JPH11220874A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路 - Google Patents

Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路

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JPH11220874A
JPH11220874A JP10019171A JP1917198A JPH11220874A JP H11220874 A JPH11220874 A JP H11220874A JP 10019171 A JP10019171 A JP 10019171A JP 1917198 A JP1917198 A JP 1917198A JP H11220874 A JPH11220874 A JP H11220874A
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voltage
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input voltage
input
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    • Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
    • Y10S323/901—Starting circuits

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電子機器などの電源用に用いられるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関し、コンバータの起動時に出力電圧に
大きな振動を生ずることなく、出力電圧を安定に立ち上
げることができるＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路を提
供する。 【解決手段】 フライホイールダイオードと並列に同期
整流用トランジスタを備えたＤＣ−ＤＣコンバータの起
動時に、該同期整流用トランジスタをあらかじめ定めら
れた一定時間、強制的にオフとさせる同期整流用トラン
ジスタ遮断手段を備えるように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器など
の電源用に用いられるＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路
に係り、更に詳しくは例えばノートパソコンなどの携帯
型電子機器において、装置の電源用に搭載されている電
池の電圧が変動しても、装置に供給する電圧の値を一定
に保つためのＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ノートパソコンなどの携帯型電子機器に
おいては、搭載されている電池の放電が進むに従って電
池の出力電圧が低下しても、装置に供給する電圧を一定
に保つために降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが使用され
る。
【０００３】図１３はそのような降圧型ＤＣ−ＤＣコン
バータとその制御回路の回路図である。同図において入
力電源１から負荷５に与えられる電力がＤＣ−ＤＣコン
バータによって制御される。コンデンサ２（Ｃ2 ）はＱ
１のＯＮ／ＯＦＦ動作で発生する矩形波電流分を除去す
るためのものであるが、入力電源１の出力インピーダン
スが充分小さければ必要ない。トランジスタ３（Ｑ1 ）
はＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチング用のメイ
ントランジスタであり、そのオン時間が例えばＰＷＭ制
御によって制御されることにより、負荷５に与えられる
電力が調整される。インダクタンス４（Ｌ1 ）は平滑リ
アクトルであり、コンデンサ６（Ｃ1 ）は平滑コンデン
サである。ダイオード７（Ｄ1 ）は整流用のフライホイ
ールダイオードである。
【０００４】トランジスタ３のオン期間において、入力
電源１からの電流は平滑リアクトル４を介して負荷５、
およびコンデンサ６に供給される。トランジスタ３がオ
フの期間においては、平滑リアクトル４に蓄えられてい
たエネルギーがコンデンサ６、フライホイールダイオー
ド７を介して流れることによって、負荷５に対して電力
が供給される。
【０００５】図１３においてＤＣ−ＤＣコンバータの制
御回路は、基本的には電圧誤差を増幅するためのアンプ
１０、コンパレータ１１、三角波発生器１２、およびド
ライバ１３によって構成される。
【０００６】アンプ１０は、一定の基準電圧Ｖref とＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力のフィードバック電圧との差
を増幅するものである。コンパレータ１１は３つの入力
を持つコンパレータであり、そのうちの２つの非反転入
力にはアンプ１０の出力とソフトスタート（ＳＳ）電圧
（コンデンサＣの端子電圧）とがそれぞれ入力され、反
転入力には三角波発生器１２の出力が入力される。そし
てコンパレータ１１は、２つの非反転入力のうちで電圧
値の低い入力と反転入力とを比較して、電圧値の低い非
反転入力の方が反転入力より大きい時にはＨを、また逆
の場合にはＬを出力する。
【０００７】ＳＳ電圧としては、定電流源１４からの電
流によって充電されるコンデンサ１５の端子電圧が与え
られる。ＤＣ−ＤＣコンバータの起動にあたっては、図
示しないスイッチ回路によってコンデンサ１５の両端は
ショートされ、コンバータの起動時にＳＳ電圧は零か
ら、例えば一定の傾きで上昇する。
【０００８】コンパレータ１１の出力は、ドライバ１３
を介してＤＣ−ＤＣコンバータのメイントランジスタ３
のゲート信号として与えられる。トランジスタ３はｎチ
ャネル型ＦＥＴであるから、ドライバ１３の出力がＨ、
すなわちコンパレータ１１がＨを出力している期間にお
いてオンとなり、この期間において入力電源１から負荷
５側に電流が供給される。
【０００９】図１４は図１３におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ制御回路の動作を説明するタイムチャートである。
同図において、ＤＣ−ＤＣコンバータ起動時における制
御回路の動作を説明する。図１３においてコンパレータ
１１にはソフトスタート用のＳＳ電圧が２つの非反転入
力のうちの１つとして入力されているが、まずこのＳＳ
電圧が入力されていないと仮定する。
【００１０】図１４のｔ＝０でＤＣ−ＤＣコンバータが
起動された瞬間には、コンバータの出力、すなわち負荷
５に与えられる電圧は０であり、電圧誤差を増幅するア
ンプ（誤差増幅器）１０の反転入力端子への入力電圧は
０となり、アンプ１０の出力は最大となっている。時間
の経過につれてコンバータの出力電圧は上昇し、それに
伴ってアンプ１０の出力も徐々に低下する。コンパレー
タ１１は、ＳＳ電圧の入力がない場合には、アンプ１０
の出力と三角波発生器１２の出力とを比較して、アンプ
１０の出力が大きい期間においてＨを出力し、その出力
はドライバ１３を介してトランジスタ３をオンさせる信
号となる。従ってＳＳ電圧の入力がない場合には、コン
バータの起動直後にはトランジスタ３のオン時間は長く
なり、オンデューティは１００％となる。従ってトラン
ジスタ３および平滑リアクトル４に対して過大な突入電
流が流れてしまうことになる。これを防止するためにコ
ンパレータ１１に対してＳＳ電圧が入力される。
【００１１】コンパレータ１１は、実際には２つの非反
転入力端子に入力される信号のうち電圧値の低い信号と
反転入力端子に加えられる三角波とを比較して、電圧値
の低い非反転入力信号が三角波信号より大きな期間に限
ってＨを出力する。ＳＳ電圧、すなわちコンデンサ１５
の端子電圧は図１４に示すように時間と共に徐々に上昇
し、その電圧が三角波電圧より大きくなる期間において
コンパレータ１１の出力、すなわちトランジスタ３のゲ
ート制御信号はＨなる。そして時刻ｔc においてアンプ
１０の出力電圧の方がコンデンサ１５の端子電圧より小
さくなり、この時刻以降ではアンプ１０の出力が三角波
の電圧より大きい期間においてコンパレータ１１の出力
はＨとなる。このようにして一般的にコンパレータ１１
の出力がＨとなる期間、すなわちトランジスタ３のオン
時間はコンバータの起動時において徐々に長くなり、ソ
フトスタートが実現される。
【００１２】しかしながら、図１３の回路では発明者が
すでに次の先願において詳しく説明したように、電圧誤
差増幅用のアンプの出力とソフトスタート用コンデンサ
の端子電圧とのクロスポイント、すなわち図１４の時刻
ｔc はＤＣ−ＤＣコンバータの負荷の大きさに依存し、
負荷が小さいほどその値は小さく、また負荷が大きいほ
ど遅くなってしまい、ソフトスタート用コンデンサ１５
の容量によってＤＣ−ＤＣコンバータの立ち上り特性自
体を制御することは不可能であった。
【００１３】先願：特開平９−１５４２７５号（特願平
７−３０８８５６号）「直流−直流変換制御回路および
直流−直流変換装置」図１５はＤＣ−ＤＣコンバータと
その制御回路の第２の従来例の回路図である。この回路
の動作も上述の先願で詳細に説明されているため、ここ
では簡単に説明する。
【００１４】図１５において、図１３と比較すると、電
圧誤差増幅用アンプ２０が３入力となっているのに対し
て、コンパレータ２１が逆に２入力となり、またＤＣ−
ＤＣコンバータ側でフライホイールダイオード７と並列
に同期整流用トランジスタ８（Ｑ2 、ｎチャネル型ＦＥ
Ｔ）が接続され、そのゲートに対してオン／オフの制御
信号を与えるドライバ２４が追加されている点が基本的
に異なっている。
【００１５】図１５において電圧誤差増幅用アンプ２０
に対しては非反転入力が２つ設けられており、そのうち
の１つの入力として図１３ではコンパレータ１１に与え
られていたソフトスタート電圧が入力されている。これ
に対してコンパレータ２１は、アンプ２０の出力と三角
波発生器２２の出力とを比較して、アンプ２０の出力が
三角波発生器１２の出力する三角波電圧より大きい期間
において非反転出力をドライバ２３に与え、ドライバ２
３の出力信号はトランジスタ３に対するゲート信号とし
て与えられる。またコンパレータ２１の反転出力はドラ
イバ２４を介してトランジスタ８のゲートに与えられ、
この信号がＨの時にトランジスタ８はオンとなる。この
トランジスタ８はトランジスタ３のオフの期間において
オンとされ、フライホイールダイオード７によるロスを
防止することができるものであり、同期整流用トランジ
スタと呼ばれる。
【００１６】図１５に示すように、ソフトスタート電圧
を図１３のようにコンパレータ１１に対して入力させる
のではなく電圧誤増幅用アンプ２０に入力させることに
よって、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時における出力電
圧の立ち上り特性をソフトスタート用コンデンサ１５の
定数変更だけでコンバータの負荷に依存することなく制
御することが可能となったが、その詳細は前述の先願に
充分に説明されており、また本発明の内容と直接に関連
がないのでその説明は省略する。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】前述のように図１３に
おけるコンパレータ１１への入力としてのソフトスター
ト電圧を図１５において電圧誤差増幅用アンプ２０の入
力側に移すことよって、ＤＣ−ＤＣコンバータの立ち上
り特性を負荷に依存することなく、ソフトスタート用コ
ンデンサ１５の定数変更によって制御することが可能と
なったが、新たな問題点として図１５においてはコンバ
ータの起動時に平滑リアクトル４、平滑コンデンサ６、
および同期整流用トランジスタ８に振動（共振）電流が
流れ、コンバータの出力電圧が瞬間的に過大となり、場
合によっては負荷を破壊してしまうという問題が生じ
た。
【００１８】図１６はこの問題点の説明図である。同図
においてＤＣ−ＤＣコンバータの起動指示が与えられた
後に、ソフトスタート用コンデンサ１５に対して定電流
源１４からの充電が開始され、コンデンサ１５の（Ｓ
Ｓ）端子電圧は直線的に上昇する。この時電圧誤差増幅
用のアンプ２０の反転入力端子への入力電圧、すなわち
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧はアンプのゲインＲc
／ＲINに応じて上昇する。そして三角波発生器２２の発
生する三角波と交差する所まで上昇するとコンパレータ
２１の出力はＨとなり、ドライバ２３を介してメイント
ランジスタ３に対するオンの指示が出される。
【００１９】メイントランジスタ（Ｑ1 ）３をオンさせ
るオン信号のパルス幅は、図１６に示すように最初のパ
ルスより２つ目のパルスの方が幅が長くなる。ここでは
２つだけしかパルスを示していないが、一般的には数個
のパルスが発生し、そのパルス幅は段々と広がってい
く。その結果ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧も徐々に
上昇し、遂にはソフトスタート用コンデンサの端子電圧
と同じになった時点で入力側ではアンプ２０の出力を急
激に減少させようとすることになるが、アンプ２０のゲ
インが大きく、応答が遅い、すなわち発振防止のために
Ｒc と直列のコンデンサＣc で位相を遅らせているため
に、アンプ２０の出力電圧はオーバシュートして、更に
図１６のｔ2 の時間分だけ余分にオンしてしまうことに
なる。
【００２０】その結果ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
は更に上昇し、ソフトスタート用コンデンサ１５の端子
電圧より大きくなるためアンプ２０の出力電圧は急激に
減少し、その結果三角波発生器２２の出力する三角波よ
り小さくなるため、コンパレータ２１の非反転出力は
Ｌ、反転出力はＨとなり、それぞれドライバ２３，２４
を介してメイントランジスタ３をオフ、同期整流用トラ
ンジスタ８をオンとさせる。
【００２１】同期整流用トランジスタ８がオンとなるた
め、メイントランジスタ３が余分にオンした時間すなわ
ちｔ2 の時間分において平滑リアクトル４に蓄えられた
エネルギーは平滑コンデンサ６、同期整流用トランジス
タ８を経由するルートに流れ、平滑リアクトルＬと平滑
コンデンサＣとによる電流振動（共振）が発生し、コン
バータ出力電圧は図１６に示すようにメイントランジス
タ３がオフの期間において急激に上昇し、最悪の場合に
は負荷の最大定格を越えてしまい、負荷を破壊してしま
うという問題点を生じることがある。
【００２２】このような現象をなくすために、アンプ２
０のゲインを小さくすることにより、アンプの出力電圧
に図１６に示すようなオーバシュートを生じさせなくす
ることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧の振動
を防止することができるが、そのような場合にはアンプ
の応答特性が悪くなるため、急激な負荷変動時のコンバ
ータの応答速度が悪くなるという問題点があった。
【００２３】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時
に同期整流用トランジスタをある一定時間強制的にオフ
させることによって、コンバータの出力電圧に大きな振
動を生ずることなく、安定に立ち上げることができるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの制御回路を提供することを目的と
する。
【００２４】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理構成
ブロック図である。同図はフライホイールダイオード７
と並列に同期整流用トランジスタ８が接続されたＤＣ−
ＤＣコンバータの制御回路の原理構成ブロック図であ
る。
【００２５】図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータの制
御回路３０の内部には、同期整流用トランジスタ遮断手
段３１が備えられる。この同期整流用トランジスタ遮断
手段３１は、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時のある一定
時間の間だけ、同期整流用トランジスタ８を強制的にオ
フとさせるものである。
【００２６】本発明の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコン
バータ制御回路には、更にＤＣ−ＤＣコンバータのメイ
ントランジスタ３のオン／オフをＰＷＭ制御するための
誤差増幅手段が備えられる。この誤差増幅手段には、Ｄ
Ｃ−ＤＣ変換結果の出力電圧から得られる第１の入力電
圧と、あらかじめ定められた基準電圧としての第２の入
力電圧と、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する電源投入時の
ソフトスタート用信号としての第３の入力電圧とが入力
され、第２，第３の入力電圧のうちで電位が低い入力電
圧と第１の入力電圧との差が増幅されてＰＷＭ制御のた
めに出力される。
【００２７】本発明の同期整流用トランジスタ遮断手段
３１は、例えば前述の誤差増幅手段への第２の入力電圧
と第３の入力電圧とを比較する電圧比較手段と、第３の
入力電圧の方が第２の入力電圧より小さい時に同期整流
用トランジスタをオフさせるドライバ手段とを備えるよ
うに構成される。
【００２８】また本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ制御回
路は、前述の３入力の誤差増幅手段に代えて２つの入力
のみを持つ誤差増幅手段を備えることもできる。この誤
差増幅手段には、ＤＣ−ＤＣ変換結果の出力電圧から得
られる第１の入力電圧と、ＤＣ−ＤＣコンバータに対す
る電源投入時のソフトスタート用信号として、あらかじ
め定められた基準電圧の値で飽和する第２の入力電圧と
が入力され、第２の入力電圧と第１の入力電圧の差が増
幅されてＰＷＭ制御のために出力される。
【００２９】以上のように本発明によれば、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの起動時においてある一定時間の間、同期整
流用トランジスタを強制的にオフとさせることによっ
て、平滑リアクトルおよび平滑コンデンサを通る共振ル
ートが遮断され、コンバータの出力電圧の振動を防止す
ることが可能となる。
【００３０】
【発明の実施の形態】図２は本発明におけるＤＣ−ＤＣ
コンバータとその制御回路の基本構成を示す回路図であ
る。同図において図１５と同じ部分には同じ符号を付し
てある。図１５と異なる部分として起動時検出回路２５
が新たに備えられ、また同期整流用トランジスタ８に対
するゲート制御信号を出力するドライバ２６に、コンパ
レータ２１の反転出力が入力される非反転入力端子に加
えて、起動時検出回路２５の出力が入力される反転入力
端子が備えられている点が異なっている。なお図２にお
いてアンプ２０に対するＲIN，Ｒc 、およびＣc （図１
５に図示）は省略されている。後述する図４以下の実施
形態回路図においても同様である。
【００３１】図３は図２の制御回路の動作説明図であ
る。同図において図２の起動時検出回路２５の出力は、
例えばＤＣ−ＤＣコンバータの起動指示が与えられる以
前にＨとされ、起動指示後も時間τだけＨとなっている
ものとする。そこで図１６で説明したようにアンプ２０
の出力電圧にオーバシュートが生じても、コンバータに
対する起動指示が与えられてから時間τの間だけはコン
パレータ２１の反転出力Ｈを打ち消すための信号が起動
時検出回路２５からドライバ２６の反転入力に与えられ
ることによって、トランジスタ２６の出力はＬのままと
なり、同期整流用トランジスタ８はこの期間においてオ
ンとなることはない。従って平滑リアクトル４、平滑コ
ンデンサ６、および同期整流用トランジスタ８を通る共
振電流のループは遮断され、ＤＣ−ＤＣコンバータの出
力電圧に図１６に示すような振動は生じないことにな
る。
【００３２】図４は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの制
御回路の第１の実施形態の回路図である。同図において
は、図３の起動時検出回路２５がコンパレータ２７によ
って実現されている。コンパレータ２７には、アンプ２
０の一方の非反転入力に接続されている基準電圧Ｖref
と、他方の非反転入力に接続されているソフトスタート
電圧Ｖssとが入力され、コンパレータ７はＤＣ−ＤＣコ
ンバータの起動時、すなわち基準電圧Ｖref よりソフト
スタート電圧が小さい間Ｈを出力し、ドライバ２６の出
力をＬとさせて、同期整流用トランジスタ８をオフとさ
せる。
【００３３】図５はＤＣ−ＤＣコンバータとその制御回
路の第２の実施形態の回路図である。同図を図４の第１
の実施形態と比較すると、コンパレータ２８の＋入力端
子には図４の基準電圧Ｖref に代わって異なる基準電圧
Ｖref ′が接続され、コンパレータ２８はコンバータの
起動時においてソフトスタート電圧が基準電圧Ｖref′
の値に達するまでＨを出力し、ドライバ２６の出力をＬ
とさせ、同期整流用トランジスタ８をオフさせる動作を
行う。
【００３４】図６はＤＣ−ＤＣコンバータとその制御回
路の第３の実施形態の回路図である。同図を図２の基本
構成図と比較すると、起動時検出回路２５がＤＣ−ＤＣ
コンバータ起動信号によって定電流源１４と共に起動さ
れるタイマ回路３５によって構成されている点が異なっ
ている。
【００３５】図７は図６の第３の実施形態におけるタイ
マ回路の構成例の回路図である。同図においてタイマ回
路はコンパレータ３６、ＤＣ−ＤＣコンバータ起動信号
によって起動される定電流源３７、定電流源の電流が流
れ込むコンデンサ３８、コンパレータ３６に設定電圧Ｖ
ref を与える電源３９から構成されている。コンパレー
タ３６はＤＣ−ＤＣコンバータの起動後、時間的に徐々
に上昇するコンデンサ３８の端子電圧が設定電圧Ｖset
に達するまでＨを出力し、トランジスタ２６の出力をＬ
とさせ、同期整流用トランジスタ８をオフとさせる。
【００３６】図８は図６の第３の実施形態におけるタイ
マ回路の異なる構成例の回路図である。同図を図７の構
成例と比較すると、定電流源３７に代わってＤＣ−ＤＣ
コンバータの起動信号の入力時にオンされるスイッチ４
０と、抵抗４１が備えられている点が異なっている。そ
の動作は図７と同様であり、コンデンサ３８の端子電圧
が設定電圧Ｖset に達するまでコンパレータ３６はＨを
出力し、同期整流用トランジスタ８をオフとさせる。図
９はＤＣ−ＤＣコンバータとその制御回路の第４の実施
形態の回路図である。同図を図６に示した第３の実施形
態と比較すると、タイマ回路３５の出力側に、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ起動信号がＨである期間に限ってタイマ回
路３５の出力を有効とするアンドゲート４２が備えられ
ている点のみが異なっている。ＤＣ−ＤＣコンバータ起
動信号が、図３で説明した起動時検出回路の出力と同様
に、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動指示の時点以後におい
て時間τだけＨとなっている信号であるとすると、この
期間においてタイマ回路３５の出力は有効とされ、アン
ドゲート４２を介してドライバ２６の出力をＬとさせ、
同期整流用トランジスタ８をオフとさせる。
【００３７】図１０は図４〜図６、および図９の各実施
形態における誤差増幅用３入力アンプの回路図である。
同図において２つの非反転入力端子からの入力信号は並
列に接続された２つのＰＮＰトランジスタ４３ａ，４３
ｂのベースに与えられ、２つの非反転入力のうち低電位
の入力が有効となる形式でアンプが動作する。
【００３８】図１１はＤＣ−ＤＣコンバータとその制御
回路の第５の実施形態の回路図である。同図を図２の基
本構成の回路図と比較すると、電圧誤差を増幅するアン
プ２０、すなわち２つの非反転入力と１つの反転入力と
を有する３入力のアンプに代わって、反転入力と非反転
入力とがそれぞれ１つずつ２入力のアンプ４５が備えら
れている点が基本的に異なっている。このアンプ４５の
反転入力に対しては、図２などと同様にＤＣ−ＤＣコン
バータの出力電圧から得られる電圧が入力される。非反
転入力に対しては、ソフトスタート用の電圧を与えるコ
ンデンサ１５の端子電圧と並列にアンプ４６とダイオー
ド４７とによって構成される回路が接続される。
【００３９】アンプ４６の非反転入力端子に接続される
基準電圧は、図２などにおけるアンプ２０の非反転入力
の１つに接続される基準電圧と同じものである。ＤＣ−
ＤＣコンバータの起動時において、定電流源１４からの
電流によってコンデンサ１５の端子電圧が徐々に上昇す
る期間においては、アンプ４６は基準電圧Ｖref とソフ
トスタート電圧Ｖssとの差に比例する電圧を出力する動
作のみを行い、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御には何らの
役割も果たさない。Ｖssが基準電圧Ｖref の値に達する
と、アンプ４６の２つの入力端子に加えられる入力電圧
の差は０となり、定電流源１４からの電流はダイオード
４７を介してアンプ４６側に流れ込むのみとなり、ソフ
トスタート用コンデンサ１５の端子電圧はＶref の値で
一定となる。
【００４０】図１２はＤＣ−ＤＣコンバータとその制御
回路の第６の実施形態の回路図である。同図を図１１の
第５の実施形態と比較すると、アンプ４５の非反転入力
端子にソフトスタート用コンデンサ１５と並列に接続さ
れているアンプ４６、およびダイオード４７の回路に代
わって、第２の定電流源４８と第２の定電流源４８の起
動を制御するアンプ４９が接続されている点が異なって
いるアンプ４９の反転入力端子には基準電圧Ｖref が接
続されており、定電流源１４からの電流によってソフト
スタート用コンデンサ１５の端子電圧が徐々に上昇し、
基準電圧Ｖref の値に達した時点でアンプ４９の出力は
０となり、この時点で第２の定電流源４８は起動され
る。この第２の定電流源４８の電流値を定電流源１４の
電流値と同一とすることにより、コンデンサ１５の端子
電圧が基準電圧Ｖref に達した時点以降は、定電流源１
４からの電流は第２の定電流源４８にそのまま流れ込む
ことになり、コンデンサ１５の端子電圧はＶref の値で
一定となる。
【００４１】以上においては、例えば図２などにおいて
誤差増幅用アンプ２０の入力端子への接続法として、ア
ンプの−端子にＤＣ−ＤＣコンバータの出力、２つの＋
端子のそれぞれにソフトスタート電圧Ｖss、基準電圧Ｖ
ref を接続するものとしたが、これらの入力をそれぞれ
アンプの＋，−、および−端子に接続し、アンプの出力
をコンパレータの入力端子のうちの−端子に接続して
も、同様の機能が実現されることは当然である。
【００４２】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
ればＤＣ−ＤＣコンバータの起動時に同期整流用トラン
ジスタを強制的にオフとすることによって、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力電圧に表れる振動を防止することがで
き、出力電圧の振動による負荷の破壊などを防止するこ
とが可能になる。この場合誤差増幅用のアンプのゲイン
を小さくする必要はなく、急激な負荷の変動時において
もＤＣ−ＤＣコンバータの応答速度を低下させることは
なく、ＤＣ−ＤＣコンバータの実用的な性能の向上に寄
与するところが大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理構成ブロック図である。
【図２】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の基本
構成を示す回路図である。
【図３】図２の基本構成における動作を示すタイムチャ
ートである。
【図４】ＤＣ−ＤＣコンバータとその制御回路の第１の
実施形態の構成を示す回路図である。
【図５】ＤＣ−ＤＣコンバータとその制御回路の第２の
実施形態の構成を示す回路図である。
【図６】ＤＣ−ＤＣコンバータとその制御回路の第３の
実施形態の構成を示す回路図である。
【図７】図６の第３の実施形態におけるタイマ回路の構
成例を示す図である。
【図８】図６の第３の実施形態におけるタイマ回路の異
なる構成例を示す図である。
【図９】ＤＣ−ＤＣコンバータの第４の実施形態の構成
を示す回路図である。
【図１０】誤差増幅用３入力アンプの回路図である。
【図１１】ＤＣ−ＤＣコンバータの第５の実施形態の構
成を示す回路図である。
【図１２】ＤＣ−ＤＣコンバータの第６の実施形態の構
成を示す回路図である。
【図１３】ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路の従来例を
説明する図である。
【図１４】図１３の制御回路の動作を説明するタイムチ
ャートである。
【図１５】ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路の第２の従来
例を説明する図である。
【図１６】図１５の従来例における問題点を説明するタ
イムチャートである。
【符号の説明】
１ 入力電源 ２ リップル除去用コンデンサ ３ メイントランジスタ ４ 平滑リアクトル ５ 負荷 ６ 平滑コンデンサ ７ フライホイールダイオード ８ 同期整流用トランジスタ １２，２２ 三角波発生器 ２０ 誤差増幅用アンプ ２１ コンパレータ ２３，２４，２６ ドライバ ２５ 起動時検出回路 ３０ ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路 ３１ 同期整流用トランジスタ遮断手段 ３５ タイマ回路

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 フライホイールダイオードと並列に接続
    される同期整流用トランジスタを備えたＤＣ−ＤＣコン
    バータの制御回路において、 該ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時に、該同期整流用トラ
    ンジスタをあらかじめ定められた一定時間、強制的にオ
    フとさせる同期整流用トランジスタ遮断手段を備えるこ
    とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路。
  2. 【請求項２】 前記ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路にお
    いて、 ＤＣ−ＤＣ変換結果の出力電圧から得られる第１の入力
    電圧と、あらかじめ定められた基準電圧としての第２の
    入力電圧と、該ＤＣ−ＤＣコンバータに対する電源投入
    時のソフトスタート用信号としての第３の入力電圧とが
    入力され、該第２、第３の入力電圧のうちで低電位の入
    力電圧と第１の入力電圧との差を増幅して、ＤＣ−ＤＣ
    コンバータのパルス幅変調制御のために出力する誤差増
    幅手段を更に備えることを特徴とする請求項１記載のＤ
    Ｃ−ＤＣコンバータ制御回路。
  3. 【請求項３】 前記ソフトスタート用信号としての第３
    の入力電圧が、定電流源によって一定の電流が流し込ま
    れるコンデンサの両端の電圧として与えられることを特
    徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ制御回
    路。
  4. 【請求項４】 前記同期整流用トランジスタ遮断手段
    が、前記誤差増幅手段への第２の入力電圧と第３の入力
    電圧とを比較する電圧比較手段と、 該第３の入力電圧が第２の入力電圧より小さい時に前記
    同期整流用トランジスタをオフさせるドライブ手段とを
    備えることを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコン
    バータ制御回路。
  5. 【請求項５】 前記同期整流用トランジスタ遮断手段
    が、前記誤差増幅手段への第３の入力電圧と前記あらか
    じめ定められた基準電圧と異なる第２の基準電圧とを比
    較する電圧比較手段と、 該第３の入力電圧が第２の基準電圧より小さい時に前記
    同期整流用トランジスタをオフさせるドライブ手段とを
    備えることを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコン
    バータ制御回路。
  6. 【請求項６】 前記同期整流用トランジスタ遮断手段
    が、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの起動信号の入力時に始
    動するタイマ手段と、 該タイマ手段の動作中は前記同期整流用トランジスタを
    オフさせるドライブ手段とを備えることを特徴とする請
    求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路。
  7. 【請求項７】 前記ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路にお
    いて、 前記同期整流用トランジスタ遮断手段の動作を、前記Ｄ
    Ｃ−ＤＣコンバータの起動時のみに有効とさせる同期整
    流用トランジスタ遮断動作有効化手段を更に備えること
    を特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ制御
    回路。
  8. 【請求項８】 前記ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路にお
    いて、 ＤＣ−ＤＣ変換結果の出力電圧から得られる第１の入力
    電圧と、ＤＣ−ＤＣコンバータに対する電源投入時のソ
    フトスタート用信号としてのあらかじめ定められた基準
    電圧の値で飽和する第２の入力電圧とが入力され、該第
    ２の入力電圧と第１の入力電圧との差を増幅して、ＤＣ
    −ＤＣコンバータのパルス幅変調制御のために出力する
    誤差増幅手段を更に備えることを特徴とする請求項１記
    載のＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路。
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