KR100597415B1 - 가변저항 조절에 의해 개선된 스위칭 동작을 수행하는동기 정류형 직류/직류 컨버터 - Google Patents

가변저항 조절에 의해 개선된 스위칭 동작을 수행하는동기 정류형 직류/직류 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 가변저항 조절에 의해 개선된 스위칭 동작을 수행하는 동기 정류(synchronous)형 직류/직류 컨버터에 관한 발명으로서, 본 발명의 실시에 따른 직류/직류 컨버터는 데드타임(deadtime)을 갖고 서로 반전(inverting)되는 2개의 PWM 신호를 스위칭하여 출력하는 스위칭부와, 상기 스위칭부로부터 출력된 파형을 입력으로 하여 직류 전원을 출력하는 평활회로부와, 상기 스위칭부와 결합하고 상기 스위칭부로부터 출력된 파형의 스위칭 시간을 조절하는 가변저항부 및 상기 평활회로부의 출력단으로부터 전류를 감지하고, 상기 감지된 전류에 대응하는 저항값으로 상기 가변저항부의 저항값을 설정하는 가변저항 제어부를 포함한다.
직류/직류 컨버터(DC/DC converter), 벅 컨버터(buck converter), 동기 정류형 직류/직류 컨버터(Synchronous Buck DC/DC Converter)

Description

가변저항 조절에 의해 개선된 스위칭 동작을 수행하는 동기 정류형 직류/직류 컨버터{Synchronous buck DC/DC converter to perform the switching operation by adjusting variable resistor}
도 1은 종래의 직류/직류 컨버터의 개략적인 구성을 나타내는 블록도이다.
도 2는 도 1에서 도시하고 있는 블록도의 구체적인 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 3은 도 2에서 도시하고 있는 저항 R의 유무에 따른 스위칭 회로부의 출력 파형을 나타내는 예시도이다.
도 4는 본 발명의 실시에 따른 직류/직류 컨버터의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 5는 도 4에서 도시하고 있는 블록의 구체적인 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 6a 및 도 6b는 본 발명의 실시에 따라 부하 전류 Iout와 가변저항 Rvar 과의 관계를 나타내는 예시도이다.
도 7은 본 발명의 실시에 따른 가변저항값의 변화에 따른 스위칭 회로부의 출력 파형을 나타내는 예시도이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
400, 500: 직류/직류 컨버터
410, 510: 스위칭 회로부
420, 520: 스위칭 제어부
430, 530: 부트스트렙 회로부
440, 540: 평활 회로부
450, 550: 가변저항 제어부
552: 출력 감지부
554: 가변저항값 결정부
556: 저장부
558: 가변저항 조절부
460, 560: 가변저항부
본 발명은 직류/직류 컨버터(DC/DC converter)에 관한 것으로, 보다 상세하게는 벅(buck) 타입의 직류/직류 컨버터(이하, '컨버터'라 칭하기로 한다)에 있어서, 컨버터의 출력 전류의 값에 따라 가변저항을 조절함으로써 컨버터의 스위칭 동작을 개선하는 것에 관한 것이다.
통상적으로 대부분의 전자 기기는 IC 반도체의 사용에 따라 직류 전압(DC 전 압)을 사용하고 있으며, 또는 어댑터에서 출력되는 일정한 레벨의 직류 전압을 직류/직류(DC/DC) 컨버터를 사용하여 여러 개의 직류 전압으로 분리하여 사용하고 있다. 예컨대, DC 12V를 5V, 3.3V, 8V 등으로 이용한다.
도 1은 종래의 컨버터의 개략적인 구성을 나타내는 블록도로서, 컨버터(100)는 스위칭 회로부(110), 스위칭 제어부(120), 부트스트랩 회로부(130) 그리고 평활 회로부(140)를 포함한다.
스위칭 회로부(110)는 한 쌍의 전계효과 트랜지스터(Field Effect Transisitor, 이하 'FET'라고 칭하기로 한다)로 구성되고 스위칭 동작에 의해 일정한 듀티비를 갖는 구형파를 출력한다.
스위칭 제어부(120)는 스위칭 회로부(110)의 스위칭 동작을 제어한다. 또한, 부트스트랩 회로부(130)는 스위칭 회로부(110) 및 스위칭 제어부(120)와 연관되어 스위칭 회로부(110)를 구성하는 FET 중 상단에 위치한 FET을 구동시키기 위한 회로에 전원을 제공한다. 평활 회로부(140)는 스위칭 회로부(110)로부터 출력된 구형파를 일정한 값을 갖는 직류 전압으로 변환시킨다.
도 2는 도 1에서 도시하고 있는 블록도의 구체적인 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 2에서 도시하고 있는 바와 같이, 스위칭 회로부(110)는 Q1, Q2의 FET 쌍으로 구성되며, 각각의 입력은 데드타임(deadtime)을 갖고 서로 반전(inverting)되는 PWM 신호를 갖게 되고, 스위칭 동작에 의해 출력 노드(112)에서는 일정한 듀티비를 갖는 구형파가 출력된다. 스위칭 제어부(120)는 일반적으로 스위칭 회로부 (110)의 스위칭 동작을 제어하는 컨트롤 IC(120)를 사용한다. 상기 컨트롤 IC(120)는 Q1에 대한 입력 신호를 제공하는 HO 단자, Q2에 대한 입력 신호를 제공하는 LO 단자, 컨트롤 IC(120)를 구동하기 위한 Vcc 단자, 컨트롤 IC(120)에서 Q1 FET를 드라이브하기 위한 전원을 제공하는 Vb, Vs 단자를 포함한다. 이 때, HO 단자와 LO 단자에서 출력되는 구형파형은 데드타임(deadtime)을 갖고 서로 반전(inverting)되는 PWM 신호 파형이다.
부트스트랩 회로부(130)는 다이오드와 커패시터 C1으로 구성될 수 있는데, 스위칭 회로부(110)의 출력 노드(112)가 접지되면(즉, Q1 FET가 off, Q2 FET가 on되면), 5V 전원으로부터 부트스트랩 다이오드를 통하여 C1에 전하가 쌓이게 되며, 이로 인하여 Vb 단자와, Vs 단자 사이에 Vbs 전압이 형성되고, 형성된 V bs 전압이 Q1 FET를 드라이브하는데 사용된다.
평활 회로부(140)는 일반적으로 저항, 인덕터, 커패시터와 같은 수동 소자들을 이용하여 구성할 수 있는데, 도 2에서는 인덕터와 커패시터를 이용하여 구성하고 있다. 평활 회로부(140)는 스위칭 회로부(110)의 출력 노드(112)에서 출력된 구형파형을 직류 파형으로 변환함으로써 소정의 직류 전압을 제공하게 된다.
초기의 컨버터에서는 부트스트랩 회로부(130)와 컨트롤 IC(120) 사이에 도 2에서 도시한 것과 같은 저항(122)이 존재하지 않았다. 이러한 경우에는 스위칭 회로부(110)에서의 Q1 FET이 빠르게 스위칭 동작을 수행하게 되지만, 이로 인하여 Q1이 off에서 on으로 전환할 때 출력 노드(112)에서는 높은 피크 전압(peak voltage) 이 발생되어 그 결과로 Radiated EMI Margin을 초과할 가능성이 있었다. 도 3에서 도시한 '파형-A'는 저항(122)이 존재하지 않는 경우에 출력 노드(112)에서 나타나는 파형의 예를 도시하고 있다.
따라서, 이러한 문제점을 해결하기 위하여 도 2에서 도시하는 바와 같이, 부트스트랩 회로(130)와 컨트롤 IC(120) 사이에 저항 R(122)을 삽입함으로써 Q1 FET의 게이트 입력 임피던스에 변화를 주게 되면, 노드 112의 Ringing 피크 전압(peak voltage)을 감쇄시킬 수 있게 된다. 도 3에서 도시한 '파형-B'는 저항(122)이 존재하는 경우에 출력 노드(112)에서 나타나는 파형의 예를 도시하고 있다. 그러나, 이러한 경우에는 스위칭 회로부(110)에서의 스위칭 동작 시간이 증가하게 되어, 결국 스위칭 손실이 발생하게 되는 문제점이 생기게 된다.
즉, 저항 R(122)는 컨버터의 최대 부하 전류에 따른 스위칭 회로부(110)의 출력 노드(112)에서 발생하는 피크 전압(peak voltage)을 줄이는 목적으로 설정되었기 때문에, 컨버터에 적은 부하 전류가 발생하는 경우에도 스위칭 시간이 길어짐에 따른 불필요한 스위칭 손실이 발생하게 되는 것이다.
따라서, 스위칭 회로부(110)의 출력 노드(112)에서 발생하는 피크 전압(peak voltage)을 줄이도록 하면서, 동시에 Q1 FET의 스위칭 시간을 컨버터의 부하 전류에 따라 조절가능하게 함으로써 스위칭 손실을 줄이는 방법이 필요하게 되었다.
본 발명은 상기한 문제점을 개선하기 위해 안출된 것으로, 본 발명은 컨버터의 부하 전류의 값에 따라 스위칭 회로부를 구성하는 게이트 임피던스의 값을 조절 함으로써, 스위칭 회로부의 출력 노드에서의 스위칭 시간이 조절되어 스위칭 손실을 줄이는데 목적이 있다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 목적들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 실시에 따른 직류/직류 컨버터는 데드타임(deadtime)을 갖고 서로 반전(inverting)되는 2개의 PWM 신호를 스위칭하여 출력하는 스위칭부와, 상기 스위칭부로부터 출력된 파형을 입력으로 하여 직류 전원을 출력하는 평활회로부와, 상기 스위칭부와 결합하고 상기 스위칭부로부터 출력된 파형의 스위칭 시간을 조절하는 가변저항부 및 상기 평활회로부의 출력단으로부터 전류를 감지하고, 상기 감지된 전류에 대응하는 저항값으로 상기 가변저항부의 저항값을 설정하는 가변저항 제어부를 포함한다.
기타 실시예들의 구체적인 사항들은 상세한 설명 및 도면들에 포함되어 있다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
도 4는 본 발명의 실시에 따른 직류/직류 컨버터의 구성을 나타내는 블록도이다.
컨버터(400)는 스위칭 회로부(410), 스위칭 제어부(420), 부트스트랩 회로부(430), 평활 회로부(440), 가변저항 제어부(450) 그리고 가변저항부(460)를 포함한다. 이 때, 스위칭 회로부(410)와 스위칭 제어부(420)는 '스위칭부'로 칭할 수 있다.
스위칭 회로부(410)는 한 쌍의 FET로 구성되고 스위칭 동작에 의해 일정한 듀티비를 갖는 구형파를 출력하며, 스위칭 제어부(420)는 스위칭 회로부(410)의 스위칭 동작을 제어한다. 또한, 부트스트랩 회로부(430)는 스위칭 회로부(410) 및 스위칭 제어부(420)와 연관되어 스위칭 회로부(410)를 구성하는 FET 중 상단에 위치한 FET을 구동시키기 위한 회로에 전원을 제공한다. 평활 회로부(440)는 스위칭 회로부(410)로부터 출력된 파형을 일정한 값을 갖는 직류 전압으로 변환시킨다.
한편, 가변저항부(460)는 부트스트랩 회로부(430)와 스위칭 제어부(460) 사이에 위치하는데, 가변저항부(460)는 수동 소자 또는 능동 소자에 의해 구성될 수 있다.
가변저항 제어부(450)는 평활 회로부(440)의 출력, 즉 컨버터(400)의 출력단으로부터 부하 전류를 감지하고, 감지된 전류값에 따라 가변저항부(460)에 있는 가변 저항을 미리 설정된 값으로 조절한다.
도 5는 도 4에서 도시하고 있는 블록도의 구체적인 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 5에서 도시하고 있는 바와 같이, 스위칭 회로부(510)는 Q1, Q2의 FET 쌍으로 구성되며, 각각의 입력은 데드타임(deadtime)을 갖고 서로 반전(inverting)되는 PWM 신호로 하고, 스위칭 동작에 의해 출력 노드(512)에서는 일정한 듀티비를 갖는 구형파가 출력된다. 스위칭 제어부(520)는 일반적으로 스위칭 회로부(510)의 스위칭 동작을 제어하는 컨트롤 IC(520)를 사용한다. 상기 컨트롤 IC(520)는 Q1에 대한 입력 신호를 제공하는 HO 단자, Q2에 대한 입력 신호를 제공하는 LO 단자, 컨트롤 IC(120)에 전원을 공급하기 위한 Vcc 단자, 컨트롤 IC(520)에서 Q1 FET를 드라이브하기 위한 전원을 제공하는 Vb 단자 및 Vs 단자를 포함한다. 이 때, HO 단자와 LO 단자에서 출력되는 구형파형은 데드타임(deadtime)을 갖고 서로 반전(inverting)되는 PWM 신호 파형을 갖는다.
부트스트랩 회로부(530)는 다이오드와 커패시터 C1으로 구성될 수 있는데, 스위칭 회로부(510)의 출력 노드(512)가 접지되면(즉, Q1 FET가 off, Q2 FET가 on되면), 5V 전원으로부터 부트스트랩 다이오드를 통하여 C1에 전하가 쌓이게 된다. 그리고, 이로 인하여 Vb 단자와, Vs 단자 사이에 Vbs 전압이 형성되고, 형성된 Vbs 전압은 Q1 FET를 드라이브하는데 사용된다.
평활 회로부(540)는 일반적으로 저항, 인덕터, 커패시터와 같은 수동 소자들을 이용하여 구성할 수 있는데, 도 5에서는 인덕터와 커패시터를 이용하여 구성하 고 있다. 평활 회로부(540)는 스위칭 회로부(510)의 출력 노드(512)에서 출력된 구형파형을 직류 파형으로 변환함으로써 소정의 직류 전압을 제공하게 된다.
이와 같은 구성은 도 2에서 도시한 종래의 컨버터 구조와 유사한데, 본 발명에 따른 실시예에서는 고정된 값을 갖는 저항 R(122) 대신에 가변저항 Rvar(560)을 부트스트랩 회로(530)와 컨트롤 IC(520) 사이에 위치시키고, 가변 저항 Rvar(560)의 값을 설정하기 위한 가변저항 제어부(550)를 더 포함하게 된다. 이 때, 가변저항 Rvar (560)은 수동 소자, 능동 소자 또는 수동 소자와 능동 소자의 결합으로 구성될 수 있다.
이 때, 가변저항 제어부(550)는 출력 감지부(552), 가변저항값 결정부(554), 저장부(556) 그리고 가변저항 조절부(558)를 포함한다.
출력 감지부(552)는 평활 회로부(540)의 출력단, 즉 컨버터(500)의 출력단으로부터 부하 전류를 감지하고, 감지된 부하 전류의 값을 가변저항값 결정부(554)로 전달한다.
저장부(556)에는 컨버터(500)의 부하 전류의 값에 대응하여 설정하고자 하는 가변저항 Rvar (560)의 값이 저장된다. 이 때, 부하 전류의 값과 가변저항 값과의 관계는 바람직하게는 도 6a에서 도시하고 있는 것과 같이 비례 관계를 갖는다. 즉, 부하 전류 Iout의 값이 증가되면 증가될수록 가변저항 Rvar (560)의 값도 증가된다. 또다른 실시예로서, 바람직하게는 일정한 범위에 해당하는 부하 전류의 값에 대응 하여 소정의 가변저항 Rvar (560)의 값을 설정할 수도 있다. 즉, 도 6b에서 도시하고 있는 바와 같이, 부하 전류 Iout이 I1 범위에 속하는 경우에는 가변저항 Rvar (560)의 값을 R1으로, 부하 전류 Iout이 I2 범위에 속하는 경우에는 가변저항 Rvar (560)의 값을 R2으로, 부하 전류 Iout이 I3 범위에 속하는 경우에는 가변저항 Rvar (560)의 값을 R3으로 설정할 수도 있다.
위와 같은 대응 관계는 테이블과 같은 데이터 구조로서 저장부(556)에 저장된다.
가변저항값 결정부(554)는 출력 감지부(552)로부터 감지된 부하 전류를 이용하여 저장부(556)로부터 대응하는 가변저항 Rvar 의 값을 추출하고, 추출된 저항값을 가변저항 조절부(558)로 전달한다. 가변저항 조절부(558)은 가변저항 Rvar (560)의 값이 상기 추출된 저항값으로 설정되도록 가변저항 Rvar (560)의 값을 조절한다.
따라서, 가변저항 Rvar (560)의 값은 부하 전류의 값에 따라 변화되고, 그에 따라 스위칭 회로부(510)에서의 스위칭 시간이 변화하게 된다.
도 7은 본 발명의 실시에 따른 가변저항값의 변화에 따른 스위칭 회로부의 출력 파형을 나타내는 예시도이다.
이 때, 부하전류 Iout의 값과 관련하여 I1 < I2 < I3이고, 가변저항 Rvar (560)의 값과 관련하여 R1 < R2 < R3라고 가정한다.
파형 (a)는 부하전류가 I1인 경우 가변저항 Rvar (560)의 값이 R1으로 설정될 때, 파형 (b)는 부하전류가 I2인 경우 가변저항 Rvar (560)의 값이 R2으로 설정될 때, 파형 (c)는 부하전류가 I3인 경우 가변저항 Rvar (560)의 값이 R3으로 설정될 때 스위칭 회로부(510)의 출력단(512)에서의 파형을 각각 나타내고 있다.
즉, 부하전류가 작아지더라도 가변저항 Rvar (560)의 값을 조절함으로써 스위칭 회로부(510)의 출력노드(512)에서 발생하는 피크 전압(peak voltage)을 줄이는 것과 동시에 스위칭 시간을 줄일 수 있게 되고, 이에 따라 스위칭 손실을 감소시킬 수 있게 되는 것이다.
이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 한정하는 것은 아니다.
본 발명의 실시에 따라 컨버터를 구성하는 스위칭 회로부에서 발생하는 스위칭 동작에 따른 Ringing 피크 전압(peak voltage)를 줄이면서, 컨버터에 부하 전류에 따라 스위칭 시간을 조절함으로써 스위칭 회로부에서 발생하는 스위칭 손실을 감소시킬 수 있는 효과가 있다.

Claims (9)

  1. 데드타임(deadtime)을 갖고 서로 반전(inverting)되는 2개의 PWM 신호를 스위칭하여 출력하는 스위칭부;
    상기 스위칭부로부터 출력된 파형을 입력으로 하여 직류 전원을 출력하는 평활회로부;
    상기 스위칭부와 결합하고 상기 스위칭부로부터 출력된 파형의 스위칭 시간을 조절하는 가변저항부; 및
    상기 평활회로부의 출력단으로부터 전류를 감지하고, 상기 감지된 전류에 대응하는 저항값으로 상기 가변저항부의 저항값을 설정하는 가변저항 제어부를 포함하는 직류/직류 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭부는
    한 쌍의 FET(Field Effect Transisitor)를 포함하고, 스위칭 동작에 의해 일정한 주기를 갖는 구형파를 출력하는 스위칭 회로부; 및
    상기 스위칭 회로부의 스위칭 동작을 제어하는 스위칭 제어부를 포함하는 직류/직류 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 가변저항 제어부는
    상기 평활 회로의 출력단으로부터 부하 전류를 감지하는 출력 감지부;
    상기 감지된 부하 전류에 대응하는 저항값을 결정하는 가변저항 결정부; 및
    상기 결정된 저항값을 상기 가변저항부의 저항값으로 설정하는 가변저항 조절부를 포함하는 직류/직류 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 가변저항 결정부는 상기 감지된 부하 전류에 비례하도록 저항값을 결정하는 직류/직류 컨버터.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 가변저항 결정부는 상기 감지된 부하 전류의 소정의 범위에 대응하여 하나의 저항값을 결정하는 직류/직류 컨버터.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 가변저항 제어부는
    상기 출력 감지부에 의해 감지되는 부하 전류의 값과 상기 부하 전류의 값에 대응하는 저항값에 대한 정보를 저장하는 저장부를 더 포함하는 직류/직류 컨버터.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 회로부와 연관되어 상기 스위칭 회로부를 구동시키는 전원을 제공하는 부트스트랩 회로를 더 포함하는 직류/직류 컨버터.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 가변저항부는 수동 소자, 능동 소자 또는 수동 소자와 능동 소자의 조합으로 구성되는 직류/직류 컨버터.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 직류/직류 컨버터는 동기 정류형 벅(Synchronous buck) 타입인 직류/직류 컨버터.
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