JPH10248238A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH10248238A JPH10248238A JP9047726A JP4772697A JPH10248238A JP H10248238 A JPH10248238 A JP H10248238A JP 9047726 A JP9047726 A JP 9047726A JP 4772697 A JP4772697 A JP 4772697A JP H10248238 A JPH10248238 A JP H10248238A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷変動に関係なく、常に安定した出力電圧
と高い変換効率を維持できるＤＣ−ＤＣコンバータを実
現すること。 【解決手段】 出力電圧検出部１０３はＤＣ−ＤＣ変換
部１０２の変換電圧を検出する。又負荷電流を出力電流
検出部１０４が検出する。ＤＣ−ＤＣ変換制御部１０５
において、パルス幅制御回路１１２のＰＷＭ制御信号の
繰り返し周波数を、抵抗１０８，１０９とスイッチング
素子１１０とにより可変にする。電圧源１０１の直流電
圧を負荷１０６の動作に必要な直流電圧に変換するに際
し、負荷１０６の消費電力が大きいときにスイッチ素子
１１０をオンにし、ＰＷＭ制御信号の周波数を高くす
る。消費電力が小さいとき、スイッチ素子１１０をオフ
にしてＰＷＭ制御信号の周波数を低くする。こうすると
軽負荷時のスイッチング損失が少なくなる。
と高い変換効率を維持できるＤＣ−ＤＣコンバータを実
現すること。 【解決手段】 出力電圧検出部１０３はＤＣ−ＤＣ変換
部１０２の変換電圧を検出する。又負荷電流を出力電流
検出部１０４が検出する。ＤＣ−ＤＣ変換制御部１０５
において、パルス幅制御回路１１２のＰＷＭ制御信号の
繰り返し周波数を、抵抗１０８，１０９とスイッチング
素子１１０とにより可変にする。電圧源１０１の直流電
圧を負荷１０６の動作に必要な直流電圧に変換するに際
し、負荷１０６の消費電力が大きいときにスイッチ素子
１１０をオンにし、ＰＷＭ制御信号の周波数を高くす
る。消費電力が小さいとき、スイッチ素子１１０をオフ
にしてＰＷＭ制御信号の周波数を低くする。こうすると
軽負荷時のスイッチング損失が少なくなる。
Description
【０００１】
【発明に属する技術分野】本発明は、ＰＷＭ制御方式を
用いた直流安定化電源に係わり、特に軽負荷時の電力損
失を低減するＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであ
る。
用いた直流安定化電源に係わり、特に軽負荷時の電力損
失を低減するＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＤＣ−ＤＣコンバータは各種の方
式があり、例えば特開平３ー１７３３５２号公報に記載
されたものがある。ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端に負
荷が接続されるが、この例では、前記の出力端に出力電
圧閾値検定回路が並列接続され、出力電圧をモニタする
ようになっている。出力電圧閾値検定回路が負荷の通常
動作を検出した場合、直流電圧／直流電圧変換部への電
力供給がなされ、軽負荷になると出力電圧が設定値以上
になるので、直流電圧／直流電圧変換部への電力の供給
を中断するような制御手段が設けられている。そして電
力の供給が中断された期間は、出力コンデンサが電力の
供給を代行するようになっている。
式があり、例えば特開平３ー１７３３５２号公報に記載
されたものがある。ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端に負
荷が接続されるが、この例では、前記の出力端に出力電
圧閾値検定回路が並列接続され、出力電圧をモニタする
ようになっている。出力電圧閾値検定回路が負荷の通常
動作を検出した場合、直流電圧／直流電圧変換部への電
力供給がなされ、軽負荷になると出力電圧が設定値以上
になるので、直流電圧／直流電圧変換部への電力の供給
を中断するような制御手段が設けられている。そして電
力の供給が中断された期間は、出力コンデンサが電力の
供給を代行するようになっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このような方式の従来
のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、軽負荷時に直流電
圧／直流電圧変換部への電力の供給が中断され、電力の
供給の再開をする毎に直流電圧／直流電圧変換部に突入
電流が流れる。従って直流電圧／直流電圧の変換効率を
高めることができず、直流電圧／直流電圧変換部を構成
するスイッチ素子の寿命が短くなるという問題が生じて
いた。更に、直流電圧／直流電圧変換部への電力供給を
断続するため、出力電圧の安定性に問題が生じていた。
のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、軽負荷時に直流電
圧／直流電圧変換部への電力の供給が中断され、電力の
供給の再開をする毎に直流電圧／直流電圧変換部に突入
電流が流れる。従って直流電圧／直流電圧の変換効率を
高めることができず、直流電圧／直流電圧変換部を構成
するスイッチ素子の寿命が短くなるという問題が生じて
いた。更に、直流電圧／直流電圧変換部への電力供給を
断続するため、出力電圧の安定性に問題が生じていた。
【０００４】本発明は、このような従来の問題点に鑑み
てなされたものであって、負荷変動に関係なく、常に安
定して出力電圧と直流電圧／直流電圧の変換効率を高く
維持できるＤＣ−ＤＣコンバータを実現することを目的
とする。
てなされたものであって、負荷変動に関係なく、常に安
定して出力電圧と直流電圧／直流電圧の変換効率を高く
維持できるＤＣ−ＤＣコンバータを実現することを目的
とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るために本願の請求項１の発明は、直流電圧源をスイッ
チングすることにより、負荷用の直流電圧に変換する直
流電圧／直流電圧変換部と、前記直流電圧／直流電圧変
換部の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、前記直流
電圧／直流電圧変換部の出力電流を検出する出力電流検
出部と、前記出力電圧検出部の検出電圧に基づいて、前
記直流電圧／直流電圧変換部にスイッチング用のＰＷＭ
制御信号を与え、安定化直流電圧を出力するよう制御す
る直流電圧／直流電圧変換制御部と、を具備するＰＷＭ
制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記出力電
流検出部の検出電流値が所定以下の場合には、前記直流
電圧／直流電圧変換制御部のＰＷＭ制御信号の発振周波
数を下げる周波数制御手段を設けたことを特徴とするも
のである。
るために本願の請求項１の発明は、直流電圧源をスイッ
チングすることにより、負荷用の直流電圧に変換する直
流電圧／直流電圧変換部と、前記直流電圧／直流電圧変
換部の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、前記直流
電圧／直流電圧変換部の出力電流を検出する出力電流検
出部と、前記出力電圧検出部の検出電圧に基づいて、前
記直流電圧／直流電圧変換部にスイッチング用のＰＷＭ
制御信号を与え、安定化直流電圧を出力するよう制御す
る直流電圧／直流電圧変換制御部と、を具備するＰＷＭ
制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記出力電
流検出部の検出電流値が所定以下の場合には、前記直流
電圧／直流電圧変換制御部のＰＷＭ制御信号の発振周波
数を下げる周波数制御手段を設けたことを特徴とするも
のである。
【０００６】また本願の請求項２記載の発明では、前記
周波数制御手段は、基準電流値と前記出力電流検出部の
検出電流とを比較する比較器と、前記比較器の出力に応
じてオンオフし、発振周波数を変化させるスイッチ素子
と、を有することを特徴とするものである。
周波数制御手段は、基準電流値と前記出力電流検出部の
検出電流とを比較する比較器と、前記比較器の出力に応
じてオンオフし、発振周波数を変化させるスイッチ素子
と、を有することを特徴とするものである。
【０００７】このような構成によれば、出力電流検出部
で検出された出力電流と基準電流との比較結果により、
直流電圧／直流電圧変換制御部の発振周波数をスイッチ
素子で変化させることで、任意に切り換えることができ
る。これにより、軽負荷の場合に、スイッチング周波数
を下げてスイッチングロスを低減できる。また直流電圧
／直流電圧の変換効率を高めることができる。更に、ス
イッチング周波数を下げた場合にもＰＷＭ制御が可能な
ため、常に安定した出力電圧が得られる。
で検出された出力電流と基準電流との比較結果により、
直流電圧／直流電圧変換制御部の発振周波数をスイッチ
素子で変化させることで、任意に切り換えることができ
る。これにより、軽負荷の場合に、スイッチング周波数
を下げてスイッチングロスを低減できる。また直流電圧
／直流電圧の変換効率を高めることができる。更に、ス
イッチング周波数を下げた場合にもＰＷＭ制御が可能な
ため、常に安定した出力電圧が得られる。
【０００８】また、本願の請求項３の発明は、直流電圧
源をスイッチングすることにより、負荷用の直流電圧に
変換する直流電圧／直流電圧変換部と、前記直流電圧／
直流電圧変換部の出力電圧を検出する出力電圧検出部
と、前記直流電圧／直流電圧変換部の出力電流を検出す
る出力電流検出部と、前記出力電圧検出部の検出電圧に
基づいて、前記直流電圧／直流電圧変換部にスイッチン
グ用のＰＷＭ制御信号を与え、安定化直流電圧を出力す
るよう制御する直流電圧／直流電圧変換制御部と、を具
備するＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、前記出力電流検出部の検出電流値が所定以下の場合
には、前記直流電圧／直流電圧変換制御部のＰＷＭ制御
信号の電流値を下げるバイアス制御手段を設けたことを
特徴とするものである。
源をスイッチングすることにより、負荷用の直流電圧に
変換する直流電圧／直流電圧変換部と、前記直流電圧／
直流電圧変換部の出力電圧を検出する出力電圧検出部
と、前記直流電圧／直流電圧変換部の出力電流を検出す
る出力電流検出部と、前記出力電圧検出部の検出電圧に
基づいて、前記直流電圧／直流電圧変換部にスイッチン
グ用のＰＷＭ制御信号を与え、安定化直流電圧を出力す
るよう制御する直流電圧／直流電圧変換制御部と、を具
備するＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、前記出力電流検出部の検出電流値が所定以下の場合
には、前記直流電圧／直流電圧変換制御部のＰＷＭ制御
信号の電流値を下げるバイアス制御手段を設けたことを
特徴とするものである。
【０００９】また本願の請求項４記載の発明では、前記
バイアス制御手段は、基準電流値と前記出力電流検出部
の検出電流とを比較する比較器と、前記比較器の出力に
応じてオンオフし、前記ＰＷＭ制御信号の電流値を変化
させるスイッチ素子と、を有することを特徴とするもの
である。
バイアス制御手段は、基準電流値と前記出力電流検出部
の検出電流とを比較する比較器と、前記比較器の出力に
応じてオンオフし、前記ＰＷＭ制御信号の電流値を変化
させるスイッチ素子と、を有することを特徴とするもの
である。
【００１０】このような構成によれば、出力電流検出部
で検出された出力電流と基準電流との比較結果により、
スイッチ素子をオンオフし、直流電圧／直流電圧変換制
御部のＰＷＭ制御信号の電流値を変化させる。そして軽
負荷の場合に直流電圧／直流電圧変換部を駆動可能な必
要最小限の電流値に設定することで、ドライブ損失を低
減でき、直流電圧／直流電圧の変換効率を高めることが
できる。
で検出された出力電流と基準電流との比較結果により、
スイッチ素子をオンオフし、直流電圧／直流電圧変換制
御部のＰＷＭ制御信号の電流値を変化させる。そして軽
負荷の場合に直流電圧／直流電圧変換部を駆動可能な必
要最小限の電流値に設定することで、ドライブ損失を低
減でき、直流電圧／直流電圧の変換効率を高めることが
できる。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明の第１の実施形態における
ＤＣ−ＤＣにコンバータについて、図１を用いて説明す
る。図１は本実施の形態におけるＰＷＭ制御方式のＤＣ
−ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。
このＤＣ−ＤＣコンバータは電池等の直流電圧を電子機
器の動作に必要な直流電圧に変換するもので、電圧源１
０１、直流電圧／直流電圧変換部（ＤＣ−ＤＣ変換部）
１０２、出力電圧検出部１０３、出力電流検出部１０
４、直流電圧／直流電圧変換制御部（ＤＣ−ＤＣ変換制
御部）１０５を含んで構成される。
ＤＣ−ＤＣにコンバータについて、図１を用いて説明す
る。図１は本実施の形態におけるＰＷＭ制御方式のＤＣ
−ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。
このＤＣ−ＤＣコンバータは電池等の直流電圧を電子機
器の動作に必要な直流電圧に変換するもので、電圧源１
０１、直流電圧／直流電圧変換部（ＤＣ−ＤＣ変換部）
１０２、出力電圧検出部１０３、出力電流検出部１０
４、直流電圧／直流電圧変換制御部（ＤＣ−ＤＣ変換制
御部）１０５を含んで構成される。
【００１２】電圧源１０１は電池等の直流電源であり、
携帯用の電子機器にあってはその内部に電圧源１０１が
取り替え可能なようになっている。ＤＣ−ＤＣ変換部１
０２は入力された直流電圧を所望の直流電圧に変換する
もので、スイッチング素子やトランスは勿論のこと、ダ
イオード、コンデンサ、コイル等からなる整流回路を含
むスイッチングレギュレータである。出力電圧検出部１
０３はＤＣ−ＤＣ変換部１０２の出力電圧を検出する電
圧検出部である。出力電流検出部１０４は負荷１０６に
供給される電流を検出する電流検出部である。ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換制御部１０５は出力電圧検出部１０３の検出電圧
と出力電流検出部１０４の検出電流に基づいてＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部１０２にＰＷＭ制御信号を与え、負荷１０６に
印加される電圧が定電圧となるよう制御する制御部であ
る。
携帯用の電子機器にあってはその内部に電圧源１０１が
取り替え可能なようになっている。ＤＣ−ＤＣ変換部１
０２は入力された直流電圧を所望の直流電圧に変換する
もので、スイッチング素子やトランスは勿論のこと、ダ
イオード、コンデンサ、コイル等からなる整流回路を含
むスイッチングレギュレータである。出力電圧検出部１
０３はＤＣ−ＤＣ変換部１０２の出力電圧を検出する電
圧検出部である。出力電流検出部１０４は負荷１０６に
供給される電流を検出する電流検出部である。ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換制御部１０５は出力電圧検出部１０３の検出電圧
と出力電流検出部１０４の検出電流に基づいてＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部１０２にＰＷＭ制御信号を与え、負荷１０６に
印加される電圧が定電圧となるよう制御する制御部であ
る。
【００１３】ＤＣ−ＤＣ変換制御部１０５は、パルス幅
制御回路１１２、比較器１１１、抵抗１０８，１０９、
スイッチ素子１１０、コンデンサ１０７を含んで構成さ
れる。パルス幅制御回路１１２はその内部に三角波発振
器を有し、その発振周波数は端子Ｃｔに接続されたコン
デンサ１０７の容量値と、端子Ｒｔに接続された抵抗値
によって決定される。従来のＤＣ−ＤＣコンバータで
は、三角波発振器の発振周波数は固定であり、端子Ｒｔ
に接続される抵抗は抵抗１０８のみである。しかし本実
施の形態では、抵抗１０８と並列に、抵抗１０９とスイ
ッチング素子１１０の直列接続体を設け、発振時定数を
比較器１１１の出力で制御するようにしたことが特徴で
ある。
制御回路１１２、比較器１１１、抵抗１０８，１０９、
スイッチ素子１１０、コンデンサ１０７を含んで構成さ
れる。パルス幅制御回路１１２はその内部に三角波発振
器を有し、その発振周波数は端子Ｃｔに接続されたコン
デンサ１０７の容量値と、端子Ｒｔに接続された抵抗値
によって決定される。従来のＤＣ−ＤＣコンバータで
は、三角波発振器の発振周波数は固定であり、端子Ｒｔ
に接続される抵抗は抵抗１０８のみである。しかし本実
施の形態では、抵抗１０８と並列に、抵抗１０９とスイ
ッチング素子１１０の直列接続体を設け、発振時定数を
比較器１１１の出力で制御するようにしたことが特徴で
ある。
【００１４】比較器１１１は出力電流検出部１０４の検
出出力と、パルス幅制御回路１１２の端子Ｖｒｅｆから
出力される基準電圧とを比較する回路であり、比較結果
はスイッチ素子１１０の制御入力端に与えられる。スイ
ッチ素子１１０はＦＥＴ又はスイッチングトランジスタ
であり、パルス幅制御回路１１２の端子Ｒｔとグランド
間との抵抗値を２値に制御する。なお、パルス幅制御回
路１１２の端子Ｖｏには出力電圧検出部１０３の検出電
圧が入力され、負荷１０６に印加される電圧の値によっ
て、発振パルスのパルス幅が制御され、電圧源１０１の
電圧がある範囲で変化しても、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２
の出力電圧が一定となるよう制御されることは、従前の
回路と同様である。
出出力と、パルス幅制御回路１１２の端子Ｖｒｅｆから
出力される基準電圧とを比較する回路であり、比較結果
はスイッチ素子１１０の制御入力端に与えられる。スイ
ッチ素子１１０はＦＥＴ又はスイッチングトランジスタ
であり、パルス幅制御回路１１２の端子Ｒｔとグランド
間との抵抗値を２値に制御する。なお、パルス幅制御回
路１１２の端子Ｖｏには出力電圧検出部１０３の検出電
圧が入力され、負荷１０６に印加される電圧の値によっ
て、発振パルスのパルス幅が制御され、電圧源１０１の
電圧がある範囲で変化しても、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２
の出力電圧が一定となるよう制御されることは、従前の
回路と同様である。
【００１５】以上のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータの動作について説明する。電圧源１０１より入力電
圧が与えられると、出力電圧検出部１０３と出力電流検
出部１０４は、負荷１０６に印加される出力電圧と負荷
電流をそれぞれ検出する。パルス幅制御回路１１２は、
コンデンサ１０７及び端子Ｒｔとグランド間の抵抗値で
設定される発振周波数でパルスを発生し、出力電圧検出
部１０３の検出電圧に応じてパルス幅制御されたＰＷＭ
制御信号をＤＣ−ＤＣ変換部１０２に与える。ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部１０２は、ＤＣ−ＤＣ変換制御部１０５から与
えられたＰＷＭ制御信号に従いスイッチング動作を行
い、負荷１０６に出力電圧を与える。
ータの動作について説明する。電圧源１０１より入力電
圧が与えられると、出力電圧検出部１０３と出力電流検
出部１０４は、負荷１０６に印加される出力電圧と負荷
電流をそれぞれ検出する。パルス幅制御回路１１２は、
コンデンサ１０７及び端子Ｒｔとグランド間の抵抗値で
設定される発振周波数でパルスを発生し、出力電圧検出
部１０３の検出電圧に応じてパルス幅制御されたＰＷＭ
制御信号をＤＣ−ＤＣ変換部１０２に与える。ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部１０２は、ＤＣ−ＤＣ変換制御部１０５から与
えられたＰＷＭ制御信号に従いスイッチング動作を行
い、負荷１０６に出力電圧を与える。
【００１６】一例として負荷１０６が携帯用のＡＶ機器
とし、内蔵電池で動作するものとする。ＡＶ機器のモー
ドを再生（プレイ）モードにしたとき、記録媒体の駆動
モータが回転し、スピーカから音声が出力されたりす
る。この場合はＡＶ機器の消費電力は増加し、出力電流
検出部１０４は負荷電流が大であることを検出する。比
較器１１１は基準電圧の大きさと検出電流の大きさを比
較し、オン信号をスイッチ素子１１０に出力する。この
ためスイッチ素子１１０が導通し、三角波発生回路の外
付け抵抗値が抵抗１０７と１０９の並列接続抵抗値とな
り、三角波の発振周波数が増加する。このためＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部１０５のスイッチング周期が短くなり、電力転
送レートが増加する。このように消費電力の増加時は、
負荷電流が増大しても出力電圧を一定に保持するための
動作が行われ、通常のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作
する。
とし、内蔵電池で動作するものとする。ＡＶ機器のモー
ドを再生（プレイ）モードにしたとき、記録媒体の駆動
モータが回転し、スピーカから音声が出力されたりす
る。この場合はＡＶ機器の消費電力は増加し、出力電流
検出部１０４は負荷電流が大であることを検出する。比
較器１１１は基準電圧の大きさと検出電流の大きさを比
較し、オン信号をスイッチ素子１１０に出力する。この
ためスイッチ素子１１０が導通し、三角波発生回路の外
付け抵抗値が抵抗１０７と１０９の並列接続抵抗値とな
り、三角波の発振周波数が増加する。このためＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部１０５のスイッチング周期が短くなり、電力転
送レートが増加する。このように消費電力の増加時は、
負荷電流が増大しても出力電圧を一定に保持するための
動作が行われ、通常のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作
する。
【００１７】次にＡＶ機器のモードが休止又は一時停止
になった場合を考える。またＡＶ機器の電源スイッチを
オフにしても、内部に設けられた一時記憶のメモリが動
作を続けている場合もある。このような場合の消費電力
は小さくなるが、以上のような非動作モードはその設定
時間も長く、時間の経過に伴う電池の消耗も無視出来な
い。したがって非動作モードにおける電池の消耗をより
少なくすることが望ましいので、このモードにおけるＤ
Ｃ−ＤＣ変換部１０２における電力損失を最少にする必
要がある。
になった場合を考える。またＡＶ機器の電源スイッチを
オフにしても、内部に設けられた一時記憶のメモリが動
作を続けている場合もある。このような場合の消費電力
は小さくなるが、以上のような非動作モードはその設定
時間も長く、時間の経過に伴う電池の消耗も無視出来な
い。したがって非動作モードにおける電池の消耗をより
少なくすることが望ましいので、このモードにおけるＤ
Ｃ−ＤＣ変換部１０２における電力損失を最少にする必
要がある。
【００１８】このような非動作モード（待機モード）の
場合、出力電流検出部１０４の検出電流は小となる。比
較器１１１は基準電圧の大きさと検出電流の大きさを比
較し、オフ信号をスイッチ素子１１０に出力する。この
ためスイッチ素子１１０が非導通となり、三角波発生回
路の外付け抵抗が抵抗１０８のみとなり、抵抗値が増加
する。従って三角波の発振周波数が低下し、ＤＣ−ＤＣ
変換部１０２のスイッチング周期が長くなる。ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部１０５の電力損失はスイッチング回数に比例す
るので、ＰＷＭ制御信号の周期が長くなると、電力転送
レートは減少し、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２における電力
損失も減少する。こうして出力電圧を一定に保持するた
めの最少限度の動作が行われる。
場合、出力電流検出部１０４の検出電流は小となる。比
較器１１１は基準電圧の大きさと検出電流の大きさを比
較し、オフ信号をスイッチ素子１１０に出力する。この
ためスイッチ素子１１０が非導通となり、三角波発生回
路の外付け抵抗が抵抗１０８のみとなり、抵抗値が増加
する。従って三角波の発振周波数が低下し、ＤＣ−ＤＣ
変換部１０２のスイッチング周期が長くなる。ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部１０５の電力損失はスイッチング回数に比例す
るので、ＰＷＭ制御信号の周期が長くなると、電力転送
レートは減少し、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２における電力
損失も減少する。こうして出力電圧を一定に保持するた
めの最少限度の動作が行われる。
【００１９】ここで、比較器１１１、スイッチ素子１１
０、抵抗１０８，１０９、コンデンサ１０７は、ＤＣ−
ＤＣ変換制御部１０５のＰＷＭ制御信号の発振周波数を
出力電流検出部１０４の検出電流の基づいて変化させる
周波数制御手段を構成している。このように、本実施の
形態に示すＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、
負荷１０６を流れる電流の変動に応じて、スイッチング
周波数を切り換えることができる。
０、抵抗１０８，１０９、コンデンサ１０７は、ＤＣ−
ＤＣ変換制御部１０５のＰＷＭ制御信号の発振周波数を
出力電流検出部１０４の検出電流の基づいて変化させる
周波数制御手段を構成している。このように、本実施の
形態に示すＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、
負荷１０６を流れる電流の変動に応じて、スイッチング
周波数を切り換えることができる。
【００２０】本発明の第２の実施の形態におけるＤＣ−
ＤＣコンバータについて、図２を用いて説明する。図２
は本実施の形態におけるＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの基本構成を示すブロック図であり、第１の実
施の形態と同一部分は同一の名称つけて詳細な説明を省
略する。このＤＣ−ＤＣコンバータも電圧源２０１、直
流電圧／直流電圧変換部（ＤＣ−ＤＣ変換部）２０２、
出力電圧検出部２０３、出力電流検出部２０４、直流電
圧／直流電圧変換制御部（ＤＣ−ＤＣ変換制御部）２０
５を含んで構成される。
ＤＣコンバータについて、図２を用いて説明する。図２
は本実施の形態におけるＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの基本構成を示すブロック図であり、第１の実
施の形態と同一部分は同一の名称つけて詳細な説明を省
略する。このＤＣ−ＤＣコンバータも電圧源２０１、直
流電圧／直流電圧変換部（ＤＣ−ＤＣ変換部）２０２、
出力電圧検出部２０３、出力電流検出部２０４、直流電
圧／直流電圧変換制御部（ＤＣ−ＤＣ変換制御部）２０
５を含んで構成される。
【００２１】ＤＣ−ＤＣ変換制御部２０５は出力電圧検
出部２０３の検出電圧と出力電流検出部２０４の検出電
流に基づいてＤＣ−ＤＣ変換部２０２にＰＷＭ制御信号
を与え、電圧源２０１の電圧がある範囲で変化しても、
負荷２０６に印加される電圧を定電圧となるよう制御す
る制御部である。
出部２０３の検出電圧と出力電流検出部２０４の検出電
流に基づいてＤＣ−ＤＣ変換部２０２にＰＷＭ制御信号
を与え、電圧源２０１の電圧がある範囲で変化しても、
負荷２０６に印加される電圧を定電圧となるよう制御す
る制御部である。
【００２２】ＤＣ−ＤＣ変換制御部２０５は、パルス幅
制御回路２１３、比較器２１２、抵抗２０８，２０９，
２１１、スイッチ素子２１０、コンデンサ２０７を含ん
で構成される。パルス幅制御回路１１２はその内部に三
角波発振器を有し、その発振周波数は端子Ｃｔに接続さ
れたコンデンサ２０７の容量値と、端子Ｒｔに接続され
た抵抗値２０８によって決定される。本実施の形態の三
角波発振器は、抵抗２０８とコンデンサ２０７の容量値
が固定であるので、ＰＷＭ制御信号の繰り返し周波数は
一定である。
制御回路２１３、比較器２１２、抵抗２０８，２０９，
２１１、スイッチ素子２１０、コンデンサ２０７を含ん
で構成される。パルス幅制御回路１１２はその内部に三
角波発振器を有し、その発振周波数は端子Ｃｔに接続さ
れたコンデンサ２０７の容量値と、端子Ｒｔに接続され
た抵抗値２０８によって決定される。本実施の形態の三
角波発振器は、抵抗２０８とコンデンサ２０７の容量値
が固定であるので、ＰＷＭ制御信号の繰り返し周波数は
一定である。
【００２３】本実施の形態のパルス幅制御回路２１３に
は、電流設定端子ＲBIASが設けられている。この端子は
ＤＣ−ＤＣ変換部２０２に与えるＰＷＭ制御信号の電流
値を制御するために設けられたものであり、外付け抵抗
値によって制御できる。ＤＣ−ＤＣ変換部２０２はスイ
ッチングトランジスタが設けられているが、そのトラン
ジスタのベースにＰＷＭ制御信号が入力される。
は、電流設定端子ＲBIASが設けられている。この端子は
ＤＣ−ＤＣ変換部２０２に与えるＰＷＭ制御信号の電流
値を制御するために設けられたものであり、外付け抵抗
値によって制御できる。ＤＣ−ＤＣ変換部２０２はスイ
ッチングトランジスタが設けられているが、そのトラン
ジスタのベースにＰＷＭ制御信号が入力される。
【００２４】スイッチ素子２１０は比較器２１２の比較
結果によってオン又はオフとなり、オフ時には抵抗２０
９の抵抗値によってバイアス電流値が決まる。またスイ
ッチ素子２１０のオン時には、抵抗２０９と２１１の並
列抵抗値によってバイアス電流値が決まり、抵抗２０９
のみの場合より電流値は低下するものとする。
結果によってオン又はオフとなり、オフ時には抵抗２０
９の抵抗値によってバイアス電流値が決まる。またスイ
ッチ素子２１０のオン時には、抵抗２０９と２１１の並
列抵抗値によってバイアス電流値が決まり、抵抗２０９
のみの場合より電流値は低下するものとする。
【００２５】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作について説明する。電圧源２０１より入力電圧
が与えられると、出力電圧検出部２０３と出力電流検出
部２０４は、負荷２０６に印加される出力電圧と負荷電
流をそれぞれ検出する。ＤＣ−ＤＣ変換制御部２０５
は、出力電圧検出部２０３の検出電圧と、出力電流検出
部２０４の検出電流に従い、デューティ比を制御し、コ
ンデンサ２０７と抵抗２０８で設定される発振周波数の
ＰＷＭ制御信号をＤＣ−ＤＣ変換部２０２に与える。
タの動作について説明する。電圧源２０１より入力電圧
が与えられると、出力電圧検出部２０３と出力電流検出
部２０４は、負荷２０６に印加される出力電圧と負荷電
流をそれぞれ検出する。ＤＣ−ＤＣ変換制御部２０５
は、出力電圧検出部２０３の検出電圧と、出力電流検出
部２０４の検出電流に従い、デューティ比を制御し、コ
ンデンサ２０７と抵抗２０８で設定される発振周波数の
ＰＷＭ制御信号をＤＣ−ＤＣ変換部２０２に与える。
【００２６】ＤＣ−ＤＣ変換部２０２は、ＤＣ−ＤＣ変
換制御部２０５から与えられたＰＷＭ制御信号に従いス
イッチングトランジスタをオンオフさせ、負荷２０６に
出力電圧を与える。ＰＷＭ制御信号の電流値を設定する
抵抗値は、出力電流検出部２０４の検出電流値によって
制御される。即ち、出力電流検出部２０４の検出電流値
とパルス幅制御回路２１３の基準電圧とが比較器２１２
で比較され、比較結果によりスイッチ素子２１０がオン
又はオフとなる。
換制御部２０５から与えられたＰＷＭ制御信号に従いス
イッチングトランジスタをオンオフさせ、負荷２０６に
出力電圧を与える。ＰＷＭ制御信号の電流値を設定する
抵抗値は、出力電流検出部２０４の検出電流値によって
制御される。即ち、出力電流検出部２０４の検出電流値
とパルス幅制御回路２１３の基準電圧とが比較器２１２
で比較され、比較結果によりスイッチ素子２１０がオン
又はオフとなる。
【００２７】第１の実施の形態の場合と同様のケースを
考える。負荷２０６の消費電力が増加すると、比較器１
１１は基準電圧の大きさと検出電流の大きさを比較し、
出力電流検出部１０４の出力より負荷電流が大であるこ
とを検出する。そしてオン信号がスイッチ素子２１０に
出力されると、スイッチ素子２１０は導通し、端子Ｒ
BIASとグランド間の抵抗値が減少する。このときＰＷＭ
制御信号の電流値が増加する。このためＤＣ−ＤＣ変換
部２０２のスイッチングトランジスタのバイアス電流が
大きくなるので、スイッチングトランジスタのオン抵抗
が低下し、電力転送量が増加する。このように消費電力
の増加時は、負荷電流が増大しても、電池の消耗状態に
係わらず出力電圧を一定に保持するたの動作が行われ、
通常のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作する。
考える。負荷２０６の消費電力が増加すると、比較器１
１１は基準電圧の大きさと検出電流の大きさを比較し、
出力電流検出部１０４の出力より負荷電流が大であるこ
とを検出する。そしてオン信号がスイッチ素子２１０に
出力されると、スイッチ素子２１０は導通し、端子Ｒ
BIASとグランド間の抵抗値が減少する。このときＰＷＭ
制御信号の電流値が増加する。このためＤＣ−ＤＣ変換
部２０２のスイッチングトランジスタのバイアス電流が
大きくなるので、スイッチングトランジスタのオン抵抗
が低下し、電力転送量が増加する。このように消費電力
の増加時は、負荷電流が増大しても、電池の消耗状態に
係わらず出力電圧を一定に保持するたの動作が行われ、
通常のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作する。
【００２８】負荷２０６が軽くなった場合、出力電流検
出部２０４の検出電流は小となる。比較器２１２は基準
電圧の大きさと検出電流の大きさを比較し、オフ信号を
スイッチ素子２１０に出力する。このためスイッチ素子
２１０が非導通となり、端子ＲBIASとグランド間の抵抗
値が増加する。このためＰＷＭ制御信号の電流値が減少
し、ＤＣ−ＤＣ変換部２０２のスイッチングトランジス
タのバイアス電流が小さくなる。このためオンオフの切
り替え時に生じるスイッチングトランジスタのコレクタ
電流値がベースのバイアス電流で制限される。その結
果、スイッチングトランジスタの電力損失は少なくな
り、またＤＣ−ＤＣ変換部２０２の負荷２０６の軽減度
に併せて出力電流も抑えられる。こうして出力電圧を一
定に保持するための最少限度の動作が行われる。
出部２０４の検出電流は小となる。比較器２１２は基準
電圧の大きさと検出電流の大きさを比較し、オフ信号を
スイッチ素子２１０に出力する。このためスイッチ素子
２１０が非導通となり、端子ＲBIASとグランド間の抵抗
値が増加する。このためＰＷＭ制御信号の電流値が減少
し、ＤＣ−ＤＣ変換部２０２のスイッチングトランジス
タのバイアス電流が小さくなる。このためオンオフの切
り替え時に生じるスイッチングトランジスタのコレクタ
電流値がベースのバイアス電流で制限される。その結
果、スイッチングトランジスタの電力損失は少なくな
り、またＤＣ−ＤＣ変換部２０２の負荷２０６の軽減度
に併せて出力電流も抑えられる。こうして出力電圧を一
定に保持するための最少限度の動作が行われる。
【００２９】ここで抵抗２０９，２１１、スイッチ素子
２１０、比較器２１２は、ＤＣ−ＤＣ変換制御部２０５
のＰＷＭ制御信号の電流値を制御するバイアス制御用の
抵抗を、出力電流検出部２０４の検出電流の基づいて変
化させるバイアス制御手段を構成している。このよう
に、本実施の形態に示すＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、負荷２０６を流れる電流の変動に応じて、
ＰＷＭ制御信号の電流値をＰＷＭ制御可能な必要最小限
の値に設定することができる。
２１０、比較器２１２は、ＤＣ−ＤＣ変換制御部２０５
のＰＷＭ制御信号の電流値を制御するバイアス制御用の
抵抗を、出力電流検出部２０４の検出電流の基づいて変
化させるバイアス制御手段を構成している。このよう
に、本実施の形態に示すＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、負荷２０６を流れる電流の変動に応じて、
ＰＷＭ制御信号の電流値をＰＷＭ制御可能な必要最小限
の値に設定することができる。
【００３０】
【発明の効果】以上本願の請求項１、２の発明によれ
ば、負荷電流の変動に応じてＤＣ−ＤＣコンバータのス
イッチング周波数を変化させることができる。このた
め、負荷電流が少ない場合には、スイッチング周波数を
下げることでスイッチングロスを低減でき、直流電圧／
直流電圧の高い変換効率を維持できるという効果が得ら
れる。
ば、負荷電流の変動に応じてＤＣ−ＤＣコンバータのス
イッチング周波数を変化させることができる。このた
め、負荷電流が少ない場合には、スイッチング周波数を
下げることでスイッチングロスを低減でき、直流電圧／
直流電圧の高い変換効率を維持できるという効果が得ら
れる。
【００３１】また、請求項３、４の発明によれば、負荷
電流の変動に応じて直流電圧／直流電圧変換制御部から
直流電圧／直流電圧変換部へ供給するＰＷＭ制御信号の
電流値を最適化させることができる。このため、負荷電
流が少ない場合には、ＰＷＭ制御信号の電流値を下げる
ことによりドライブ損失を低減でき、直流電圧／直流電
圧の高い変換効率を維持できるという効果が得られる。
電流の変動に応じて直流電圧／直流電圧変換制御部から
直流電圧／直流電圧変換部へ供給するＰＷＭ制御信号の
電流値を最適化させることができる。このため、負荷電
流が少ない場合には、ＰＷＭ制御信号の電流値を下げる
ことによりドライブ損失を低減でき、直流電圧／直流電
圧の高い変換効率を維持できるという効果が得られる。
【００３２】いずれの発明も、従来のＤＣ−ＤＣコンバ
ータのモジュールの機能をそのまま生かすことができ、
簡単且つ安価な素子の追加により、非動作モード又は待
機時の電池の消耗を少なくすることができる。
ータのモジュールの機能をそのまま生かすことができ、
簡単且つ安価な素子の追加により、非動作モード又は待
機時の電池の消耗を少なくすることができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの基本構成図である。
コンバータの基本構成図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータの基本構成図である。
コンバータの基本構成図である。
１０１，２０１ 電圧源 １０２，２０２ 直流電圧／直流電圧変換部（ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部） １０３，２０３ 出力電圧検出部 １０４，２０４ 出力電流検出部 １０５，２０５ 直流電圧／直流電圧変換制御部（ＤＣ
−ＤＣ変換部制御部） １０８，１０９，２０８，２０９，２１１ 抵抗 １１１，２１２ 比較器 １０７，２０７ コンデンサ １１０，２１０ スイッチ素子 １１２，２１３ パルス幅制御回路
Ｃ変換部） １０３，２０３ 出力電圧検出部 １０４，２０４ 出力電流検出部 １０５，２０５ 直流電圧／直流電圧変換制御部（ＤＣ
−ＤＣ変換部制御部） １０８，１０９，２０８，２０９，２１１ 抵抗 １１１，２１２ 比較器 １０７，２０７ コンデンサ １１０，２１０ スイッチ素子 １１２，２１３ パルス幅制御回路
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電圧源をスイッチングすることによ
り、負荷用の直流電圧に変換する直流電圧／直流電圧変
換部と、 前記直流電圧／直流電圧変換部の出力電圧を検出する出
力電圧検出部と、 前記直流電圧／直流電圧変換部の出力電流を検出する出
力電流検出部と、 前記出力電圧検出部の検出電圧に基づいて、前記直流電
圧／直流電圧変換部にスイッチング用のＰＷＭ制御信号
を与え、安定化直流電圧を出力するよう制御する直流電
圧／直流電圧変換制御部と、を具備するＰＷＭ制御方式
のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記出力電流検出部の検出電流値が所定以下の場合に
は、前記直流電圧／直流電圧変換制御部のＰＷＭ制御信
号の発振周波数を下げる周波数制御手段を設けたことを
特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記周波数制御手段は、 基準電流値と前記出力電流検出部の検出電流とを比較す
る比較器と、 前記比較器の出力に応じてオンオフし、発振周波数を変
化させるスイッチ素子と、を有するものであることを特
徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 直流電圧源をスイッチングすることによ
り、負荷用の直流電圧に変換する直流電圧／直流電圧変
換部と、 前記直流電圧／直流電圧変換部の出力電圧を検出する出
力電圧検出部と、 前記直流電圧／直流電圧変換部の出力電流を検出する出
力電流検出部と、 前記出力電圧検出部の検出電圧に基づいて、前記直流電
圧／直流電圧変換部にスイッチング用のＰＷＭ制御信号
を与え、安定化直流電圧を出力するよう制御する直流電
圧／直流電圧変換制御部と、を具備するＰＷＭ制御方式
のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記出力電流検出部の検出電流値が所定以下の場合に
は、前記直流電圧／直流電圧変換制御部のＰＷＭ制御信
号の電流値を下げるバイアス制御手段を設けたことを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記バイアス制御手段は、 基準電流値と前記出力電流検出部の検出電流とを比較す
る比較器と、 前記比較器の出力に応じてオンオフし、前記ＰＷＭ制御
信号の電流値を変化させるスイッチ素子と、を有するも
のであることを特徴とする請求項３記載のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9047726A JPH10248238A (ja) | 1997-03-03 | 1997-03-03 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9047726A JPH10248238A (ja) | 1997-03-03 | 1997-03-03 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10248238A true JPH10248238A (ja) | 1998-09-14 |
Family
ID=12783346
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9047726A Pending JPH10248238A (ja) | 1997-03-03 | 1997-03-03 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10248238A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010045467A (ko) * | 1999-11-05 | 2001-06-05 | 송재인 | 모터용 전원공급장치 |
| KR100597415B1 (ko) | 2004-12-16 | 2006-07-05 | 삼성전자주식회사 | 가변저항 조절에 의해 개선된 스위칭 동작을 수행하는동기 정류형 직류/직류 컨버터 |
| US7872458B2 (en) | 2007-12-17 | 2011-01-18 | Panasonic Corporation | DC-to-DC converter |
| US7973429B2 (en) | 2006-03-31 | 2011-07-05 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Apparatus with speaker |
| JP2016505236A (ja) * | 2013-02-05 | 2016-02-18 | 深▲セン▼市華星光電技術有限公司 | 電源システム及びその制御方法 |
| US9543933B2 (en) | 2010-09-30 | 2017-01-10 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Control circuit, DCDC converter, and driving method |
-
1997
- 1997-03-03 JP JP9047726A patent/JPH10248238A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010045467A (ko) * | 1999-11-05 | 2001-06-05 | 송재인 | 모터용 전원공급장치 |
| KR100597415B1 (ko) | 2004-12-16 | 2006-07-05 | 삼성전자주식회사 | 가변저항 조절에 의해 개선된 스위칭 동작을 수행하는동기 정류형 직류/직류 컨버터 |
| USRE44180E1 (en) | 2004-12-16 | 2013-04-30 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Synchronous buck DC/DC converter to perform an improved switching operation by adjusting variable resistor |
| US7973429B2 (en) | 2006-03-31 | 2011-07-05 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Apparatus with speaker |
| US7872458B2 (en) | 2007-12-17 | 2011-01-18 | Panasonic Corporation | DC-to-DC converter |
| US9543933B2 (en) | 2010-09-30 | 2017-01-10 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Control circuit, DCDC converter, and driving method |
| JP2016505236A (ja) * | 2013-02-05 | 2016-02-18 | 深▲セン▼市華星光電技術有限公司 | 電源システム及びその制御方法 |
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