JPH1141914A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH1141914A JPH1141914A JP19611297A JP19611297A JPH1141914A JP H1141914 A JPH1141914 A JP H1141914A JP 19611297 A JP19611297 A JP 19611297A JP 19611297 A JP19611297 A JP 19611297A JP H1141914 A JPH1141914 A JP H1141914A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷変動に関係なく、常に安定した出力電圧
と高い変換効率を維持できるＰＷＭ制御方式のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを提供する。 【解決手段】 電流検出部１０４により負荷電流を検出
し、比較器１１１に伝達する。比較器において所定の基
準値Ｖｒｅｆと負荷電流を比較し、所定値以上の負荷電
流が流れている場合にスイッチ１１０をオフにする。パ
ルス制御回路１１２の基準三角波発振周波数の時定数は
端子Ｃｔと端子Ｒｔに接続されているインピーダンスに
より決定される。スイッチ１１０がオフの場合には時定
数が大きくなりＰＷＭ信号発振周波数は下がり、ＤＣ−
ＤＣ変換部１０２のスイッチング周波数が低くなり、ス
イッチングロスを減少させることができる。
と高い変換効率を維持できるＰＷＭ制御方式のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを提供する。 【解決手段】 電流検出部１０４により負荷電流を検出
し、比較器１１１に伝達する。比較器において所定の基
準値Ｖｒｅｆと負荷電流を比較し、所定値以上の負荷電
流が流れている場合にスイッチ１１０をオフにする。パ
ルス制御回路１１２の基準三角波発振周波数の時定数は
端子Ｃｔと端子Ｒｔに接続されているインピーダンスに
より決定される。スイッチ１１０がオフの場合には時定
数が大きくなりＰＷＭ信号発振周波数は下がり、ＤＣ−
ＤＣ変換部１０２のスイッチング周波数が低くなり、ス
イッチングロスを減少させることができる。
Description
【０００１】
【発明に属する技術分野】本発明は、パルス幅変調（以
下、ＰＷＭと略記する）制御方式を用いた直流安定化電
源に関する。特に負荷電流が大きいときの電力損失を低
減する直流電圧−直流電圧変換（以下、ＤＣ−ＤＣと略
記する）制御装置に関する。
下、ＰＷＭと略記する）制御方式を用いた直流安定化電
源に関する。特に負荷電流が大きいときの電力損失を低
減する直流電圧−直流電圧変換（以下、ＤＣ−ＤＣと略
記する）制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＤＣ−ＤＣコンバータは特開平３
−１７３３５２号公報に記載されたものが知られてい
る。電圧源と、出力端と並列に接続された出力電圧閾値
検定回路と、出力電圧が前記出力電圧閾値検定回路の設
定閾値以下の場合には電圧源からＤＣ−ＤＣ変換部への
電力供給を行い、出力電圧が前記出力電圧閾値検定回路
の設定閾値以上になった場合にはＤＣ−ＤＣ変換部への
電力の供給を中断する手段と、前記電力の供給が中断さ
れている間に出力端への電力の供給を代行する出力コン
デンサとで構成されている。
−１７３３５２号公報に記載されたものが知られてい
る。電圧源と、出力端と並列に接続された出力電圧閾値
検定回路と、出力電圧が前記出力電圧閾値検定回路の設
定閾値以下の場合には電圧源からＤＣ−ＤＣ変換部への
電力供給を行い、出力電圧が前記出力電圧閾値検定回路
の設定閾値以上になった場合にはＤＣ−ＤＣ変換部への
電力の供給を中断する手段と、前記電力の供給が中断さ
れている間に出力端への電力の供給を代行する出力コン
デンサとで構成されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このような従来方式の
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力電圧が設定閾値
以上になったときにＤＣ−ＤＣ変換制御回路への電力の
供給が中断され、出力電圧が設定閾値以下に戻った後に
電力供給を再開する毎にＤＣ−ＤＣ変換部に突入電流が
流れ、電力損失を伴うので突入電流が大きくスイッチン
グ周波数が高いほどスイッチングロスが大きくなりＤＣ
−ＤＣ変換効率を高めることができず、またスイッチン
グ素子の寿命が短くなるという問題が生じていた。な
お、出力電圧の調整のためスイッチング素子のスイッチ
ング制御にＰＷＭ制御が用いられるが、その場合はＰＷ
Ｍ信号発生の基準三角波発振周波数が高いほど前記スイ
ッチング周波数が高いことを意味する。
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、出力電圧が設定閾値
以上になったときにＤＣ−ＤＣ変換制御回路への電力の
供給が中断され、出力電圧が設定閾値以下に戻った後に
電力供給を再開する毎にＤＣ−ＤＣ変換部に突入電流が
流れ、電力損失を伴うので突入電流が大きくスイッチン
グ周波数が高いほどスイッチングロスが大きくなりＤＣ
−ＤＣ変換効率を高めることができず、またスイッチン
グ素子の寿命が短くなるという問題が生じていた。な
お、出力電圧の調整のためスイッチング素子のスイッチ
ング制御にＰＷＭ制御が用いられるが、その場合はＰＷ
Ｍ信号発生の基準三角波発振周波数が高いほど前記スイ
ッチング周波数が高いことを意味する。
【０００４】本発明は、このような従来の問題点に対し
て、スイッチングロスの影響を低減して高いＤＣ−ＤＣ
変換効率を維持し、常に安定した出力電圧を供給できる
ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
て、スイッチングロスの影響を低減して高いＤＣ−ＤＣ
変換効率を維持し、常に安定した出力電圧を供給できる
ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧−
直流電圧変換部と前記直流電圧−直流電圧変換部にスイ
ッチング用のＰＷＭ制御信号を与える直流電圧−直流電
圧変換制御部とを備えたＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、前記直流電圧−直流電圧変換部内部
を流れる電流値を検出する電流検出部と、前記電流検出
部の検出電流値に基づいて前記直流電圧−直流電圧変換
制御部のＰＷＭ制御信号の発振周波数を可変とするＰＷ
Ｍ制御信号の発振周波数制御手段を備える。
に本発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧−
直流電圧変換部と前記直流電圧−直流電圧変換部にスイ
ッチング用のＰＷＭ制御信号を与える直流電圧−直流電
圧変換制御部とを備えたＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、前記直流電圧−直流電圧変換部内部
を流れる電流値を検出する電流検出部と、前記電流検出
部の検出電流値に基づいて前記直流電圧−直流電圧変換
制御部のＰＷＭ制御信号の発振周波数を可変とするＰＷ
Ｍ制御信号の発振周波数制御手段を備える。
【０００６】さらに、本発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、前記ＰＷＭ制御信号の発振周波数制御手段が、
基準値と前記電流検出部の検出電流値とを比較する比較
器と、前記比較器に接続され、前記検出電流値が前記基
準値より大きいときに前記ＰＷＭ制御信号の発振時定数
を大きくするようにインピーダンスを制御するスイッチ
素子であることが好ましい。
ータは、前記ＰＷＭ制御信号の発振周波数制御手段が、
基準値と前記電流検出部の検出電流値とを比較する比較
器と、前記比較器に接続され、前記検出電流値が前記基
準値より大きいときに前記ＰＷＭ制御信号の発振時定数
を大きくするようにインピーダンスを制御するスイッチ
素子であることが好ましい。
【０００７】かかる構成により、電流検出部で検出され
た電流と基準電流との比較結果によりスイッチ素子で変
化させることで、ＤＣ−ＤＣ変換制御部の発振周波数を
切り替えることができる。これにより、負荷電流が大き
いの場合にスイッチング周波数を下げてスイッチングロ
スを低減でき、ＤＣ−ＤＣの変換効率を高めることがで
きる。スイッチング周波数を下げた場合にもＰＷＭ制御
が可能なため、常に安定した出力電圧が得られる。更に
スイッチング周波数が低くなるとスイッチイング素子の
寿命を延ばすこともできる。
た電流と基準電流との比較結果によりスイッチ素子で変
化させることで、ＤＣ−ＤＣ変換制御部の発振周波数を
切り替えることができる。これにより、負荷電流が大き
いの場合にスイッチング周波数を下げてスイッチングロ
スを低減でき、ＤＣ−ＤＣの変換効率を高めることがで
きる。スイッチング周波数を下げた場合にもＰＷＭ制御
が可能なため、常に安定した出力電圧が得られる。更に
スイッチング周波数が低くなるとスイッチイング素子の
寿命を延ばすこともできる。
【０００８】次に、上記課題を解決するために本発明に
かかるＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧−直流電圧変
換部と前記直流電圧−直流電圧変換部にスイッチング用
のＰＷＭ制御信号を与える直流電圧−直流電圧変換制御
部とを備えたＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記直流電圧−直流電圧変換部内部を流れる電
流値を検出する電流検出部と、前記電流検出部の検出電
流値に基づいて前記直流電圧−直流電圧変換制御部のＰ
ＷＭ制御信号の電流値を可変とするバイアス手段を備え
る。
かかるＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧−直流電圧変
換部と前記直流電圧−直流電圧変換部にスイッチング用
のＰＷＭ制御信号を与える直流電圧−直流電圧変換制御
部とを備えたＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記直流電圧−直流電圧変換部内部を流れる電
流値を検出する電流検出部と、前記電流検出部の検出電
流値に基づいて前記直流電圧−直流電圧変換制御部のＰ
ＷＭ制御信号の電流値を可変とするバイアス手段を備え
る。
【０００９】さらに、本発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、前記バイアス手段が、基準値と前記電流検出部
の検出電流値とを比較する比較器と、前記比較器に接続
され、前記検出電流値が前記基準値より大きいときに前
記ＰＷＭ制御信号の電流値を小さくするようにインピー
ダンスを制御するスイッチ素子であることが好ましい。
ータは、前記バイアス手段が、基準値と前記電流検出部
の検出電流値とを比較する比較器と、前記比較器に接続
され、前記検出電流値が前記基準値より大きいときに前
記ＰＷＭ制御信号の電流値を小さくするようにインピー
ダンスを制御するスイッチ素子であることが好ましい。
【００１０】かかる構成により、電流検出部で検出され
た電流と基準電流との比較結果によりスイッチ素子で変
化させることで、ＤＣ−ＤＣ変換制御部のＰＷＭ制御信
号の電流値を変化させることができる。これにより、負
荷電流が大きい場合にＤＣ−ＤＣ変換部に与えるＰＷＭ
信号の電流値を低減することでドライブ損失を低減で
き、ＤＣ−ＤＣの変換効率を高めることができる。
た電流と基準電流との比較結果によりスイッチ素子で変
化させることで、ＤＣ−ＤＣ変換制御部のＰＷＭ制御信
号の電流値を変化させることができる。これにより、負
荷電流が大きい場合にＤＣ−ＤＣ変換部に与えるＰＷＭ
信号の電流値を低減することでドライブ損失を低減で
き、ＤＣ−ＤＣの変換効率を高めることができる。
【００１１】
（実施形態１）本発明の実施形態１にかかるＤＣ−ＤＣ
コンバータについて、図１を参照しながら説明する。こ
のＤＣ−ＤＣコンバータは電池等の電圧源から供給され
る直流電圧を負荷側の電子機器の動作に必要な直流電圧
に変換するＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータであ
る。図１は本実施形態１にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ
の基本構成を示すブロック図である。電圧源１０１、Ｄ
Ｃ−ＤＣ変換部１０２、出力電圧検出部１０３、電流検
出部１０４、ＤＣ−ＤＣ変換制御部１０５を含んで構成
される。
コンバータについて、図１を参照しながら説明する。こ
のＤＣ−ＤＣコンバータは電池等の電圧源から供給され
る直流電圧を負荷側の電子機器の動作に必要な直流電圧
に変換するＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータであ
る。図１は本実施形態１にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ
の基本構成を示すブロック図である。電圧源１０１、Ｄ
Ｃ−ＤＣ変換部１０２、出力電圧検出部１０３、電流検
出部１０４、ＤＣ−ＤＣ変換制御部１０５を含んで構成
される。
【００１２】電圧源１０１は電池等の直流電圧源であ
る。ＤＣ−ＤＣ変換部１０２は電圧源１０１から入力さ
れた直流電圧を所望の直流電圧に変換するもので、図１
に示すようにスイッチング素子、ダイオード、コンデン
サ、コイル等からなる整流回路を含むスイッチングレギ
ュレータである。出力電圧検出部１０３はＤＣ−ＤＣ変
換部１０２により変換された出力電圧の電圧値を検出す
るものである。電流検出部１０４は前記ＤＣ−ＤＣ変換
部内部を流れる電流の大きさを検出するもので、本実施
形態では図示のようにコイルを流れる電流の大きさを検
出する。なお本実施形態では検出した電流の大きさを電
圧値に変換して出力する。ＤＣ−ＤＣ変換制御部１０５
は出力電圧検出部１０３の検出電圧と電流検出部１０４
の検出電流に基づいてＤＣ−ＤＣ変換部１０２にスイッ
チング信号となるＰＷＭ制御信号を与え、負荷１０６に
印加される電圧が定電圧となるように制御する制御部で
ある。
る。ＤＣ−ＤＣ変換部１０２は電圧源１０１から入力さ
れた直流電圧を所望の直流電圧に変換するもので、図１
に示すようにスイッチング素子、ダイオード、コンデン
サ、コイル等からなる整流回路を含むスイッチングレギ
ュレータである。出力電圧検出部１０３はＤＣ−ＤＣ変
換部１０２により変換された出力電圧の電圧値を検出す
るものである。電流検出部１０４は前記ＤＣ−ＤＣ変換
部内部を流れる電流の大きさを検出するもので、本実施
形態では図示のようにコイルを流れる電流の大きさを検
出する。なお本実施形態では検出した電流の大きさを電
圧値に変換して出力する。ＤＣ−ＤＣ変換制御部１０５
は出力電圧検出部１０３の検出電圧と電流検出部１０４
の検出電流に基づいてＤＣ−ＤＣ変換部１０２にスイッ
チング信号となるＰＷＭ制御信号を与え、負荷１０６に
印加される電圧が定電圧となるように制御する制御部で
ある。
【００１３】ＤＣ−ＤＣ変換制御部１０５は、パルス幅
制御回路１１２、コンデンサ１０７、抵抗１０８、１０
９、スイッチ素子１１０、比較器１１１を含んで構成さ
れる。パルス幅制御回路１１２は、その内部に三角波発
振器を有し、その発振周波数は端子Ｃｔに接続されたコ
ンデンサ１０７の容量値と、端子Ｒｔに接続された抵抗
値によって決定される。従来のＤＣ−ＤＣコンバータで
は、三角波発振器の発振周波数は固定であり、端子Ｒｔ
に接続される抵抗は抵抗１０８に相当するもののみであ
る。しかし本実施形態１では、抵抗１０８と並列に抵抗
１０９とスイッチ素子１１０の直列接続回路を設け、発
振時定数を比較器１１１の出力で制御するようにしたこ
とが特徴である。比較器１１１は、電流検出部１０４の
検出出力と、パルス幅制御回路１１２の端子Ｖｒｅｆか
ら出力される基準電圧とを比較する回路であり、前者の
方が大きい場合、つまり電流検出部１０４の検出出力が
基準電圧Ｖｒｅｆを越えた場合、比較器１１１はロー出
力になるものとする。前記比較結果はスイッチ素子１１
０の制御入力端子に与えられる。
制御回路１１２、コンデンサ１０７、抵抗１０８、１０
９、スイッチ素子１１０、比較器１１１を含んで構成さ
れる。パルス幅制御回路１１２は、その内部に三角波発
振器を有し、その発振周波数は端子Ｃｔに接続されたコ
ンデンサ１０７の容量値と、端子Ｒｔに接続された抵抗
値によって決定される。従来のＤＣ−ＤＣコンバータで
は、三角波発振器の発振周波数は固定であり、端子Ｒｔ
に接続される抵抗は抵抗１０８に相当するもののみであ
る。しかし本実施形態１では、抵抗１０８と並列に抵抗
１０９とスイッチ素子１１０の直列接続回路を設け、発
振時定数を比較器１１１の出力で制御するようにしたこ
とが特徴である。比較器１１１は、電流検出部１０４の
検出出力と、パルス幅制御回路１１２の端子Ｖｒｅｆか
ら出力される基準電圧とを比較する回路であり、前者の
方が大きい場合、つまり電流検出部１０４の検出出力が
基準電圧Ｖｒｅｆを越えた場合、比較器１１１はロー出
力になるものとする。前記比較結果はスイッチ素子１１
０の制御入力端子に与えられる。
【００１４】パルス幅制御回路１１２の基本動作は従来
のＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータと同様であ
り、端子Ｖｏには出力電圧検出部１０３の検出電圧がフ
ィードバックされ、負荷１０６に印加される電圧によっ
て、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２へのＰＷＭ制御信号のパル
ス幅が制御され、電圧源１０１の電圧がある範囲で変化
しても、ＤＣ−ＤＣ変換制御部１０２の出力電圧が所定
の電圧値で一定となるよう制御される。
のＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータと同様であ
り、端子Ｖｏには出力電圧検出部１０３の検出電圧がフ
ィードバックされ、負荷１０６に印加される電圧によっ
て、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２へのＰＷＭ制御信号のパル
ス幅が制御され、電圧源１０１の電圧がある範囲で変化
しても、ＤＣ−ＤＣ変換制御部１０２の出力電圧が所定
の電圧値で一定となるよう制御される。
【００１５】以上のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータの動作について説明する。電圧源１０１より入力直
流電圧が与えられると、出力電圧検出部１０３と電流検
出部１０４は、負荷１０６に印加される出力電圧とＤＣ
−ＤＣ変換部１０２を流れる電流をそれぞれ検出する。
この時、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２を流れる電流は、負荷
１０６を流れる電流により変化する。パルス幅制御回路
１１２は、端子Ｃｔに接続されているコンデンサ１０７
及び端子Ｒｔとグランド間の抵抗値で設定される発振周
波数でパルスを発生し、出力電圧検出部１０３の検出電
圧に応じてパルス幅制御されたＰＷＭ制御信号をＤＣ−
ＤＣ変換部１０２に与える。ここで負荷１０６が軽負荷
インピーダンスで負荷電流が大きくなる場合、ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部１０２におけるスイッチングロスが大きくなっ
てしまい、電力変換効率が低下する。本実施形態１では
以下の方法により、前記突入電流が大きい時にＰＷＭ信
号のスイッチング周波数を下げることにより電力変換効
率を改善する。
ータの動作について説明する。電圧源１０１より入力直
流電圧が与えられると、出力電圧検出部１０３と電流検
出部１０４は、負荷１０６に印加される出力電圧とＤＣ
−ＤＣ変換部１０２を流れる電流をそれぞれ検出する。
この時、ＤＣ−ＤＣ変換部１０２を流れる電流は、負荷
１０６を流れる電流により変化する。パルス幅制御回路
１１２は、端子Ｃｔに接続されているコンデンサ１０７
及び端子Ｒｔとグランド間の抵抗値で設定される発振周
波数でパルスを発生し、出力電圧検出部１０３の検出電
圧に応じてパルス幅制御されたＰＷＭ制御信号をＤＣ−
ＤＣ変換部１０２に与える。ここで負荷１０６が軽負荷
インピーダンスで負荷電流が大きくなる場合、ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換部１０２におけるスイッチングロスが大きくなっ
てしまい、電力変換効率が低下する。本実施形態１では
以下の方法により、前記突入電流が大きい時にＰＷＭ信
号のスイッチング周波数を下げることにより電力変換効
率を改善する。
【００１６】ＤＣ−ＤＣ変換部１０２内部を流れる電流
の変化は電流検出部１０４により検出され、比較器１１
１に伝達される。比較器１１１は前記検出値とパルス幅
制御回路１１２にあらかじめ設定されている基準電圧値
Ｖｒｅｆと比較する。この基準電圧値Ｖｒｅｆの設定は
許容の電力変換損失範囲、回路構成などに基づいて決定
する。前記検出値が基準電圧値Ｖｒｅｆを越えている場
合は比較器１１１のロー出力がスイッチ素子１１０に伝
達され、スイッチ素子１１０はオフとなり、パルス幅制
御回路１１２の端子Ｒｔとグランド間との抵抗は抵抗１
０８のみとなる。抵抗１０８と抵抗１０９の並列合成抵
抗と比べ、パルス幅制御回路１１２の端子Ｒｔとグラン
ド間との抵抗値は大きくなるので、三角波の発振時定数
が大きくなり、発振周波数が下がり、発生するＰＷＭ信
号のスイッチング周波数が低下する。
の変化は電流検出部１０４により検出され、比較器１１
１に伝達される。比較器１１１は前記検出値とパルス幅
制御回路１１２にあらかじめ設定されている基準電圧値
Ｖｒｅｆと比較する。この基準電圧値Ｖｒｅｆの設定は
許容の電力変換損失範囲、回路構成などに基づいて決定
する。前記検出値が基準電圧値Ｖｒｅｆを越えている場
合は比較器１１１のロー出力がスイッチ素子１１０に伝
達され、スイッチ素子１１０はオフとなり、パルス幅制
御回路１１２の端子Ｒｔとグランド間との抵抗は抵抗１
０８のみとなる。抵抗１０８と抵抗１０９の並列合成抵
抗と比べ、パルス幅制御回路１１２の端子Ｒｔとグラン
ド間との抵抗値は大きくなるので、三角波の発振時定数
が大きくなり、発振周波数が下がり、発生するＰＷＭ信
号のスイッチング周波数が低下する。
【００１７】以上より、本実施形態１に示すＰＷＭ制御
方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷１０６を流れる電
流変動に応じて、スイッチング周波数を切り替えること
ができ、スイッチングロスを低減でき、ＤＣ−ＤＣコン
バータの電力変換効率を改善することができる。更にス
イッチング周波数を下げた場合にもＰＷＭ制御は可能で
あるので安定した出力電圧供給が可能である。
方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷１０６を流れる電
流変動に応じて、スイッチング周波数を切り替えること
ができ、スイッチングロスを低減でき、ＤＣ−ＤＣコン
バータの電力変換効率を改善することができる。更にス
イッチング周波数を下げた場合にもＰＷＭ制御は可能で
あるので安定した出力電圧供給が可能である。
【００１８】なお、本実施形態１では三角波の発振周波
数制御に関し、基準電圧Ｖｒｅｆ、比較器１１１、スイ
ッチ素子１１０および抵抗１０９からなる回路を１つ設
け、パルス幅制御回路１１２の端子Ｒｔとグランド間の
抵抗値を２値に制御したが、基準電圧Ｖｒｅｆ、比較器
１１１、スイッチ素子１１０および抵抗１０９からなる
回路を複数並列に設けてパルス幅制御回路１１２の端子
Ｒｔとグランド間の抵抗値を多値に制御して三角波発振
周波数制御を多段階としても良い。
数制御に関し、基準電圧Ｖｒｅｆ、比較器１１１、スイ
ッチ素子１１０および抵抗１０９からなる回路を１つ設
け、パルス幅制御回路１１２の端子Ｒｔとグランド間の
抵抗値を２値に制御したが、基準電圧Ｖｒｅｆ、比較器
１１１、スイッチ素子１１０および抵抗１０９からなる
回路を複数並列に設けてパルス幅制御回路１１２の端子
Ｒｔとグランド間の抵抗値を多値に制御して三角波発振
周波数制御を多段階としても良い。
【００１９】（実施の形態２）本発明の実施形態２にか
かるＤＣ−ＤＣコンバータについて、図２を参照しなが
ら説明する。なお以下、実施形態１で説明したものと同
様の部分については適宜説明を省略する。図２は本実施
形態２にかかるＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ
の基本構成を示すブロック図であり、電圧源２０１、Ｄ
Ｃ−ＤＣ変換部２０２、出力電圧検出部２０３、電流検
出部２０４はそれぞれ実施形態１で説明したものと同様
のものである。ＤＣ−ＤＣ変換制御部２０５は出力電圧
検出部２０３の検出電圧と電流検出部２０４の検出電流
に基づいてＤＣ−ＤＣ変換部２０２にＰＷＭ制御信号を
与え、電圧源２０１の電圧がある範囲変化しても、負荷
２０６に印加される電圧を定電圧になるよう制御する制
御部である。
かるＤＣ−ＤＣコンバータについて、図２を参照しなが
ら説明する。なお以下、実施形態１で説明したものと同
様の部分については適宜説明を省略する。図２は本実施
形態２にかかるＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ
の基本構成を示すブロック図であり、電圧源２０１、Ｄ
Ｃ−ＤＣ変換部２０２、出力電圧検出部２０３、電流検
出部２０４はそれぞれ実施形態１で説明したものと同様
のものである。ＤＣ−ＤＣ変換制御部２０５は出力電圧
検出部２０３の検出電圧と電流検出部２０４の検出電流
に基づいてＤＣ−ＤＣ変換部２０２にＰＷＭ制御信号を
与え、電圧源２０１の電圧がある範囲変化しても、負荷
２０６に印加される電圧を定電圧になるよう制御する制
御部である。
【００２０】ＤＣ−ＤＣ変換制御部２０５は、パルス幅
制御回路２１３、比較器２１２、抵抗２０８、２０９、
２１１、スイッチ素子２１０、コンデンサ２０７を含ん
で構成される。パルス幅制御回路２１３はその内部に三
角波発振器を有し、その発振周波数は端子Ｃｔに接続さ
れたコンデンサ２０７の容量値と、端子Ｒｔに接続され
た抵抗２０８の抵抗値によって決定される。本実施形態
２のパルス幅制御回路２１３には、電流設定端子ＲBIAS
が設けられている。この端子はＤＣ−ＤＣ変換部２０２
に与えるＰＷＭ制御信号の電流値を制御するために設け
られたものであり、外付け抵抗値によって制御できる。
制御回路２１３、比較器２１２、抵抗２０８、２０９、
２１１、スイッチ素子２１０、コンデンサ２０７を含ん
で構成される。パルス幅制御回路２１３はその内部に三
角波発振器を有し、その発振周波数は端子Ｃｔに接続さ
れたコンデンサ２０７の容量値と、端子Ｒｔに接続され
た抵抗２０８の抵抗値によって決定される。本実施形態
２のパルス幅制御回路２１３には、電流設定端子ＲBIAS
が設けられている。この端子はＤＣ−ＤＣ変換部２０２
に与えるＰＷＭ制御信号の電流値を制御するために設け
られたものであり、外付け抵抗値によって制御できる。
【００２１】スイッチ素子２１０は比較器２１２の比較
結果によってオン又はオフとなり、オフ時には抵抗２０
９の抵抗値によってＰＷＭ制御信号の電流値が決まる。
またスイッチ素子２１０がオン時には、抵抗２０９と２
１１の並列抵抗値によってＰＷＭ制御信号の電流値が決
まる。本実施形態２ではパルス幅制御回路２１３の出力
であるＰＷＭ制御信号電流値はＲBIAS−グランド間の抵
抗値と反比例関係にあるものとする。抵抗２０９の抵抗
値は抵抗２０９と抵抗２１１の並列合成抵抗値より大き
くなるのでスイッチ素子２１０がオフのときＰＷＭ制御
信号電流値は小さくなる。
結果によってオン又はオフとなり、オフ時には抵抗２０
９の抵抗値によってＰＷＭ制御信号の電流値が決まる。
またスイッチ素子２１０がオン時には、抵抗２０９と２
１１の並列抵抗値によってＰＷＭ制御信号の電流値が決
まる。本実施形態２ではパルス幅制御回路２１３の出力
であるＰＷＭ制御信号電流値はＲBIAS−グランド間の抵
抗値と反比例関係にあるものとする。抵抗２０９の抵抗
値は抵抗２０９と抵抗２１１の並列合成抵抗値より大き
くなるのでスイッチ素子２１０がオフのときＰＷＭ制御
信号電流値は小さくなる。
【００２２】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作について説明する。電圧源２０１より入力電圧
が与えられると、出力電圧検出部２０３とＤＣ−ＤＣ変
換部２０２内部のコイルを流れる電流を検出する電流検
出部２０４は、それぞれ負荷２０６に印加される出力電
圧と負荷電流を検出する。ＤＣ−ＤＣ変換制御部２０５
は、出力電圧検出部２０３の検出電圧と、電流検出部２
０４の検出電流に従い、ＰＷＭ制御信号のデューティー
比を制御し、コンデンサ２０７と抵抗２０８で設定され
る発振周波数のＰＷＭ制御信号をＤＣ−ＤＣ変換部２０
２に与える。ＤＣ−ＤＣ変換部２０２は、ＤＣ−ＤＣ変
換制御部２０５から与えられたＰＷＭ制御信号に従いス
イッチングトランジスタをスイッチングして、負荷２０
６に出力電圧を与える。
タの動作について説明する。電圧源２０１より入力電圧
が与えられると、出力電圧検出部２０３とＤＣ−ＤＣ変
換部２０２内部のコイルを流れる電流を検出する電流検
出部２０４は、それぞれ負荷２０６に印加される出力電
圧と負荷電流を検出する。ＤＣ−ＤＣ変換制御部２０５
は、出力電圧検出部２０３の検出電圧と、電流検出部２
０４の検出電流に従い、ＰＷＭ制御信号のデューティー
比を制御し、コンデンサ２０７と抵抗２０８で設定され
る発振周波数のＰＷＭ制御信号をＤＣ−ＤＣ変換部２０
２に与える。ＤＣ−ＤＣ変換部２０２は、ＤＣ−ＤＣ変
換制御部２０５から与えられたＰＷＭ制御信号に従いス
イッチングトランジスタをスイッチングして、負荷２０
６に出力電圧を与える。
【００２３】ここで負荷２０６が軽負荷インピーダンス
であるとき負荷電流が大きくなり、ＤＣ−ＤＣ変換部２
０２における電力損失が大きくなってしまい、電力変換
効率が低下する。本実施形態２では以下の方法により、
ＤＣ−ＤＣ変換部２０２のスイッチング素子のドライブ
損失を抑えることにより電力変換効率を改善する。実施
形態１と同様、ＤＣ−ＤＣ変換部２０２内部を流れる電
流の変化は電流検出部２０４により検出され、比較器２
１２に伝達される。比較器２１２は前記検出値とパルス
幅制御回路２１３にあらかじめ設定されている基準電圧
値Ｖｒｅｆと比較する。この基準電圧値Ｖｒｅｆの設定
は許容の電力変換損失範囲、回路構成などに基づいて決
定する。前記検出値が基準電圧値Ｖｒｅｆを越えている
場合は比較器２１２のロー出力がスイッチ素子２１０に
伝達され、スイッチ素子２１０はオフとなり、パルス幅
制御回路２１３の端子ＲBIASとグランド間との抵抗は抵
抗２０９のみとなる。抵抗２０９と抵抗２１１の並列合
成抵抗と比べ抵抗値は大きくなるので、ＰＷＭ制御信号
電流値は小さくなり、ＤＣ−ＤＣ変換部２０２のスイッ
チング素子のドライブ損失が低減される。
であるとき負荷電流が大きくなり、ＤＣ−ＤＣ変換部２
０２における電力損失が大きくなってしまい、電力変換
効率が低下する。本実施形態２では以下の方法により、
ＤＣ−ＤＣ変換部２０２のスイッチング素子のドライブ
損失を抑えることにより電力変換効率を改善する。実施
形態１と同様、ＤＣ−ＤＣ変換部２０２内部を流れる電
流の変化は電流検出部２０４により検出され、比較器２
１２に伝達される。比較器２１２は前記検出値とパルス
幅制御回路２１３にあらかじめ設定されている基準電圧
値Ｖｒｅｆと比較する。この基準電圧値Ｖｒｅｆの設定
は許容の電力変換損失範囲、回路構成などに基づいて決
定する。前記検出値が基準電圧値Ｖｒｅｆを越えている
場合は比較器２１２のロー出力がスイッチ素子２１０に
伝達され、スイッチ素子２１０はオフとなり、パルス幅
制御回路２１３の端子ＲBIASとグランド間との抵抗は抵
抗２０９のみとなる。抵抗２０９と抵抗２１１の並列合
成抵抗と比べ抵抗値は大きくなるので、ＰＷＭ制御信号
電流値は小さくなり、ＤＣ−ＤＣ変換部２０２のスイッ
チング素子のドライブ損失が低減される。
【００２４】以上より、本実施形態２に示すＰＷＭ制御
方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷１０６を流れる電
流変動に応じて、ＰＷＭ制御信号電流値を切り替えるこ
とができ、スイッチング素子のドライブ損失を低減で
き、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率を改善するこ
とができる。
方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷１０６を流れる電
流変動に応じて、ＰＷＭ制御信号電流値を切り替えるこ
とができ、スイッチング素子のドライブ損失を低減で
き、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率を改善するこ
とができる。
【００２５】なお、本実施形態２ではＰＷＭ制御信号の
電流値制御に関し、基準電圧Ｖｒｅｆ、比較器２１２、
スイッチング素子２１０、抵抗２０９および抵抗２１１
からなる回路を１つ設け、パルス幅制御回路２１３の端
子ＲBIASとグランド間の抵抗値を２値に制御したが、基
準電圧Ｖｒｅｆ、比較器２１２、スイッチ素子２１０、
抵抗２０９および抵抗２１１からなる回路を複数並列に
設けてパルス幅制御回路２１３の端子ＲBIASとグランド
間の抵抗値を多値に制御してＰＷＭ制御信号電流値制御
を多段階としても良い。
電流値制御に関し、基準電圧Ｖｒｅｆ、比較器２１２、
スイッチング素子２１０、抵抗２０９および抵抗２１１
からなる回路を１つ設け、パルス幅制御回路２１３の端
子ＲBIASとグランド間の抵抗値を２値に制御したが、基
準電圧Ｖｒｅｆ、比較器２１２、スイッチ素子２１０、
抵抗２０９および抵抗２１１からなる回路を複数並列に
設けてパルス幅制御回路２１３の端子ＲBIASとグランド
間の抵抗値を多値に制御してＰＷＭ制御信号電流値制御
を多段階としても良い。
【００２６】
【発明の効果】本発明にかかるＤＣ−ＤＣコンバータに
よれば、負荷電流の変動に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ
のスイッチング周波数を変化させることができる。この
ため、負荷電流の大きい場合には、スイッチング周波数
を下げることでスイッチングロスを低減でき、ＤＣ−Ｄ
Ｃの高い変換効率を維持できるという効果が得られる。
また、負荷電流の変動に応じてＤＣ−ＤＣ変換制御部か
らＤＣ−ＤＣ変換部へ供給するＰＷＭ制御信号の電流値
を最適化させることができる。このため、負荷電流が大
きい場合には、ＰＷＭ制御信号の電流値を下げることに
よりドライブ損失を低減でき、ＤＣ−ＤＣの高い変換効
率を維持できるという効果が得られる。
よれば、負荷電流の変動に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ
のスイッチング周波数を変化させることができる。この
ため、負荷電流の大きい場合には、スイッチング周波数
を下げることでスイッチングロスを低減でき、ＤＣ−Ｄ
Ｃの高い変換効率を維持できるという効果が得られる。
また、負荷電流の変動に応じてＤＣ−ＤＣ変換制御部か
らＤＣ−ＤＣ変換部へ供給するＰＷＭ制御信号の電流値
を最適化させることができる。このため、負荷電流が大
きい場合には、ＰＷＭ制御信号の電流値を下げることに
よりドライブ損失を低減でき、ＤＣ−ＤＣの高い変換効
率を維持できるという効果が得られる。
【図１】本発明の実施形態１にかかるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの基本構成図
ータの基本構成図
【図２】本発明の実施形態２にかかるＤＣ−ＤＣコンバ
ータの基本構成図
ータの基本構成図
１０１，２０１ 電圧源 １０２，２０２ ＤＣ−ＤＣ変換部 １０３，２０３ 出力電圧検出部 １０４，２０４ 電流検出部 １０５，２０５ ＤＣ−ＤＣ変換制御部 １０６，２０６ 負荷 １０７，２０７ コンデンサ １０８，１０９，２０８，２０９，２１１ 抵抗 １１０，２１０ スイッチ素子 １１１，２１２ 比較器 １１２，２１３ パルス幅制御回路
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電圧−直流電圧変換部と前記直流電
圧−直流電圧変換部にスイッチング用のＰＷＭ制御信号
を与える直流電圧−直流電圧変換制御部とを備えたＰＷ
Ｍ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記直流
電圧−直流電圧変換部内部を流れる電流値を検出する電
流検出部と、前記電流検出部の検出電流値に基づいて前
記直流電圧−直流電圧変換制御部のＰＷＭ制御信号の発
振周波数を可変とするＰＷＭ制御信号の発振周波数制御
手段を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記ＰＷＭ制御信号の発振周波数制御手
段が、基準値と前記電流検出部の検出電流値とを比較す
る比較器と、前記比較器に接続され、前記検出電流値が
前記基準値より大きいときに前記ＰＷＭ制御信号の発振
時定数を大きくするようにインピーダンスを制御するス
イッチ素子である請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項３】 直流電圧−直流電圧変換部と前記直流電
圧−直流電圧変換部にスイッチング用のＰＷＭ制御信号
を与える直流電圧−直流電圧変換制御部とを備えたＰＷ
Ｍ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記直流
電圧−直流電圧変換部内部を流れる電流値を検出する電
流検出部と、前記電流検出部の検出電流値に基づいて前
記直流電圧−直流電圧変換制御部のＰＷＭ制御信号の電
流値を可変とするバイアス手段を備えたことを特徴とす
るＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記バイアス手段が、基準値と前記電流
検出部の検出電流値とを比較する比較器と、前記比較器
に接続され、前記検出電流値が前記基準値より大きいと
きに前記ＰＷＭ制御信号の電流値を小さくするようにイ
ンピーダンスを制御するスイッチ素子である請求項３に
記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19611297A JPH1141914A (ja) | 1997-07-22 | 1997-07-22 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19611297A JPH1141914A (ja) | 1997-07-22 | 1997-07-22 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1141914A true JPH1141914A (ja) | 1999-02-12 |
Family
ID=16352445
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19611297A Pending JPH1141914A (ja) | 1997-07-22 | 1997-07-22 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1141914A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010045467A (ko) * | 1999-11-05 | 2001-06-05 | 송재인 | 모터용 전원공급장치 |
| US6882133B2 (en) | 2001-11-27 | 2005-04-19 | Fujitsu Limited | DC/DC converter control circuits and DC/DC converter systems with power saving mode in accordance with an external control signal |
| US8154266B2 (en) | 2007-12-29 | 2012-04-10 | Byd Company Limited | Bi-directional DC power circuit |
| US8228032B2 (en) | 2007-12-29 | 2012-07-24 | Byd Company Limited | Voltage balance circuit to transfer energy between cells of a duel cell rechargeable battery |
| US9543933B2 (en) | 2010-09-30 | 2017-01-10 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Control circuit, DCDC converter, and driving method |
| KR20200014464A (ko) * | 2018-07-31 | 2020-02-11 | 삼성디스플레이 주식회사 | 구동 전압 제공부 및 이를 포함하는 표시 장치 |
-
1997
- 1997-07-22 JP JP19611297A patent/JPH1141914A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010045467A (ko) * | 1999-11-05 | 2001-06-05 | 송재인 | 모터용 전원공급장치 |
| US6882133B2 (en) | 2001-11-27 | 2005-04-19 | Fujitsu Limited | DC/DC converter control circuits and DC/DC converter systems with power saving mode in accordance with an external control signal |
| KR100840633B1 (ko) * | 2001-11-27 | 2008-06-24 | 후지쯔 가부시끼가이샤 | Ｄｃ/ｄｃ 컨버터 제어 회로 및 ｄｃ/ｄｃ 컨버터 시스템 |
| US8154266B2 (en) | 2007-12-29 | 2012-04-10 | Byd Company Limited | Bi-directional DC power circuit |
| US8228032B2 (en) | 2007-12-29 | 2012-07-24 | Byd Company Limited | Voltage balance circuit to transfer energy between cells of a duel cell rechargeable battery |
| US9543933B2 (en) | 2010-09-30 | 2017-01-10 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Control circuit, DCDC converter, and driving method |
| KR20200014464A (ko) * | 2018-07-31 | 2020-02-11 | 삼성디스플레이 주식회사 | 구동 전압 제공부 및 이를 포함하는 표시 장치 |
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