提供处于使能状态的低侧使能信号。
在另一个实施例中，提供了一种使用与直流/直流转换器的交换节点相连的现有端口来检测直流/直流转换器的输入电压大小的方法。该方法包括：判定与输入电压源和交换节点相连的高侧开关的状态；判定与地和交换节点相连的低侧开关的状态；和当高侧开关闭合、低侧开关断开时检测输入电压。
在另一个实施例中，本发明的直流/直流转换器的控制器包括：一个与直流/直流转换器的交换节点相连的输入端；当高侧开关闭合、低侧开关断开时与输入电压相连的直流/直流转换器的交换节点；与输入端相连的输入电压检测电路。该输入电压检测电路包括：一个开关状态判定电路，当交换节点基于高侧开关和低侧开关的状态与该输入电压相连时，该开关状态判定电路响应从而进行检测并提供一个判定信号；和一个电压检测电路，该电压检测电路响应表示与该输入电压相连的交换节点的判定信号，从而检测表示所述输入电压的电压大小。
在另一个实施例中，本发明的一个双相直流/直流控制器包括：一个来提供一个第一PWM信号的第一相位控制器，该第一PWM信号基于表示直流/直流转换器的输入电压的第一信号与表示直流/直流转换器的输出电压的第二信号的差值；一个提供一个第二PWM信号的第二相位控制器，该第二PWM信号基于表示直流/直流转换器的输入电压的第一信号与表示直流/直流转换器的输出电压的第二信号的差值；和一个用来选择该第一相位控制器和第二相位控制器的相位选择电路。
在另一个实施例中，给出了一种能提供一个控制信号来控制至少一个开关状态的控制器。该控制器包括一个在该至少一个开关改变状态至第一状态时开始对预设时间间隔计时的定时器。如果该至少一个开关自该预设时间间隔开始处于第一状态，则控制器响应时间间隔的终止而切换该至少一个开关的状态，其中预设时间间隔设置用来保证该至少一个开关的状态切换的最小频率大于一个人耳可听频率。
在另一个实施例中，提供了一种直流/直流转换器的控制方法。该方法包括：在直流/直流转换器的高侧开关状态切换的起始，启动对一个预设时间间隔的计时；检测所述直流/直流转换器的所述高侧开关和低侧开关是否处于跳过模式，在所述跳过模式下，所述高侧开关和所述低侧开关都处于断开状态；以及响应于所述预设时间间隔的终止，闭合所述低侧开关且无效所述跳过模式，以便所述高侧开关以一个大于人耳可听频率改变状态。
附图说明
本发明的优点将可由下文针对本发明几个示例性实施例所作的详细叙述中明显看出，而此等叙述应配合附图来考量；在附图中：
图1A所示为本发明的一种包括一个控制器的直流/直流(直流对直流)转换器的方块图；
图1B所示为根据输入PWM(脉宽调制)信号和低侧使能信号，描述图1A中的该对开关的开关状态的示范表格；
图2A所示为用于图1A的直流/直流转换器的控制器的一个实施例的方块图；
图2B所示为描述图2A中控制器的能量存储元件的充电水平的变化和在相同的时间间隔内电感电流大小的相应变化的比较曲线图；
图3所示为用于图1A的直流/直流转换器的控制器的另一个实施例的方块图；
图4所示为图3中的示范延迟电路的详细方块图；
图5所示为用作图1A的直流/直流转换器的控制器的另一个实施例的方块图；
图6所示为一个示范性的双相控制器方块图；
图7所示为一个使用控制器LX端的输入电压检测电路的电路图；
图8所示为本发明的带有一个内部定时器供控制最小切换频率的控制器的另一个实施例的方块图；
图9所示为一个带有位于控制器外部的定时器供控制最小切换频率的直流/直流转换器的方块图；和
图10所示为图8和图9实施例的时序图。
具体实施方式
根据本发明，图1A所示为一个包括一个控制器102的示范直流/直流转换器100。该控制器102可以用于各种直流/直流转换器。所示直流/直流转换器100为一个同步降压型转换器，该转换器通常包括：控制器102、一个驱动器电路104、一对包括一个高侧开关Q1和一个低侧开关Q2的开关106和一个低通滤波器108。该低通滤波器包括一个电感L和一个电容C。
控制器102通常用于提供一个PWM(脉宽调制)信号和低侧开关使能信号(LDR_EN)给驱动器电路104。基于这些信号，驱动器电路104便能控制高侧开关Q1和低侧开关Q2的状态。
控制器102具有一个能设定需要的输出电压的目标输入端SLEW。在图1A的示范实施例中，压摆电容(slew capacitor)Cslew基于电阻分压器R2/R3中的电阻值和参考电压值REF充电。本领域的技术人员将知道给压摆电容充电且产生目标电压信号的各种方法。在该实施例中，电压从0摆动至根据压摆电容Cslew设定的一个值。一个任选的检测电阻R1可以用来提供一个表示流经电感L的电流大小的反馈电压值给控制器102的端CSN和CSP。另外控制器102的VFB端可以接收表示输出电压大小Vout的反馈信号。
图1B所示为图1A中的高侧开关Q1和低侧开关Q2在各种PWM(脉宽调制)信号和LDR_EN信号状态下的各个开关状态的示范表格。如果LDR_EN信号为表格120中列122的数字1，则PWM(脉宽调制)信号的状态控制开关Q1和Q2。例如，在该列122中，如果PWM(脉宽调制)为数字1，则Q1为闭合(ON)且Q2为断开(OFF)。该状态称为开关闭合状态。另外，在该列122中，如果PWM(脉宽调制)为数字0，则Q1为断开(OFF)且Q2为闭合(ON)。该状态称为开关断开状态。
相反，如果LDR_EN信号为数字0且PWM(脉宽调制)为数字1，则开关Q1和Q2处于开关闭合状态。但是，如果PWM为数字0，则低侧开关Q2保持断开。如此，高侧开关Q1和低侧开关Q2在跳过状态(skip state)或开关无效状态(switchdisable state)都为断开(OFF)。
电感L的一端与输出直流电压相连，且另一开关端根据开关Q1和Q2的状态(开关闭合或开关断开状态)交替的与输入电压Vin或地相连。在开关闭合状态，电感与输入电压Vin相连。忽略检测电阻R1上的很小的电压降，电感L两端的电压差等于Vin-Vout。在一个降压型转换器中，输入电压Vin必定比输出电压Vout大，因此电感上有一个净正电压，且电感电流在开关闭合期间根据式1斜线上升。
(1)di/dt＝(Vin-Vout)/L＝ΔAI/Ton
式1中，Vin为直流/直流转换器的输入电压，Vout为直流/直流转换器的输出电压，Ton为开关Q1和Q2处于开关闭合状态的时间间隔，L为电感L的值，且ΔI为在Ton期间电感电流的变化。在开关断开期间，电感L上的电压与Vout成一定比例。在该例中的降压型转换器中，电感上存在一个净负电压且电感电流根据式2斜线下降。
(2)di/dt＝(Vout)/L＝ΔI/Toff
式2中，Vout为直流/直流转换器的输出电压，Toff为开关Q1和Q2处于开关断开状态的时间间隔，L为电感L的值，且ΔI为在Toff期间电感电流的变化。
图2A所示为用于图1A中的直流/直流转换器的控制器200的一个实施例的更具体的方块图。通常，控制器200基于表示输入电压的第一信号与表示输出电压信号的第二信号之间的差值，提供一个数字1的PWM(脉宽调制)信号来将开关Q1、Q2置于开关闭合状态。该第二信号可以是一个目标电压大小信号，例如Vslew，或一个输出电压大小信号，例如Vout。通常，采用一个目标电压大小信号能产生更平滑的电流。在一个降压型转换器中，控制器200产生的PWM(脉宽调制)信号的占空比通常反比于输入电压和输出电压或目标电压之间的差值。换句话说，随着该差值的增加，PWM(脉宽调制)信号的占空比就减小，从而减小开关Q1和Q2的“开关闭合”时间。相反，随着第一信号和第二信号之间的差值减小，PWM(脉宽调制)信号的占空比就增加，从而减小开关Q1和Q2的“开关断开”时间。
在图2A所示的实施例中，该控制器通常由在第一时间间隔内给能量存储元件充电和在第二时间间隔内给能量存储元件放电来支配。在第一时间间隔内，PWM输出信号为数字1，因此开关Q1和Q2处于开关闭合状态，且电感电流随能量存储元件202上的电压成比例的升高。一旦能量存储元件202上的电压达到了预先设定的电压临界值，则PWM信号变为数字0，因此开关被驱动为开关断开状态。从而，电感电流随着能量存储元件202上的电压的减小而成比例的减小。
控制器200通常包括不同的电流源I1、I2和I3，这些电流源基于由比较器CMP2、CMP3和CMP4产生的各个比较电压，给能量存储元件202充电和放电。第一电流源I1与输出电压或目标电压成一定比例，例如Vslew，且用于提供一个第一电流大小。第二电流源I2与直流/直流转换器的输入电压成一定比例，且用于提供一个第二电流大小。最后，第三电流源I3与输出电压成一定比例，且用于提供一个第三电流大小，该第三电流大小通常大于第一电流大小，但并不必须大于。第三电流源I3并非必需。但是，它能滤除一个新PWM脉冲的寄生触发。如果没有采用第三电流源I3，开关S2能直接给能量存储元件202放电。控制器200还可以包括一个输出判定电路240来提供PWM信号给开关驱动电路。
控制器200还可包括一个第一比较器CMP1，该比较器用于比较能量存储元件202(例如电容C1)上的电压与第二参考电压V2。第二参考电压V2可以是一个额定电压，例如在一个实施例中为20毫伏，且与比较器CMP1的正极端口相连，从而当能量存储元件202上的电压小于额定电压V2时，CMP1提供一个高信号。
比较器CMP1的输出还可以和与非门G1相连。一个SKIP输入可以和与非门G1的另一个输入端相连。如果SKIP信号为0，不管比较器CMP1的信号是什么，LDR_EN信号为数字1，从而PWM信号控制开关Q1、Q2的状态。但是如果SKIP信号为数字1且比较器CMP1的输出也为数字1，则与非门G1的输出为数字0。如此，如果PWM为数字0，则开关Q1和Q2都被驱动为断开状态。
工作过程中，因为能量存储元件202上的电压被放电至地，能量存储元件202上的电压初始设定为0伏，且输出判定电路240提供一个数字0的PWM信号。当控制器被使能，SLEW电压将从零开始增加到基于R2和R3的比值。比较器CMP3接着检测到SLEW电压大于表示输出电压Vout的反馈电压VFB，因此提供一个数字1信号给输出判定电路240的与门G2。
因为电感L没有电流流过，比较器CMP4不会检测到任何过电流状况，所以提供一个数字1信号给与门G2。另外，因为能量存储元件202上的电压被放电至0伏，当比较该电压与额定临界电压V2时，比较器CMP1的输出信号也同样为数字1。如此，与门G2所有的输入信号都为数字1，所以触发器242被触发。此时，PWM信号变为数字1且开关S1闭合。
当开关S1闭合，能量存储元件202由一个等于第二电流源提供的第二电流大小减去第一电流源提供的第一电流大小的电流充电。有利的是，第一电流源提供的第一电流大小可以表示输出电压，例如，可以正比于例如Vout的输出电压值，或一个例如Vslew或Vtarget的目标电压大小。如此，能量存储元件202由一个成比例于I(Vin-Vout)或(Vin-Vslew)的电流水平充电。
能量存储元件202被充电直到达到预先设定的临界电压水平，例如V1或一个实施例中的2.5伏。比较器CMP2把能量存储元件202上的电压与预先设定的临界电压值进行比较，并基于它们之间的差值产生一个输出信号给输出判定电路240。如果能量存储元件202的电压达到预先设定的临界电压值V1，则比较器CMP2将输出一个数字1信号给触发器242的复位端R来复位触发器，从而触发器的输出Q变为数字0，从而PWM信号也同样变为数字0。
此时，因为触发器输出Q为数字0，开关S1被断开。如此，能量存储元件202由电流源I1放电。如果与门G3的输出为数字1，则能量存储元件202将会加速放电。如果PWM信号为数字0，上述情况就会发生，因此来自触发器242的QB端的与门G3的一个输入为数字1。另外，如果反馈电压VFB信号小于SLEW电压，则来自比较器CMP3的与门G3的另一个输入为数字1。如此，与门G3的一个数字1将使得开关S2闭合。这样，第三电流源可以与能量存储元件202相连接来提供加速放电。在一个实施例中，电流源I3的值为10×I_Vout，该值可以根据特定的能量存储元件202和其它参数调整，从而得到一个想要的加速放电水平。另外，第三电流源I3也可以由短路来代替，从而开关S2会把能量存储元件202放电至接地。
当PWM信号为数字0，能量存储元件202上的电压会继续放电。根据比较器CMP3提供的SLEW电压和反馈电压VFB的比较，该放电可以是正常速度或加速。
一旦能量存储元件202上的电压被放电为小于额定临界值V2的一个值(因此比较器CMP1的输出为数字1)，且比较器CMP3和CMP4的输出都为数字1，随着触发器的输出Q变为数字1，便产生一个新PWM脉冲。
结合图2A，图2B所示为随着时间变化能量存储元件202上的电压大小曲线203。另外，曲线205为在相同的时间间隔内电感L上的电感电流大小。例如，在控制器200工作的起始时间(t0)，能量存储元件上的电压为0伏。在第一时间间隔内或时间t0和t1之间的Ton，当PWM输出信号为数字1，能量存储元件202上的电压线性增加直到达到预先设定的临界值V1，例如在一个实施例中为2.5伏。
如此，t0和t1之间的Ton取决于代表输入电压Vin的信号和代表输出电压Vout或Vtarget的信号之间差值，因为能量存储元件202在该时间间隔内，由一个与该差值成比例的电流(电流源I2-I1)进行充电。Ton的持续时间还取决于临界电压值V1和能量存储元件202的电压值。其中能量存储元件为一个电容C1，且第二电流源正比于Vout，Ton的持续时间可以由如下式3得到：
(3)Ton＝C1×V1/I(Vin-Vout)
其中C1为电容C1的值，V1为预先设定的充电临界值(在一个实施例中为2.5伏)，当第二电流源正比于Vout时，I(Vin-Vout)为第二电流源I2和第一电流源I1之间的差值提供的充电电流值。
如果式(3)中的Ton用于式(1)的电感电流，则式(1)可以写为：
(4)ΔI＝(Vin-Vout)×(C1×V1/I(Vin-Vout))/L
因为(Vin-Vout)/I(Vin-Vout)为常量，则ΔI也为常量，因为其它各项(L、V1、和C1)也为常量。
如此，在t0和t1的Ton期间，电感电流随着能量存储元件202上的电压的上升成比例地上升。在t1和t2的第二时间间隔内，能量存储元件202上的电压由于放电而减小。与之相比较，在这段时间内，电感电流也减小。有利的是，当能量存储元件202上的电压达到零，例如在t2时刻，则t2时刻的电感电流也应该为零。如此，控制器200也提供一个电感电流零值估计器(inductor current estimator)。
对于每个PWM脉冲，当初始电感电流为零且能量存储元件被完全放电时，跳过模式(skipping mode)被使能(当SKIP信号为数字1)。当能量存储元件被放电至小于额定电压V2，比较器CMP1的输出变为数字1。如果跳过模式被使能，则LDR_EN通过与非门G1被置成0。因此当电感电流为零，低侧开关Q2和高侧开关Q1变为断开。因此，电感L的切换侧将悬空(浮接)。跳过模式有利于小负载状况，因为当负载使能量存储元件放电，就会开始一个新的PWM周期，从而减小Q1和Q2切换和导通损失。
图3所示为本发明的控制器300的另一个实施例。和图1A的实施例相同，控制器300根据相关直流/直流转换器的输入电压与表示输出电压的信号(例如Vout或Vtarget)的差值、提供一个PWM控制信号给相关的驱动器电路。但是，不是给能量存储元件充电和放电，控制器300实际上对时间段进行计数，并基于这些计数提供合适的PWM和LDR_EN信号。
例如，控制器300通常包括一个选通时间单触发电路(on-time one shot circuit)302、一个低侧驱动单触发电路(alow side driver one shot circuit)304、一个比较器306、一个时间延迟电路308和一个或非门310。时间延迟电路308可以是一个产生选通时间单触发电路302的再触发消隐电路。单触发电路302和304可以由输入信号下降缘触发。
理想情况下，单触发电路302的选通时间与直流/直流转换器的输入电压Vin与直流/直流转换器的输出目标电压Vtarget之间的差值成一定比例，且TLDR与Vtarget成比例，如式(5)中所示：
(5)
T on T LDR ≅ V in - V t arg et V t arg et
实际上，TLDR通常选得比式(5)所得的短一点。有几种方法可以产生Ton/TLDR。通常，Vtarget可以是一个不变值或者一个可变的离散值。单触发电路302和304的延迟可以是基本时延的倍数的实际时延，例如，时延To可以由式(6)和(7)得到：
(6)Ton＝To1×M
(7)TLDR＝To2×N
图4所示为一个示范延迟电路400，其可产生一个想要的时延以便选通时间单触发电路302能保持合适选通时间。延迟电路400通常包括一个产生时间脉冲的振荡器402、一个计数时间脉冲的计数器404和一个比较计数值和倍数(例如M或N)的数字比较器406。从而，比较器产生一个表示计数器404是否达到必需的M或N数值的输出信号。因此，适当的选通时间是通过计数与倍数M或N相比较的数目来控制的。
因此就能通过倍数M和N选择适当的延时。因为Ton是Vin和Vtarget的函数，且TLDR是Vtarget的函数，就有几种方法可以控制它们。在第一个例子中，To1和To2相等且为常数。如此，倍数N可以由一个设定Vtarget的数字信号从查找表(LUT)中产生。该例中的LUT是一维的，因为各个N值对应一个相应的Vtarget值。在相同的例子中，其中To1和To2相等且为常数，倍数M可以由一个设定Vtarget的数字信号和一个数字化Vin信号从询查表(LUT)中产生。该数字化Vin信号可以采用一个A/D转换器来得到。如此，该例中产生M的LUT为二维，因为M值对应一个相应的Vtarget和Vin值。
在另一个例子中，To1和To2不相等。该例中，如果To2为常数，则倍数N与第一个例子中产生的方法相同。倍数M可以通过一个具有一个设定Vtarget的数字信号的一维LUT产生。但是，To1不是常量，而是Vin或Vin和Vtarget的函数。
图5所示为本发明的用作图1A的直流/直流转换器的控制器的另一种控制器500。图5所示控制器500的很多部件都和图2A所示的控制器200相似，且标号相同。因为上文已经对图2A的部件详细描述过，在此为简洁起见，省略对相似部件的重复描述，而详细阐述图2A和图5之间的不同之处。通常，控制器500有一个额外的连接511把比较器CMP4的输出和与非门G1的输入相连。
该与非门G1现在有三个输入：来自比较器CMP1的第一输入；来自SKIP端的第二输入；和来自比较器CMP4的第三输入。如果这三个与非门G1的输入中的任何一个为数字0，则与非门G1的输出就为数字1。这在过电流状况下的跳过模式中尤为有用。该例中，比较器CMP4的输出可以是数字0，而直流/直流转换器的输出电压会下降，从而比较器CMP3的输出为数字1。如此，开关S2将闭合，加速能量存储元件202的放电。由于比较器CMP4和与非门G1之间的连接511，只要比较器CMP4的输出为数字0，与非门G1的输出就为数字1，因此LDR_EN为数字1，从而使得低侧开关Q2闭合。当与非门G1的三个输入都为高电平时，LDR_EN信号变为低电平。同时，由与门G2的输出设置的触发器FF1开始新的PWM周期。
图6所示为本发明的一个双相控制器600。通常，该双相控制器600包括：一个第一相位控制器602、一个第二相位控制器604和一个相位选择电路606。该相位选择电路选择相位控制器602和604，来使其中一个在任何一个时间产生PWM控制信号。第一相位控制器602和第二相位控制器604的很多部件都与图5所示的控制器500的部件相似(也可参考图2A所示的控制器200)。因此为了简洁起见，在此省略对任何相似部件和操作的重复描述。
相位选择电路606使得在任何一个时间，相位控制器602、604中只有一个能产生PWM信号。可以采用各种电路配置来实现相位选择电路606期望的功能。在一个实施例中，相位选择器606包括一个触发器619和与非门G7。与非门G7接收来自第一相位控制器602的第一PWM信号PWM1和来自第二相位选择器604的第二PWM信号PWM2。与非门G7的输出接着反馈至触发器619的时钟端“CK”。触发器619的“Q”端与第一相位控制器602的与门G2的输入相连，触发器619的“QB”端与第二相位控制器604的与门G5的输入相连。与门G2和G5的输入都必须是数字1，从而提供一个数字1的输出来设置相关的触发器FF1或FF2。“QB”为“Q”的反相，从而保证触发器FF1和FF2的设置发生在不同时间。
工作过程中，第一相位控制器602产生一个PWM脉冲之后，触发器619PWM1端在PWM脉冲的下降缘改变状态，从而允许第二相位控制器604的PWM2产生一个PWM脉冲。当反馈电压VFB下降至SLEW电压以下时，第二相位控制器604的PWM2端产生一个PWM脉冲。PWM脉冲的下降缘再次改变触发器619的状态。因此，下一个PWM信号由第一控制器602的PWM1端产生，随着触发器619在每个PWM脉冲的下降缘改变状态，进程继续进行。在跳过(SKIP)模式，由于每个控制器602、604分别有独立的LDR_EN脉冲估计值，即LDR_EN1和LDR_EN2，PWM脉冲能精确的交替产生。
图7所示为本发明的一个不需要控制器上单独的输入端的输入电压检测电路700。这样控制器上的总端口数目就减小了。该输入电压检测电路700接收LX端703的输入信号。LX端703与直流/直流转换器的交换节点715(图9所示)相连。当高侧开关Q1闭合、低侧开关Q2打开时，该交换节点715与输入电压相连。当高侧开关Q1打开、低侧开关Q2闭合时，该交换节点715也可以接地。另外，该交换节点可以在Q1和Q2都打开的跳过状态保持悬空状态。
通常，输入电压检测电路700有一个开关状态判定电路740和一个电压检测电路742。当高侧开关Q1闭合、低侧开关Q2打开时，该交换节点715与输入电压相连，此时该开关状态判定电路740进行判定。该开关状态判定电路740接着提供一个判定信号给电压检测电路742，来使电压检测电路742检测表示LX端703处电压的电压。
该开关状态判定电路740还包括一个与门712。当与门712接收到的延迟PWM信号和PWM信号都为数字1时，该与门712的输出也同样为数字1，从而接着闭合开关706。该输入电压检测电路还可以包括一对电阻702、704构成的分压器来把LX端703处的电压按一定比例缩小至一个低电平。在一个实施例中，电阻702可以为210KΩ，电阻704可以为30KΩ。
当开关状态判定电路740判定在交换节点715处的电压表示输入电压大小时(例如，与门712接收到的PWM信号都为高电平)，就闭合开关706。电压检测电路742包括一个跨导放大器714和晶体管Q3。该跨导放大器714在其同向输入端接收一个表示输入电压的输入信号，并提供一个信号给晶体管Q3的控制电极。晶体管Q3接着提供一个表示输入电压大小的信号，例如I_Vin。因此，提供了一个输入电压检测电路700，而无需控制器上单独的输入端。这样，控制器上的总端口数目就减小了。另外，如果有一个和图6所示的控制器600相似的在一片芯片上的双相控制器，则每个控制器能检测各自不同的输入电压。例如，第一控制器可以把电池电压16伏转换为2.5伏，第二控制器可以把5伏输入电压转换为1.5伏。两个控制器都能正常工作。
图8所示的电路图中，控制器800内部的PWM端和与非门G1的输入之间加入了一个定时器802。图9所示为控制器PWM和SKIP端之间的定时器802的外部实现。定时器802在一个能控制高侧开关Q1和低侧开关Q2状态的周期控制信号(例如PWM信号)的前缘开始时间计时，本文将参照图10的时序图进一步详述。定时器802保证了开关在一个大于人耳可听的声频范围(即，大约20千赫兹到25千赫兹)的频率切换状态，本文将通过对控制周期控制信号的频率来详述。
如图10所示的时序图，t1时刻产生一个PWM脉冲。在t1和t2时刻之间，PWM脉冲为数字1。因此高侧开关Q1为闭合而低侧开关Q2为断开。另外，在时间间隔t1至t2之间，低侧使能信号LDR_EN也为数字1。因此，在“开关闭合”状态期间，电感电流增加。
在时刻t2和t3之间，PWM信号为数字0且LDR_EN信号为数字1。从而在该时间间隔，高侧开关Q1为断开而低侧开关Q2为闭合。因此，在该“开关断开”状态期间电感电流下降，直到在时刻t3下降为0。在时刻t3，LDR_EN信号变为数字0。因为在该时刻PWM信号也为数字0，则在时刻t3进入跳过状态。如此，在时刻t3至t4之间的跳过状态，高侧开关Q1和低侧开关Q2都为断开。
如果由控制器反馈端VFB所测得的输出电压下降至设定电压水平VSET之下，就会产生一个新的PWM脉冲。另外，定时器802的工作也能保证输入电压下降至VSET。例如，定时器在PWM脉冲的前缘开始计时，或在时刻t1开始一个预设时间间隔(x秒)。在图8所示的实施例中，定时器在时刻t3至t4的时间间隔内提供一个数字1信号给与非门G1。
预设时间间隔限制(x秒)在时刻t4终止之后，LDR_EN信号变为数字1。在图8所示的实施例中，这是因为与非门G1的定时器信号输入变为了数字0，从而使得与非门G1的输出或LDR_EN信号变为数字1。在图9所示的实施例中，定时器802控制SKIP端的输入状态，从而和图8的定时器一样产生相同的效应。即，当预定时间间隔限制终止后，LDR_EN信号变为数字1。从而跳过模式为无效且低侧开关Q2在时刻t4闭合。一旦低侧开关Q2闭合，输出电压就开始下降，因为输出电容C经由电感低侧开关路径放电至地。当输出电压下降至设定电压VSET以下时，例如在t5时刻，则会产生一个新的PWM脉冲并再次开始进程。
有利的是，定时器802可以选择一个时间限制来保证使用跳过模式时PWM脉冲的最小频率，从而实现开关状态的最小切换频率。更有利的是，该时间限制还可以选择来使得PWM脉冲的频率大于人耳可听频率范围。人耳可听的平均频率范围是20赫兹到20千赫兹。为使频率保持在最小值20千赫兹，该时间限制可以设置为50微秒。为使频率保持在稍高一点的25千赫兹，该时间限制可以设置为40微秒，因此，通过恰当的选择定时器802的时间限制，高侧开关Q1和低侧开关Q2的最小切换频率就可以保持在一个范围，例如，大于20千赫兹，即大于人耳可听的平均频率范围。尽管在此所述的定时器用于直流/直流转换器的控制器，本领域的技术人员将知道该定时器还可以用于其它各种切换电路，该切换电路期望得到一个最小切换频率来避免人耳可听到的切换噪声。
在此描述的实施例只是采用本发明的其中几个，且只供举例说明之用，而无限制本发明之意。显而易见，本领域的技术人员将可轻易思及许多其它的实施例，而并不会实质脱离后附权利要求书所定义的本发明的精神和范围。

Claims (22)

1.一种切换电路，包括：
至少一个开关；和
一个产生一个周期控制信号的控制器，该至少一个开关响应于该周期控制信号而在该周期控制信号的每个周期开始时改变状态，其中该周期控制信号的频率有一个大于人耳可听频率范围的预设最小频率值，
其中，该控制器包括一个定时器，该定时器基于该周期控制信号的第一周期的开始对一个预设时间间隔计时，如果该周期控制信号的该第一周期达到该预设时间间隔的长度，则该控制器响应该预设时间间隔的终止而启动该周期控制信号的第二周期，其中该预设时间间隔是设置来得到该预设最小频率值。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于：该周期控制信号包括一个脉冲宽度调制信号。
3.根据权利要求1所述的电路，其特征在于：该预设时间间隔为40微秒，且该预设最小频率为25千赫兹。
4.根据权利要求1所述的电路，其特征在于：该预设时间间隔为50微秒，且该预设最小频率为20千赫兹。
5.根据权利要求1所述的电路，其特征在于：该定时器连接于该控制器供该周期控制信号用的一输出端与该控制器的一输入端之间。
6.根据权利要求1所述的电路，其特征在于：该控制器为一个直流/直流转换器的控制器，其中该至少一个开关包括一个高侧开关和一个低侧开关，且该周期控制信号包括一个脉冲宽度调制信号。
7.一种切换电路，包括：
至少一个开关；和
一个通过一个周期控制信号来控制该至少一个开关的状态的控制器，该至少一个开关响应于该周期控制信号而在该周期控制信号的每个周期开始时改变状态；该控制器有一个跳过模式，其中该控制器保持该至少一个开关在断开状态；该控制器响应于一个定时器，该定时器基于该周期控制信号的第一周期的开始对一预设时间间隔计时，如果该周期控制信号的该第一周期达到该预设时间间隔的长度，则该控制器响应该预设时间间隔的终止而启动该周期控制信号的第二周期，其中该预设时间间隔是设置来得到一个大于人耳可听频率范围的该周期控制信号的预设最小频率值。
8.根据权利要求7所述的电路，其特征在于：该周期控制信号包括一个脉冲宽度调制信号。
9.根据权利要求7所述的电路，其特征在于：该预设时间间隔为40微秒，且该预设最小频率为25千赫兹。
10.根据权利要求7所述的电路，其特征在于：该预设时间间隔为50微秒，且该预设最小频率为20千赫兹。
11.根据权利要求7所述的电路，其特征在于：该跳过模式基于该预设时间间隔的终止变为无效。
12.根据权利要求7所述的电路，其特征在于：该定时器连接于该控制器供该周期控制信号用的一输出端与该控制器供该跳过模式用的一输入端之间。
13.根据权利要求7所述的电路，其特征在于：该定时器为该控制器的一个内部部件。
14.一种保持开关状态切换的最小频率大于人耳可听频率的方法，该方法包括：
在该开关转变为第一状态的第一状态切换的起始，启动对一个预设时间间隔的计时；
监控该开关的状态；和
如果该开关仍处于该第一状态，则响应该预设时间间隔的终止而改变该开关的该状态，从而保持该开关的状态切换的最小频率大于该人耳可听频率。
15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于：该预设时间间隔为40微秒，且该最小频率为25千赫兹。
16.根据权利要求14所述的方法，其特征在于：该预设时间间隔为50微秒，且该最小频率为20千赫兹。
17.一种提供一个控制至少一个开关状态的控制信号的控制器，该控制器包括：
一个在该至少一个开关改变状态至一第一状态时开始对一个预设时间间隔计时的定时器；如果该至少一个开关自该预设时间间隔开始起已处于该第一状态，则该控制器会响应该时间间隔的终止，来切换该至少一个开关的该状态，其中该预设时间间隔设置使该至少一个开关的状态切换的最小频率大于一个人耳可听频率。
18.根据权利要求17所述的控制器，其特征在于：该预设时间间隔为40微秒，且该最小频率为25千赫兹。
19.根据权利要求17所述的控制器，其特征在于：该预设时间间隔为50微秒，且该最小频率为20千赫兹。
20.一种直流/直流转换器的控制方法，包括：
在直流/直流转换器的高侧开关状态切换的起始，启动对一个预设时间间隔的计时；
检测所述直流/直流转换器的所述高侧开关和低侧开关是否处于跳过模式，在所述跳过模式下，所述高侧开关和所述低侧开关都处于断开状态；以及
响应于所述预设时间间隔的终止，闭合所述低侧开关且无效所述跳过模式，以便所述高侧开关以一个大于人耳可听频率改变状态。
21.根据权利要求20所述的直流/直流转换器的控制方法，其特征在于：该方法进一步包括采用周期控制信号控制所述高侧和低侧开关，并且所述低侧开关的闭合导致所述直流/直流转换器的输出电容放电。
22.根据权利要求21所述的直流/直流转换器的控制方法，其特征在于：所述周期控制信号包括一个脉冲宽度调制信号，并且当所述输出电容上的电压电平下降到一个设定的电压电平时，所述脉冲宽度调制信号产生一个新的脉冲来闭合所述高侧开关。
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