JP3576526B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、詳しくは、電池電源の電圧とＡＣをＤＣに整流する電源あるいはＡＣアダプター（以下これらをＡＣ電源という）の電圧とを選択的に受けてこれらの入力電源で駆動されるようなスイッチングレギュレータによるＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入力電圧のダイナミックレンジを広く採れ、かつ、電源電圧が変動しても追従性よく電圧安定化ができるようなＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、携帯型のオーディオ機器やパーソナルコンピュータ、ＰＨＳ、携帯用電話機、ＰＤＡ等の携帯型電子機器などにあっては、効率よく電力変換して所定の電源電圧を得るためにスイッチングレギュレータを用いたＤＣ／ＤＣコンバータが利用されている。
図２は、この種のスイッチングレギュレータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）の一例である。
１０は、スイッチングレギュレータであって、１１は、その誤差増幅器（Ｅｒｒ）、１２は、基準電圧発生回路、１３は、ＰＷＭパルス発生回路、１４は、ドライバである。１５は、スイッチング回路であって、ＰチャネルのＭＯＳＦＥＴトランジスタＱとショットキーダイオードＤの直列回路が電源ライン＋Ｖｃｃ（入力側直流電源の電圧）とグランドＧＮＤとの間に設けられている。
１６は、その出力端子であって、この出力端子１６には電力用のコンデンサＣがグランドＧＮＤとの間に設けられ、トランジスタＱとショットキーダイオードＤの接続点とこの出力端子１６との間にはコイルＬが接続されている。ここで、コイルＬとしては、例えば、１０μＨ程度のものが使用され、コンデンサＣとしては、例えば、１５０μＦ前後のものが使用される。この出力端子１６には、さらに出力電圧検出用の抵抗分圧回路１７がグランドＧＮＤとの間に設けられていて、抵抗分圧回路１７により検出された電圧Ｖｓが誤差増幅器１１にフィードバックされる。この検出電圧Ｖｓは、誤差増幅器１１において基準電圧発生回路１２の比較基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、比較結果に応じた誤差電圧Ｖｅ（誤差検出信号）がＰＷＭパルス発生回路１３に入力される。
【０００３】
出力電圧検出用の抵抗分圧回路１７は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の直列回路と、これに並列にスピードアップ回路（起動から動作状態に入るまでの時間を短縮する回路）とが設けられている。スピードアップ回路は、ゲイン設定用のＣＲ時定数回路１７ａとからなる。
誤差増幅器（Ｅｒｒ）１１は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ３の直列回路と、この直列回路に並列に設けられたコンデンサＣ２とからなる位相補正回路１８を有し、この回路が出力と一方の入力との間に帰還回路として設けられていて、これによりＰＷＭ駆動ゲインが高くなったときに回路の発振を防止している。
【０００４】
ＰＷＭパルス発生回路１３は、その三角波発生回路１３ｂの波形をコンパレータ１３ａにおいて誤差電圧（比較結果に応じた電圧）Ｖｅと比較して、三角波を誤差電圧ＶｅでスライスしてＰＷＭパルスを生成する。このＰＷＭパルスは次にドライバ１４に加えられる。ドライバ１４は、そのパルス幅に応じてトランジスタＱをＯＮ／ＯＦＦして降圧した電圧（昇圧型のときにはフライバックパルスによる昇圧電圧）を出力端子１６に発生させる。
なお、ショットキーダイオードＤは、トランジスタＱがＯＦＦしたときにコイルＬから流れた電流をコイルＬに転流されるフライホィールダイオードである。
これにより、スイッチングレギュレータ１０では、抵抗分圧回路１７により分圧された電圧が比較基準電圧Ｖｒｅｆに一致するようにトランジスタＱがＯＮ／ＯＦＦ制御されて出力端子１６に発生する出力電圧が目標となる一定電圧Ｖｏになるように制御されて出力電圧が安定化される。
なお、電力供給源として電源ライン＋Ｖｃｃに接続されている入力側の電源電圧（Ｖｉｎ＝電源電圧Ｖｃｃ）は、通常、点線で示すように電池が利用されるが、携帯型のノート型パーソナルコンピュータなどにあっては、電源切換回路により電池電源とＡＣ電源とが切換えられ、これらの電源が選択的に利用される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このようなＰＷＭ制御回路にあっては入力電源電圧Ｖｉｎの範囲が制限され、そのダイナミックレンジは比較的狭い。それは、入力電源電圧が低下したときに、出力電圧を安定化するには、例えば、出力トランジスタのＯＮ期間が８０％以上設定されるようなＰＷＭ制御となり、誤差電圧Ｖｅの変化に対してパルス幅の変化する範囲が抑制されて頭打ちとなるからであり、それにより電源電圧低下時の出力電圧の変動に対して十分な制御ができなくなるからである。逆に、携帯型のノート型パーソナルコンピュータなどにあっては、電池電源とＡＣ電源との切換が行われ、通常、ＡＣ電源の方が入力電源電圧が高い電圧となる。このようなＡＣ電源の場合には、電源電圧の変動が電池の場合より大きく、より広い範囲でのレギュレーションを確保することが必要になる。そして、電源電圧が高くなった場合に前記とは逆に三角波の頂点に近いところでＰＷＭ制御されることになる。そこで、前記の場合と同様に出力電圧の変動に対して十分に制御ができなくなる。
そのため、安定な出力電圧を得るためには、入力電源電圧Ｖｉｎに対してデューティ比が３０％〜７０％程度のところでＰＷＭ制御をすることが好ましい。
【０００６】
入力電源電圧Ｖｉｎに対して、多少のダイナミックレンジを確保できる制御方式として電流比較でＰＷＭ制御を行う電流モードＰＷＭ制御がある。この方式は、スイッチングのトランジスタＱに直列に検出抵抗が挿入されるために、電力損失が多くなり、電流比較回路等がさらに必要になって、コスト高でかつ電力変換効率が低下する欠点がある。
一方、携帯型のノート型パーソナルコンピュータなどにあっては、待機時やスリープモードなどにおいて、出力電源電圧を低下させる。また、液晶表示装置を高輝度に設定した場合には、逆に高い電圧を発生させる要請もある。このような場合には、入力電源電圧のダイナミックレンジはさらに広く採ることが必要になるが、前記の電流モードＰＷＭ制御を含めて、前記のような従来の回路では対応しきれない問題がある。
この発明の目的は、このような従来技術の問題点を解決するものであって、入力電圧のダイナミックレンジを広く採れ、かつ、電源電圧が変動しても追従性よく安定化できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するためのこの発明のＤＣ／ＤＣコンバータの特徴は、所定の電源電圧の電力を受け、出力電圧が目標電圧より低いときに所定のパルス幅のパルスでトランジスタをスイッチングし出力電圧が目標電圧を超えているときにスイッチングを停止することにより出力電圧が目標電圧になるように制御するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、電源電圧と目標電圧との比に応じてデューティ比が決定されるパルスを発生する可変デューティパルス発生回路と、前記のパルスを受けてＯＮしたときにこのパルスをトランジスタのスイッチングパルスとして出力するスイッチ回路と、出力電圧が目標電圧より低いときにスイッチ回路をＯＮさせる制御回路とを備えるものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
さて、通常、ＰＷＭ制御のスイッチングレギュレータによる降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータにあっては、安定化する目標電圧と入力電源電圧との関係は、簡易的に入力電源電圧／目標電圧の比で決定されるディーティ比のパルスがスイッチング駆動の中心となる。そこで、前記の構成のように、入力電源電圧と出力目標電圧との比に応じたパルスを発生させてトランジスタをスイッチング駆動する。このとき、入力電源電圧Ｖｉｎがあらかじめ定められた規定電圧の状態にあるときの電圧安定化制御状態で中心値付近のディーティ比、例えば、５０％前後になるように設定する。そして、このディーティ比のパルスを発生させ、スイッチングトランジスタをＰＷＭ制御をすることなく、スイッチング制御とスイッチング停止で出力電圧を安定化させる。
【０００９】
ここでは、ＰＷＭ制御は、可変デューティパルス発生回路により入力電源電圧Ｖｉｎの値の変動に対応して行われ、出力電圧の安定化制御には使用されない。入力電源電圧Ｖｉｎが規定電圧から上昇し、あるいは下降したときには、その電圧に応じて可変デューティパルス発生回路によりＰＷＭ制御をして上昇したときにはディーティ比を小さくし、下降したときにはディーティ比を大きくする。これにより、ディーティ比の制御範囲は、例えば、５０％前後を中心として変化させることが可能になり、これによりダイナミックレンジを大きく採ることができる。さらに、このような制御によれば、例えば、入力電源電圧が大きく変化してディーティ比が前記の５０％前後からたとえ２５％に変化するような入力電源電圧が外部から与えられても、あるいは、逆に７５％に変化するような入力電源電圧となったとしても、それぞれのディーティ比を中心としてスイッチング制御とスイッチング停止で安定化制御が行われて、出力電圧が安定化される。これにより、例えば、ノート型パーソナルコンピュータのように、電池からＡＣ電源に切換えられても出力電圧の安定化制御が十分にできる。
【００１０】
この発明では、入力電源電圧と出力目標電圧とに差があってもそれに対応するデューティ比のパルスが発生するので、広い範囲で入力電圧に応じたデューティ比のパルスを発生させてスイッチングトランジスタを駆動することができる。しかも、入力電源電圧に対応してパルスのデューティ比が変化するので、入力電圧低下に対しても追従性のよい制御ができ、ＰＷＭ制御を行わないので、この場合のデューティ比の変動範囲も小さく抑えられる。
その結果、入力電圧のダイナミックレンジを広く採れ、かつ、電源電圧が変動しても追従性よく安定化できるＤＣ／ＤＣコンバータを容易に実現することができる。
【００１１】
【実施例】
図１は、この発明のＤＣ／ＤＣコンバータを適用した一実施例のブロック図である。なお、図２と同一の構成要素は同一の符号で示し、その説明を割愛する。図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１においては、図２のＤＣ／ＤＣコンバータ１０の誤差増幅器１１、ＰＷＭパルス発生回路１３に換えて、出力電圧制御回路２と、電源ライン＋Ｖｃｃの電圧Ｖｃｃ（＝入力電源電圧Ｖｉｎ）と目標電圧（＝出力電圧Ｖｏ）の比、すなわち、Ｖｏ／Ｖｃｃに応じてデューティ比が決定される電源電圧依存の可変デューティパルス発生回路３とを有している。また、基準電圧発生回路１２に換えて基準電圧（これが目標電圧に対応する）が外部からデジタル値の設定信号により設定できる基準電圧可変のＤ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ）４が設けられている。なお、デジタル値の設定信号は、マイクロコンピュータ（図示せず）等のコントローラから与えられる。
【００１２】
出力電圧制御回路２は、コンパレータ２１とスイッチ回路２２とで構成され、可変デューティパルス発生回路３の出力パルスをスイッチ回路２２を介してドライバ１４に出力する。
コンパレータ２１は、Ｄ／Ａコンバータ４が出力する変換電圧（＝目標電圧Ｖｏ）と出力端子１６の出力電圧と比較して目標電圧Ｖｏより出力電圧が低いときに、スイッチ回路２１をＯＮに維持する。そこで、スイッチ回路２２がＯＮのときに可変デューティパルス発生回路３の、Ｖｏ／Ｖｃｃに応じたデューティ比のパルスでスイッチング回路１５のトランジスタＱがスイッチング駆動される。
出力端子１６の出力電圧がＤ／Ａコンバータ４の変換電圧より高いときには、スイッチ回路２１は、ＯＦＦ（停止）となり、トランジスタＱのスイッチングは行われない。
その結果として、出力端子１６の出力電圧がＤ／Ａコンバータ４の変換電圧（＝目標電圧Ｖｏ）に対応した電圧に安定化される。
そこで、以下では、出力端子１６の出力電圧＝目標電圧Ｖｏとして説明する。
【００１３】
可変デューティパルス発生回路３は、乗除算回路３１と、電流吐出しの定電流回路３２、抵抗Ｒ、コンパレータ３３、三角波発生回路３４、Ｄ／Ａ４の変換電圧値を電流値に変換する電圧／電流変換回路３５、そして入力電源電圧Ｖｉｎ（＝Ｖｃｃ）をそれに対応する電流値に変換する電圧／電流変換回路３６とから構成され、コンパレータ３３の出力にＶｏ／Ｖｃｃに応じたデューティ比のパルスを発生する。
乗除算回路３１は、通常、ＩＣ化されたペアトランジスタ複数個で構成されるＩＣ化演算回路である。Ｄ／Ａコンバータ４は、変換対象となる電圧値を電圧／電流変換回路３５に送出し、電圧／電流変換回路３５は、この電圧値を受けてその電圧値に対応する定電流値Ｉ１に変換する。乗除算回路３１は、この変換した定電流値Ｉ１を入力端子３１ａに受ける。乗除算回路３１の入力端子３１ｂには定電流回路３２から電流値Ｉ２の吐出し定電流を受ける。乗除算回路３１の入力端子３１ｃは、電圧／電流変換回路３６の出力に接続され、電圧／電流変換回路３６から電源電圧Ｖｃｃ（＝入力電源電圧Ｖｉｎ）に応じた電流値Ｉ３を受ける。電圧／電流変換回路３６は、電源ライン＋Ｖｃｃに接続され、電源電圧Ｖｃｃを電流値Ｉ３に変換して乗除算回路３１の入力端子３１ｃに送出する。乗除算回路３１の入力端子３１ｄは、電流シンクの出力端子となっていて、抵抗Ｒを介してバイアスラインＶｂに接続されている。さらに、コンパレータ３３の（＋）入力に接続されている。
【００１４】
バイアスラインＶｂの電圧Ｖｂは、三角波発生回路３４の三角波の振幅の上限電圧値に対応している。このバイアスラインＶｂから抵抗Ｒを介して入力端子３１ｄに流込む電流値をＩ４とすると、乗除算回路３１は、電流値Ｉ４がＩ４＝Ｉ１・Ｉ２／Ｉ３になる演算を行う。これにより、コンパレータ３３の入力電圧は、Ｉ４・Ｒで与えられる。ただし、Ｒは、抵抗Ｒの抵抗値とする。
ここで、定電流値Ｉ１は、Ｄ／Ａ４が出力する変換電圧値に対応していて、出力電圧Ｖｏは、出力電圧制御回路２のコンパレータ２１の比較動作により変換電圧値に一致するように制御されるので、定電流値Ｉ１は、出力電圧Ｖｏに対応する。一方、三角波発生回路３４との比較により得られるパルスのデューティは、電流値Ｉ４により決定される。この電流値Ｉ４は、電流値Ｉ１と電流値Ｉ３の比で決定される。その結果として可変デューティパルス発生回路３の出力パルスのデューティ比は、Ｖｏ／Ｖｃｃに対応して決定される。
【００１５】
さて、入力電源電圧Ｖｉｎが点線で図示するように電池１７であり、あらかじめ定められた規定電圧（電池初期状態の正規の電圧）の状態にあるときには電圧安定化制御状態で中心値付近のディーティ比、例えば、５０％前後になるように設定しておく。このディーティ比は、電圧Ｖｏと電圧Ｖｃｃ（＝Ｖｉｎ）が決まっていても電流値Ｉ１あるいは抵抗Ｒの抵抗値との関係で選択的に設定できる。そして、設定された５０％前後のディーティ比のパルスをコンパレータ３３により発生させる。コンパレータ２１によりスイッチ回路２１をＯＮ／ＯＦＦ制御することによりスイッチングトランジスタＱをＰＷＭ制御をすることなく、このディーティ比のパルスによりスイッチング制御とスイッチング停止で出力端子１６に出力される出力電圧Ｖｏを安定化させる。
そして、電池１７のラインに点線で示すＡＣを整流した直流電源１８が接続されて切換回路１９により直流電源１８に切り替わったとする。入力電源電圧Ｖｉｎが大きく変化してディーティ比が前記の５０％前後からたとえ４０％に変化するような入力電源電圧Ｖｉｎが外部の直流電源１８から与えられても、あるいは、それが逆に６５％に変化するような入力電源電圧Ｖｉｎとなったとしても、それぞれのディーティ比４０％あるいは６５％に対応してこれらを中心としてコンパレータ２１によりスイッチ回路２１をＯＮ／ＯＦＦ制御することによりスイッチングトランジスタＱに対するスイッチング制御とスイッチング停止制御とが行われて出力端子１６に出力される出力電圧Ｖｏが安定化される。
【００１６】
これにより選択される電源ライン＋Ｖｃｃの電圧Ｖｃｃ（＝Ｖｉｎ）と外部から設定される出力電圧Ｖｏ（＝目標電圧）に対応して適正なデューティ比のパルスでスイッチングトランジスタを駆動することができる。
なお、前記したように、バイアスラインＶｂの電圧Ｖｂが三角波発生回路３４の三角波の振幅の上限電圧値に対応しているので、入力電源電圧Ｖｃｃ（＝Ｖｉｎ）が大きく、これに対して出力端子１６の出力電圧が特に小さいときには、乗除算回路３１の出力電流値は、電流値Ｉ４が実質的にゼロになり、コンパレータ３３の入力電圧が三角波の振幅の上限電圧値になって、コンパレータ３３の出力パルスは発生しなくなる。逆に、入力電源電圧Ｖｉｎが小さく、これに対して出力端子１６の出力電圧が特に大きく、入力電源電圧Ｖｉｎに近くなっているときには、乗除算回路３１の出力電流値は、Ｉ４に大きな電流が流れて、三角波の下限の電圧に近くなり、デューティ比は、実質的に９０％以上になる。
【００１７】
通常の仕様では、電圧Ｖｃｃが大きいときには、出力電圧Ｖｏが大きくなり、電圧Ｖｃｃが小さいときには、出力電圧Ｖｏも小さいものが選択されるので、抵抗値Ｒの値を適正に選択しておけば、それによるコンパレー３３の比較入力電圧が三角波の振幅の中央付近の電圧を中心として変動するだけであり、選択された電源電圧Ｖｃｃが多少変動しても、駆動パルスのデューティ比は大きく変化せず、かつ、効率のよいところでの駆動となる。
しかも、電流値を受けて演算をする乗除算回路３１を設けているので、演算結果の電流値は、大きなダイナミックレンジを採ることができる。さらに、電圧Ｖｃｃ（＝Ｖｉｎ）の変動に応じてデューティ比が所定の比率で変化するので、電圧変動に対する追従性もよくなる。その結果、電源電圧が低下しても安定な出力電圧を確保できる。
【００１８】
以上説明してきたが、実施例では、出力電圧制御回路２のコンパレータ２１は、出力電圧ＶｏとＤ／Ａ変換電圧とを直接比較している。しかし、出力電圧Ｖｏに換えて、図２の従来技術の抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の直列回路のように、出力電圧Ｖｏを抵抗分圧回路を介して所定の比率の検出電圧を得て、この検出電圧の所定の比率と同じ比率のＤ／Ａ変換電圧（目標電圧＝出力電圧）と比較するようにしてもよいことはもちろんである。
なお、この場合、Ｄ／Ａ変換電圧が出力電圧Ｖｏに対して一定の比率分となるので、乗除算回路の演算が問題となる。しかし、これは、コンパレータ３３の入力端子に接続された電流／電圧変換の抵抗Ｒの値あるいは乗除算回路３１の演算値を前記の所定の比率に対応して変更すればよい。
【００１９】
実施例では、乗除算回路にＤ／Ａコンバータ４の目標電圧値を電流値に変換して入力しているが、これに換えてＤ／Ａコンバータ４の出力電圧値から電流値Ｉ１を発生させて直接乗除算回路に入力してもよい。同様に、電源ライン＋Ｖｃｃと乗除算回路との間も直接接続して電流値Ｉ３を直接乗除算回路に入力するようにしてもよい。さらに、乗除算回路によりＶｏ／Ｖｃｃに応じた電流値を発生させているが、これは、乗除算回路に限定されるものではなく、Ｖｏ／Ｖｃｃに応じた電圧値を発生する回路であってもよい。
さらに、実施例におけるコンパレータ２１は、出力端子１６の出力電圧が目標電圧Ｖｏを越えたときにスイッチ回路２１をＯＦＦする制御をするものであってもよい。
【００２０】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明にあっては、入力電源電圧と出力目標電圧とに差があってもそれに対応するデューティ比のパルスが発生するので、広い範囲で入力電圧に応じたデューティ比のパルスを発生させてスイッチングトランジスタを駆動することができる。しかも、入力電源電圧に対応してパルスのデューティ比が変化するので、電圧低下に対しても追従性のよい制御ができ、ＰＷＭ制御を行わないので、この場合のデューティ比の変動範囲も小さく抑えられる。
その結果、入力電圧のダイナミックレンジを広く採れ、かつ、電源電圧が変動しても追従性よく安定化できるＤＣ／ＤＣコンバータを容易に実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、この発明のＤＣ／ＤＣコンバータを適用した一実施例のブロック図である。
【図２】図２は、従来のスイッチングレギュレータを用いる降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１…ＤＣ／ＤＣコンバータ，１０…スイッチングレギュレータ、
２…出力電圧制御回路、３…基準電圧発生回路、
４…Ｄ／Ａコンバータ、
１１…誤差増幅器、１２…基準電圧発生回路、
１３…ＰＷＭパルス発生回路、１４…ドライバ、
１５…スイッチング回路、１６…出力端子、
２１…コンパレータ、２２…スイッチ回路、
３１…乗除算回路、３２…電流吐出しの定電流回路、
３３…コンパレータ、３４…三角波発生回路、
Ｄ…ショットキーダイオード、
Ｑ…ＭＯＳＦＥＴトランジスタ、
Ｃ…コンデンサ、Ｒ…抵抗。

Claims (9)

1. 所定の電源電圧の直流電源から電力を受け、出力電圧が目標電圧より低いときに所定のパルス幅のパルスでトランジスタをスイッチングし前記出力電圧が前記目標電圧を超えているときにスイッチングを停止することにより前記出力電圧が前記目標電圧になるように制御するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記電源電圧と前記目標電圧との比に応じてデューティ比が決定されるパルスを発生する可変デューティパルス発生回路と、
   前記パルスを受けてＯＮしたときにこのパルスを前記トランジスタのスイッチングパルスとして出力するスイッチ回路と、
   前記出力電圧が前記目標電圧より低いときに前記スイッチ回路をＯＮさせる制御回路とを備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記可変デューティパルス発生回路は、前記電源電圧に応じた第１の電流値を受け、さらに前記目標電圧に応じた第２の電流値と所定の定電流値とを受けて前記第２の電流値と所定の定電流値とをかけて前記第１の電流値で割った値を出力電流値として発生する乗除算回路と、前記出力電流値を電圧値に変換する電流／電圧変換回路と、この電流／電圧変換回路の出力電圧値と三角波の電圧値を比較して前記パルスを発生するコンパレータと有する請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記直流電源は、電池あるいはＡＣを直流にする電源のいずれかであり、前記電流／電圧変換回路を第１の電流／電圧変換回路としてこの第１の電流／電圧変換回路は所定のバイアスラインと前記コンパレータの一方の入力との間に接続された抵抗であり、さらに、前記電源電圧を前記第１の電流値に変換する第２の電圧／電流変換回路と、前記目標電圧の電圧値を前記第２の電流値に変換する第３の電圧／電流変換回路とを有する請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. さらに外部からデータが設定されてこのデータを変換して前記目標電圧を発生するＤ／Ａ変換回路と前記三角波を発生する三角波発生回路とを有する請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記直流電源の電力供給ラインは、前記電池と前記ＡＣを直流にする電源とが切換え接続されるラインである請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. さらに前記コンパレータを第１として第２のコンパレータを有し、前記第２のコンパレータは、前記Ｄ／Ａ変換回路の変換電圧と前記出力電圧とを受けてこれら電圧を比較して前記スイッチ回路をＯＮする信号を発生する請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. さらに前記コンパレータを第１として第２のコンパレータを有し、前記第２のコンパレータは、前記Ｄ／Ａ変換回路の変換電圧と前記出力電圧とを受けてこれら電圧を比較して前記出力電圧が前記目標電圧Ｖｏを越えたときに前記スイッチ回路をＯＦＦする信号を発生する請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 前記トランジスタは、前記直流電源の電源ラインと前記接地間に設けられ、さらに所定の定電流値を発生する定電流源と、ドライバとを備え、前記ドライバは、前記第１のコンパレータからのパルスを前記スイッチ回路を介して受けて前記トランジスタをスイッチングする請求項６記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. さらに平滑回路を有し、前記第２のコンパレータは、前記出力電圧に換えて前記出力電圧に従う所定の検出電圧を受け、前記トランジスタの出力は、前記平滑回路を介して前記出力電圧を持つ電力として出力端子から出力される請求項８記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

Images