JP3375951B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチングレ
ギュレータに関し、詳しくは、電池電源で駆動されるＰ
ＷＭ駆動のスイッチングレギュレータにおいて、電源電
圧低下時のＰＷＭ駆動能力の低下を抑制して電源電圧低
下時にも所定のデューティ比を確保し、かつ、ある程度
電源電圧が低下しても出力電圧の変動に対して電圧安定
化制御をすることができるようなスイッチングレギュレ
ータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、携帯型のオーディオ機器やパーソ
ナルコンピュータ、ＰＨＳ、携帯用電話機、ＰＤＡ等の
携帯型電子機器などにあっては、効率よく電力変換して
所定の電源電圧を得るためにスイッチングレギュレータ
を用いたＤＣ／ＤＣコンバータが利用されている。図３
は、この種のスイッチングレギュレータ（ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ）の一例である。１０は、スイッチングレギュ
レータであって、１１は、その誤差増幅器（Ｅｒｒ）、
１２は、基準電圧発生回路、１３は、ＰＷＭパルス発生
回路、１４は、ドライバである。１５は、スイッチング
回路であって、ＰチャネルのＭＯＳＦＥＴトランジスタ
ＱとショットキーダイオードＤの直列回路が電源ライン
＋Ｖcc（入力側直流電源の電圧）とグランドＧＮＤとの
間に設けられている。

【０００３】１６は、その出力端子であって、この出力
端子１６には電力用のコンデンサＣがグランドＧＮＤと
の間に設けられ、トランジスタＱとショットキーダイオ
ードＤの接続点とこの出力端子１６との間にはコイルＬ
が接続されている。ここで、コイルＬとしては、例え
ば、１０μＨ程度のものが使用され、コンデンサＣとし
ては、例えば、１５０μＦ前後のものが使用される。こ
の出力端子１６には、さらに出力電圧検出用の抵抗分圧
回路１７がグランドＧＮＤとの間に設けられていて、抵
抗分圧回路１７により検出された電圧Ｖsが誤差増幅器
１１にフィードバックされる。この検出電圧Ｖsは、誤
差増幅器１１において基準電圧発生回路１２の比較基準
電圧Ｖrefと比較され、比較結果に応じた誤差電圧Ｖｅ
（誤差検出信号）がＰＷＭパルス発生回路１３に入力さ
れる。

【０００４】出力電圧検出用の抵抗分圧回路１７は、抵
抗Ｒ1と抵抗Ｒ2の直列回路と、これに並列にスピードア
ップ回路（起動から動作状態に入るまでの時間を短縮す
る回路）とが設けられている。スピードアップ回路は、
ゲイン設定用のＣＲ時定数回路１７ａとからなる。誤差
増幅器（Ｅｒｒ）１１は、コンデンサＣ1と抵抗Ｒ3の直
列回路と、この直列回路に並列に設けられたコンデンサ
Ｃ2とからなる位相補正回路１８を有し、この回路が出
力と一方の入力との間に帰還回路として設けられてい
て、これによりＰＷＭ駆動ゲインが高くなったときに回
路の発振を防止している。

【０００５】ＰＷＭパルス発生回路１３は、その三角波
発生回路１３ｂの波形をコンパレータ１３ａにおいて誤
差電圧（比較結果に応じた電圧）Ｖｅと比較して、三角
波を誤差電圧ＶｅでスライスしてＰＷＭパルスを生成す
る。このＰＷＭパルスは次にドライバ１４に加えられ
る。ドライバ１４は、そのパルス幅に応じてトランジス
タＱをＯＮ／ＯＦＦして降圧した電圧（昇圧型のときに
はフライバックパルスによる昇圧電圧）を出力端子１６
に発生させる。なお、ショットキーダイオードＤは、ト
ランジスタＱがＯＦＦしたときにコイルＬから流れた電
流をコイルＬに転流されるフライホィールダイオードで
ある。これにより、スイッチングレギュレータ１０で
は、抵抗分圧回路１７により分圧された電圧が比較基準
電圧Ｖrefに一致するようにトランジスタＱがＯＮ／Ｏ
ＦＦ制御されて出力端子１６に発生する出力電圧が目標
となる一定電圧Ｖoになるように制御されて出力電圧が
安定化される。なお、電力供給源として電源ライン＋Ｖ
ccに接続されている入力側の電源電圧（Ｖin＝電源電圧
＋Ｖcc）は、通常、点線で示すように電池が利用され
る。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このような回
路においては、三角波発振回路の三角波の振幅ΔＶ（図
４参照）が電源電圧の低下で多少小さくなる方向に変化
するが、これによっては電源電圧の低下時における安定
化制御はなされない。位相補償回路の位相補正が定常状
態の電源電圧に対応して設定されているために、電源電
圧低下時に出力電圧を安定化するためには、例えば、出
力トランジスタのＯＮ期間が８０％以上に設定されるよ
うなＰＷＭ制御が必要である。

【０００７】このようなＰＷＭ制御を行うと、図４に示
す三角波の波形とＰＭＷ制御の誤差電圧Ｖｅとの関係に
みるように、ＰＷＭ駆動パルスのデューティ比が高くな
り、三角波Ｔの底辺に近いところでの制御になる。その
ため、誤差電圧Ｖeの変化に対してパルス幅の変化する
範囲が抑制されて頭打ちとなり、電源電圧低下時の出力
電圧の変動に対応する制御ができなくなる問題がある。
なお、図４の縦軸は、三角波の振幅電圧値であり、横軸
は時間ｔである。この発明の目的は、このような従来技
術の問題点を解決するものであって、スイッチングレギ
ュレータの電源電圧低下時のＰＷＭ駆動能力の低下を抑
制して電源電圧低下時にも所定のデューティ比を確保
し、かつ、ある程度電源電圧が低下しても出力電圧の変
動に対して電圧安定化の制御をすることができるスイッ
チングレギュレータを提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るためのこの発明のスイッチングレギュレータの特徴
は、所定の電源電圧の直流電源から電力を受け、出力電
圧と目標電圧との差に応じた誤差電圧を発生してこの誤
差電圧と三角波発生回路の特定の周波数の三角波とを比
較することによりＰＷＭの駆動パルスを生成してこのパ
ルスに応じてトランジスタをスイッチングして出力電圧
が目標電圧となるように制御するスイッチングレギュレ
ータにおいて、三角波発生回路が、充放電のコンデンサ
と、電源電圧に応じた三角波の振幅電圧を発生する振幅
電圧発生回路と、振幅電圧に応じた電流値の電流をコン
デンサの充放電電流として生成する充放電電流生成回路
と、基準電圧を受けてこの電圧とコンデンサの端子電圧
を比較した結果に応じて放電から充電への切換えを行
い、かつ振幅電圧と基準電圧の和に等しい電圧を受けて
この電圧とコンデンサの端子電圧を比較した結果に応じ
て充電から放電への切換えを行う充放電制御回路とを有
していて、特定の周波数の三角波をコンデンサの端子電
圧として発生するものである。

【０００９】

【発明の実施の形態】前記の構成のように、電源電圧の
低下に応じて三角波発生回路の三角波の振幅を低下させ
るように制御し、さらにこの振幅に応じてコンデンサを
充放電する電流値も低下させる制御する。電源電圧が低
下したときに充放電の電流値を振幅とともに小さくする
ことにより出力される三角波を所定の周波数に維持して
その波形傾斜を小さくすることができる。三角波の波形
の傾斜が小さくなることで誤差電圧が三角波の電圧の底
辺部から中央側にシフトして比較が行われる。なお、電
源は、通常、電池が用いられるが、これに限らず、直流
電源では一般的に電源電圧は実質的に一定である。そこ
で、この電源電圧に応じて発生する三角波の振幅電圧は
実質的に一定になる。この振幅電圧に応じた、コンデン
サの充放電電流値は実質的に定電流になる。したがっ
て、発生する三角波はリニアな傾斜をもつ波形になる。

【００１０】したがって、誤差電圧の変化に対してＰＷ
Ｍパルス幅の変化する範囲を大きく採ることができ、電
源電圧低下時の出力電圧の変動に対して十分な制御能力
を発揮することができる。その結果、電池電源で駆動さ
れるスイッチングレギュレータの電源電圧低下時のＰＷ
Ｍ駆動能力の低下を抑制することができ、電源電圧低下
時にも所定のデューティ比を確保し、電源電圧低下時の
出力電圧の変動に対して十分にＰＷＭ駆動をすることが
できる。

【００１１】

【実施例】図１のスイッチングレギュレータ（ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ）１においては、図３の三角波発振回路１
３ｂに換えて三角波発生回路１３０ａを有するＰＷＭパ
ルス発生回路１３０が設けられている。三角波発生回路
１３０ａは、電池の電圧（入力電源電圧）Ｖinの低下に
応じて三角波の振幅と三角波波形の傾斜部分の傾きを小
さく変化させる回路であって、ＰＷＭデューティ比を６
０％〜７０％程度にまで下げて誤差電圧Ｖeの位置が三
角波に対して適正になるように補正した振幅の三角波を
発生する。それをコンパレータ１３ａに出力する。これ
によりＰＷＭ制御として誤差電圧Ｖeと発生三角波との
関係を適正な位置に設定することができる。なお、図
１，図２においては、図３および図４と同一の構成要素
は同一の符号で示し、その説明を割愛する。

【００１２】三角波発生回路１３０ａは、電源ライン＋
Ｖccの電圧＋Ｖcc（以下同じ）に応じて三角波の振幅電
圧を発生する振幅設定用の抵抗分圧回路２と、充放電制
御回路３、充放電電流生成回路４、ツェナーダイオード
Ｄｚからなる定電圧回路５、そして充放電用のコンデン
サＣaとからなり、コンデンサＣaの端子１３１から出力
が取出される。抵抗分圧回路２は、抵抗Ｒ4と抵抗Ｒ5の
直列回路で構成され、これが電源ライン＋Ｖcc(＝Ｖin)
とグランドＧＮＤとの間に設けられていて、電源電圧＋
Ｖccを分圧して検出電圧Ｖｄを分圧点Ｎに発生する。

【００１３】充放電制御回路３は、コンパレータ３ａ，
３ｂとフリップフロップ３ｃ、そしてＮＰＮトランジス
タＱ8とからなり、コンパレータ３ａは、（＋）入力に
基準電圧Ｖｓを、（−）入力にコンデンサＣaの充電電
圧を受けて、基準電圧ＶｓとコンデンサＣaの端子電圧
（充電電圧）とを比較して充電開始電圧を検出する。コ
ンパレータ３ｂは、（＋）入力にコンデンサＣaの端子
電圧（充電電圧）を、（−）入力に検出電圧Ｖｄを定電
圧回路５（定電圧Ｖｓ）を介して受けて基準電圧Ｖｓ＋
ＶｄとコンデンサＣａの充電電圧とを比較して放電開始
電圧を検出する。コンパレータ３ａの検出出力は、コン
デンサＣaの充電電圧が基準電圧Ｖｓか、あるいはこれ
よりも低下したときに発生してこれがフリップフロップ
３ｃのセット側端子Ｓに入力されてＱ出力をＨＩＧＨレ
ベル（以下“Ｈ”）にする。コンパレータ３ｂの検出出
力は、コンデンサＣaの充電電圧が基準電圧Ｖｓ＋Ｖｄ
と等しいか、あるいはこれを超えたときに発生してフリ
ップフロップ３ｃのリセット側端子Ｒに入力されてＱ出
力をＬＯＷレベル（以下“Ｌ”）にする。

【００１４】フリップフロップ３ｃのＱ出力は、エミッ
タがグランドＧＮＤに接続され、コレクタに充放電の切
換信号を発生するトランジスタＱ8のベースに入力され
る。このトランジスタＱ8の制御については後述する
が、トランジスタＱ8による充放電切換信号が充放電電
流生成回路４に入力されて、Ｑ出力が“Ｈ”のときに所
定の充電電流値ＩでコンデンサＣaを充電させ、Ｑ出力
が“Ｌ”のときに所定の放電電流値ＩでコンデンサＣa
の電荷を放電させる。その結果、コンデンサＣaの充放
電により発生する三角波の電圧は、電圧Ｖｓから電圧Ｖ
ｓ＋Ｖｄまでとなり、その振幅ΔＶは、電圧Ｖｄに対応
している。そこで、電源ライン＋Ｖccの電圧が低下した
ときには、それに応じて三角波の振幅ΔＶが小さくな
る。

【００１５】充放電電流生成回路４は、三角波の振幅電
圧ΔＶに一致する検出電圧Ｖｄを受けて充放電電流値Ｉ
を検出電圧Ｖｄに応じて変化させることで電源電圧に応
じて変化させる。すなわち、電源電圧が低下したとき
に、言い換えれば、三角波の振幅ΔＶが小さくなったと
きに、充放電電流値Ｉを三角波の振幅電圧ΔＶに応じて
小さくする。このことで、発生する三角波の傾斜部分の
角度を小さくする。充放電電流生成回路４は、振幅電圧
／電流変換回路４０と充放電電流値転送回路４１とから
なる。振幅電圧／電流変換回路４０は、初段入力のＰＮ
ＰトランジスタＱ1と、抵抗Ｒ6をエミッタ側に有する電
圧電流変換回路として設けられエミッタフォロア回路を
構成するＮＰＮトランジスタＱ2とからなる。そして、
充放電電流値転送回路４１は、ＮＰＮトランジスタＱ2
の上流側に設けられたカレントミラー回路４１ａを構成
するＰＮＰトランジスタＱ3、Ｑ4、Ｑ5と、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ4、Ｑ5の下流側においてカレントミラー回路
４１ｂを構成するＮＰＮトランジスタＱ6、Ｑ7とからな
る。

【００１６】トランジスタＱ1は、エミッタ側が抵抗Ｒ7
を介して電源ライン＋Ｖccに接続され、コレクタ側がグ
ランドＧＮＤに接続されている。そして、ベースに検出
電圧Ｖｄを受けてエミッタにＶｄ＋１Ｖｆ（１Ｖｆはベ
ース・エミッタ間順方向降下電圧）の電圧を発生する。
トランジスタＱ2は、エミッタ側が抵抗Ｒ6を介してグラ
ンドＧＮＤに接続され、コレクタ側がカレントミラー回
路４１ａの入力側トランジスタＱ3のコレクタ−エミッ
タを介して電源ライン＋Ｖccに接続され、ベースがトラ
ンジスタＱ1のエミッタに接続されている。そしてこの
ベースに電圧Ｖｄ＋１Ｖｆを受ける。そこで、抵抗Ｒ6
の端子電圧には、Ｖｄ＋１Ｖｆ−１Ｖｆ（＝Ｖｄ）の電
圧（三角波の振幅ΔＶに等しい）を受ける。その結果、
検出電圧Ｖｄは、この抵抗Ｒ6により、Ｉ（＝Ｖｄ／Ｒ
6）の電流値に変換される。ただし、Ｒ6は、抵抗Ｒ6の
抵抗値とする。

【００１７】この電流値Ｉは、カレントミラー回路４１
ａの入力側トランジスタＱ3のコレクタに加えられて駆
動電流とされ、その出力側トランジスタＱ4、Ｑ5に転送
される。そして、下流のトランジスタＱ6、Ｑ7に出力さ
れる。なお、トランジスタＱ3、Ｑ4、Ｑ5は、エミッタ
側が電源ライン＋Ｖccに接続されている。トランジスタ
Ｑ4のコレクタは、トランジスタＱ6のコレクタ−エミッ
タを介してグランドＧＮＤに接続され、トランジスタＱ
5のコレクタは、トランジスタＱ7のコレクタ−エミッタ
を介してグランドＧＮＤに接続されている。出力電流値
Ｉは、トランジスタＱ6がＯＮ状態にあるときには、そ
のまま、トランジスタＱ6、Ｑ7のコレクタ−エミッタを
介してグランドＧＮＤへと流れる。ここで、カレントミ
ラー回路４１ｂの出力側トランジスタＱ7は、入力側ト
ランジスタＱ6に対してエミッタ面積が２倍のものとな
っているので、トランジスタＱ6に電流値Ｉが流れてい
るときには、２Ｉの電流値を流す能力がある。入力側ト
ランジスタＱ6のベースは、充放電制御回路３の制御用
のＮＰＮトランジスタＱ8のコレクタに接続され、これ
により、そのＯＮ／ＯＦＦが制御される。トランジスタ
Ｑ8のベースは、充放電制御回路３のフリップフロップ
３ｃのＱ出力を受ける。そのエミッタは、グランドＧＮ
Ｄに接続されている。そこで、Ｑ出力が“Ｈ”のときに
はトランジスタＱ8は、ＯＮとなり、トランジスタＱ6が
ＯＦＦとなる。トランジスタＱ6がＯＦＦのときには、
トランジスタＱ7はＯＦＦとなり、上流のトランジスタ
Ｑ5の電流値ＩはコンデンサＣaに流れて充電電流値Ｉに
よりコンデンサＣaが充電される。

【００１８】一方、Ｑ出力が“Ｌ”のときにはトランジ
スタＱ8は、ＯＦＦとなり、トランジスタＱ6がＯＮとな
る。トランジスタＱ6がＯＮのときには、トランジスタ
Ｑ7は、電流値２Ｉの電流を流せるので、上流のトラン
ジスタＱ5の電流値ＩとコンデンサＣaから放電電流値Ｉ
が流れ出る。これにより電流値Ｉで放電が行われる。そ
の結果として、三角波発生回路１３０ａで発生する三角
波の振幅ΔＶは、ΔＶ＝Ｒ5・Ｖcc／（Ｒ4＋Ｒ5）＝
（Ｖｄ）となり、充放電電流値Ｉは、Ｉ＝ΔＶ／Ｒ6と
なる。また、出力される三角波の周波数ｆは、Ｃa・Ｖ
＝Ｉ・ｔ、ｆ＝１／２ｔより、ｔ＝Ｃa・Ｖ／Ｉ＝Ｃa・
ΔＶ／（ΔＶ／Ｒ6）となり、これにより周波数ｆは、
ｆ＝１／（２Ｃa・Ｒ6）である。ただし、Ｒ4，Ｒ5，Ｒ
6は、抵抗Ｒ4，Ｒ5，Ｒ6の抵抗値、ＣaはコンデンサＣa
の容量とする。したがって、三角波の周波数ｆは、振幅
ΔＶが電源電圧の変動により変化しても変化せずに一定
となる。なお、前記の抵抗Ｒ6の抵抗値と電圧Ｖｄとで
決定される電流値Ｉは、コンデンサＣaの容量との関係
で電源電圧＋Ｖccが所定値以下に低下したときにＰＷＭ
デューティ比が６０％〜７０％程度になるように選択さ
ている。

【００１９】その結果、図２に示すように周波数ｆの振
幅ΔＶの三角波となり、電源電圧が低下して振幅ΔＶが
小さくなると、三角波の傾斜角も小さくなって、周波数
ｆは実質的に変化しない。検出電圧Ｖｄと振幅の関係
は、電源電圧が低下してもデューティ比が低下して適正
なものとなる。なお、点線で示す波形は、従来の図３に
対応する電源電圧が低下したときの三角波の波形であ
り、実線で示す三角波の場合よりもデューティ比が高
い。

【００２０】以上説明してきたが、実施例では、カレン
トミラー回路により生成した充放電電流値Ｉをコンデン
サに転送しているが、この電流値の転送は、カレントミ
ラー回路に限定されるものではない。

【００２１】

【発明の効果】以上説明してきたように、この発明にあ
っては、電源電圧に応じて三角波発生回路の三角波の振
幅を制御し、さらにこの振幅に応じてコンデンサを充放
電する定電流値を制御して電源電圧が低下したときに定
電流値を小さくすることにより出力される三角波を所定
の周波数に維持してその波形傾斜を小さくすることによ
り、誤差電圧の変化に対してＰＷＭパルス幅の変化する
範囲が大きく採れるので、電源電圧低下時の出力電圧の
変動に対して十分な制御能力を発揮することができる。
その結果、電池電源で駆動されるスイッチングレギュレ
ータの電源電圧低下時のＰＷＭ駆動能力の低下を抑制す
ることができ、電源電圧低下時にも所定のデューティ比
を確保し、電源電圧低下時の出力電圧の変動に対して十
分にＰＷＭ駆動をすることができる

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、この発明のスイッチングレギュレータ
を適用した一実施例のブロック図である。

【図２】図２は、その三角波発生回路の三角波の波形と
ＰＭＷ制御の誤差電圧との関係の説明図である。

【図３】図３は、従来のスイッチングレギュレータの一
例を示すブロック図である。

【図４】図４は、その三角波発生回路の出力波形とＰＭ
Ｗ制御との関係の説明図である。

【符号の説明】

１，１０…スイッチングレギュレータ、２，１７…抵抗
分圧回路、３…充放電制御回路、４…充放電電流生成回
路、５…定電圧回路、１１…誤差増幅器、１２…基準電
圧発生回路、１３…ＰＷＭパルス発生回路、１４…ドラ
イバ、１５…スイッチング回路、１６…出力端子、Ｄ…
ショットキーダイオード、Ｄ1，Ｄ2…ダイオード、Ｑ
1，Ｑ1〜Ｑ7…ＭＯＳＦＥＴトランジスタ、Ｃ，Ｃa，Ｃ
1〜Ｃ3…コンデンサ、４０…振幅電圧／電流変換回路、
４１…充放電電流値転送回路、１３ａ，１３０ａ…三角
波発生回路。

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定の電源電圧の直流電源から電力を受
   け、出力電圧と目標電圧との差に応じた誤差電圧を発生
   してこの誤差電圧と三角波発生回路の特定の周波数の三
   角波とを比較することによりＰＷＭの駆動パルスを生成
   してこのパルスに応じてトランジスタをスイッチングし
   て前記出力電圧が前記目標電圧となるように制御するス
   イッチングレギュレータにおいて、 前記三角波発生回路は、充放電のコンデンサと、前記電
   源電圧に応じた前記三角波の振幅電圧を発生する振幅電
   圧発生回路と、前記振幅電圧に応じた電流値の電流を前
   記コンデンサの充放電電流として生成する充放電電流生
   成回路と、基準電圧を受けてこの電圧と前記コンデンサ
   の端子電圧を比較した結果に応じて放電から充電への切
   換えを行い、かつ前記振幅電圧と前記基準電圧の和に等
   しい電圧を受けてこの電圧と前記コンデンサの端子電圧
   を比較した結果に応じて充電から放電への切換えを行う
   充放電制御回路とを有し、前記特定の周波数の三角波を
   前記コンデンサの端子電圧として発生することを特徴と
   するスイッチングレギュレータ。
2. 【請求項２】前記直流電源は電池であり、前記振幅電圧
   に応じた電流値の電流は定電流であり、前記充放電電流
   生成回路は、前記振幅電圧発生回路から前記振幅電圧を
   受けてこの電圧を電流値に変換する抵抗と、この抵抗を
   流れる電流に従って前記定電流値を発生するカレントミ
   ラー回路とを有する請求項１記載のスイッチングレギュ
   レータ。
3. 【請求項３】前記充放電制御回路は、前記基準電圧を受
   けてこの電圧と前記コンデンサの端子電圧を比較する第
   １のコンパレータと、前記振幅電圧と前記基準電圧の和
   に等しい電圧を受けてこの電圧と前記コンデンサの端子
   電圧を比較する第２のコンパレータと、前記第１および
   第２のコンパレータの比較結果を受けて充放電の切換信
   号を前記充放電電流生成回路に出力する制御回路とを有
   する請求項２記載のスイッチングレギュレータ。
4. 【請求項４】前記第１のコンパレータは、前記基準電圧
   以下になったときに第１の検出信号を発生するもので
   り、前記第２のコンパレータは、前記振幅電圧と前記基
   準電圧の和に等しい電圧以上になったときに第２の検出
   信号を発生するものでり、前記第１の検出信号により前
   記充放電電流生成回路で生成された前記定電流を充電電
   流として前記充放電電流生成回路から前記コンデンサに
   流出させ、前記第２の検出信号により前記定電流を放電
   流として前記コンデンサから前記充放電電流生成回路に
   流出させる請求項３記載のスイッチングレギュレータ。
5. 【請求項５】前記振幅電圧発生回路は、前記電池の前記
   電源ラインと接地間に設けられた抵抗分圧回路であっ
   て、分圧電圧を前記振幅電圧として発生し、前記充放電
   電流生成回路は、前記振幅電圧を前記定電流値に変換す
   るための前記抵抗をエミッタに有し前記抵抗により変換
   された前記電流で前記カレントミラー回路を駆動するエ
   ミッタフォロア回路を有する請求項４記載のスイッチン
   グレギュレータ。
6. 【請求項６】さらに、前記充放電電流生成回路は、フリ
   ップフロップを有し、前記フリップフロップは、前記第
   １の検出信号をセット信号として受けて、前記第２の検
   出信号をリセット信号として受けて充放電切換の信号を
   発生して前記充放電電流生成回路に送出する請求項５記
   載のスイッチングレギュレータ。
7. 【請求項７】前記トランジスタは、前記電池の電源ライ
   ンと前記接地間に設けられ、さらに誤差電圧検出回路
   と、第３のコンパレータと、ドライバとを有し、前記誤
   差電圧検出回路は、前記誤差電圧を発生し、前記第３の
   コンパレータは、前記誤差電圧と前記コンデンサの端子
   電圧とを受けてこれら電圧を比較することによりＰＷＭ
   パルスを発生し、前記ドライバは、前記ＰＷＭパルスを
   受けて前記ＰＷＭ駆動パルスを生成して前記トランジス
   タをスイッチングする請求項６記載のスイッチングレギ
   ュレータ。
8. 【請求項８】さらに、前記目標電圧に対して特定の関係
   にある基準電圧を発生する基準電圧発生回路と平滑回路
   とを有し、前記誤差電圧検出回路は、前記基準電圧発生
   回路の前記基準電圧と前記出力電圧に従う所定の検出電
   圧との差に応じて前記誤差電圧を発生するものであり、
   前記平滑回路は、前記トランジスタの出力を受けて前記
   出力電圧を持つ電力として出力する請求項７記載のスイ
   ッチングレギュレータ。