JP2002078326A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ用ｐｗｍ制御回路 - Google Patents

Ｄｃ−ｄｃコンバータ用ｐｗｍ制御回路

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をその目標
値に一致させるための誤差増幅回路において、目標値と
して与える基準電圧がステップ状に変化しても、ＤＣ−
ＤＣコンバータ出力に過大な行き過ぎが生じないように
する。 【解決手段】 誤差増幅回路を、動作点が固定（グラン
ド電位）の作動増幅回路６ａとＰＩ調節回路６ｂとのカ
スケード接続したものとすることにより、基準電圧Ｖ
REF をステップ状に変化させても回路６ａ，６ｂの動作
点をグランド電位のまま変化しないようにし、掲記課題
を達成する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、半導体スイッチ
のオン，オフにより或る直流電圧を別の直流電圧に変換
するＤＣ−ＤＣ（直流−直流）コンバータ、特にその出
力電圧を目標値に一致させるために用いられる、アナロ
グ回路構成のＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図７にこの種のＤＣ−ＤＣコンバータ用
ＰＷＭ制御回路の従来例を示す。同図の参照符号１がＤ
Ｃ−ＤＣコンバータで、半導体スイッチのオン，オフに
より直流電源２の電圧を別の直流電圧に変換し、負荷３
に供給する。また、符号４がＤＣ−ＤＣコンバータの出
力電圧２の目標値に制御するＰＷＭ回路で、検出回路
５，誤差増幅回路６および比較回路７等から構成されて
いる。検出回路５はＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧
ＶOUT を検出し伝達する回路で、例えば減衰器，整流
器，バッファ，絶縁アンプ等から構成されている。誤差
増幅回路６は、検出回路５の出力電圧ＶO ’と基準電圧
ＶREF との誤差を増幅して出力する。比較回路７は、誤
差増幅回路６の出力電圧ＶE と三角波または鋸歯のキャ
リア信号ＶOSC とを比較し、ＰＷＭ信号を出力する。
【０００３】このように、ＰＷＭ制御回路はＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力電圧をフィードバックし、目標値との
誤差に応じて半導体スイッチのオン，オフ比率（時比
率）を制御する機能を有している。なお、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの具体例としては、例えば図８のような降圧チ
ョッパ回路、図９のような昇圧チョッパ回路、図１０の
ような反転チョッパ回路がある。また、検出回路５と誤
差増幅回路６の具体例を図１１に示す。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】一般に、アナログ増幅
回路の入力電圧と出力電圧との関係は、次の（１）式の
ように示される。 Ｖ2 −Ｖbias＝Ｋ×（Ｖ1 −Ｖbias） …（１） ここに、Ｖ1 ，Ｖ2 はそれぞれアナログ増幅回路の入力
電圧，出力電圧を、また、Ｖbiasはアナログ増幅回路の
動作点となる電圧、Ｋはアナログ増幅回路のゲインを示
す。ところで、図１１で示す従来の誤差増幅回路６の動
作点は基準電圧ＶREF 、すなわちＶbias＝ＶREF とな
る。このため、ＶREF を変化させたときの過渡応答に問
題が生じる。この点について、図１２を参照して説明す
る。
【０００５】図１２は、図７におけるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ１を図８のような降圧チョッパ回路とし、検出回路
５と誤差増幅回路６を図１１の如く構成した例で、Ｖ
REF を図１２（ｂ）のようにステップ状に変化させたと
きの、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧波形例を図１２
（ａ）に示す。つまり、定常状態では、誤差増幅回路６
の出力電圧ＶE は、目標値に相当する時比率のＰＷＭ信
号を発生するために、キャリア信号ＶOSC の振幅内の或
る直流値になっている。ここで、ＶREF をステップ状に
変化させると、誤差増幅回路６の動作点Ｖbiasも同時に
ステップ状に変化する。このため、上記（１）式で示す
ようにＶREF の変位分だけＶE の値もステップ状に変化
し、その値を初期値として次の目標値への制御が行なわ
れる。このため、誤差増幅回路６のゲインによらず、図
１２（ａ）に示すような過大な行き過ぎ量が発生するこ
とになる。したがって、この発明の課題は、ＰＷＭ制御
回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧の行き過ぎ
量を含めて過渡応答を改善することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、半導体スイッチのオン，
オフにより或る直流電圧を別の直流電圧に変換するＤＣ
−ＤＣ（直流−直流）コンバータの出力電圧を検出する
検出回路と、その検出電圧と基準電圧との誤差を増幅す
る誤差増幅回路と、この誤差増幅回路の出力電圧を三角
波または鋸波のキャリア信号と比較する比較回路を有し
前記ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動するＰＷＭ信号を発生
するＰＷＭ制御回路とを備えてなるＤＣ−ＤＣコンバー
タ用ＰＷＭ制御回路において、前記誤差増幅回路を動作
点が固定の第１のアナログ増幅回路と、動作点が固定の
第２のアナログ増幅回路とのカスケード接続により構成
し、かつ、前記第１のアナログ増幅回路を差動増幅回路
とすることを特徴とする。上記請求項１の発明において
は、前記第２のアナログ増幅回路をＰＩ調節回路とする
ことができる（請求項２の発明）。
【０００７】請求項３の発明では、半導体スイッチのオ
ン，オフにより或る直流電圧を別の直流電圧に変換する
ＤＣ−ＤＣ（直流−直流）コンバータの出力電圧を検出
する検出回路と、その検出電圧と基準電圧との誤差を増
幅する誤差増幅回路と、この誤差増幅回路の出力電圧を
三角波または鋸波のキャリア信号と比較する比較回路を
有し前記ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動するＰＷＭ信号を
発生するＰＷＭ制御回路とを備えてなるＤＣ−ＤＣコン
バータ用ＰＷＭ制御回路において、前記誤差増幅回路を
差動増幅回路とＰＩ調節回路の合成回路とし、その動作
点を固定にしたことを特徴とする。
【０００８】上記請求項１〜３の発明においては、前記
ＰＷＭ制御回路の駆動電源を負極側端子をグランド電位
に接続した単一の正電源とし、前記比較回路または前記
ＤＣ−ＤＣコンバータを、このＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧が前記誤差増幅回路の出力電圧と前記キャリア
信号の振幅下限電位に等しいときに最小となるように構
成し、前記誤差増幅回路の動作点を前記キャリア信号の
振幅下限電位とグランド電位の間の電位に設定すること
ができる（請求項４の発明）。この請求項４の発明にお
いては、前記誤差増幅回路のゲインを決定する受動素子
に単数または複数のコンデンサを接続したときは、この
コンデンサと並列にスイッチを接続し、前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータおよび前記ＰＷＭ制御回路の停止時に前記ス
イッチをオンすることができる（請求項５の発明）。
【０００９】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す回路図である。これは、図７に示す誤差増幅回
路６を、演算増幅器９１と抵抗１１〜１４で構成したア
ナログ差動増幅回路６ａと、演算増幅器９２と抵抗１
５，１６およびコンデンサ８１で構成したアナログＰＩ
調節回路６ｂとをカスケード接続したものとしている。
一般に、アナログ差動増幅回路の入力電圧と出力電圧と
の関係は、次の（２）式で示される。 Ｖ2 −Ｖbias＝Ｋ’×（Ｖ1 ’−Ｖ1 ”−Ｖbias） …（２） ここで、Ｖ1 ’，Ｖ1 ”はアナログ差動増幅回路の各入
力電圧、Ｋ’はアナログ差動増幅回路のゲインを表わ
す。なお、アナログＰＩ調節回路の入力電圧と出力電圧
との関係は（１）式と同様である。また、図１における
アナログ差動増幅回路６ａとアナログＰＩ調節回路６ｂ
の動作点は、いずれもグランド電位となっている。
【００１０】図１では、演算増幅器で構成したアナログ
差動増幅回路６ａとアナログＰＩ調節回路６ｂのカスケ
ード接続としたが、上記（２）式で表わされるアナログ
差動増幅回路および（１）式で示されるアナログ増幅回
路のカスケード接続で、それぞれの動作点がＶREF によ
らず常に一定（固定）であるならば、他の回路構成でも
実現可能であり、図１の回路に限定されるものではな
い。したがって、例えばアナログＰＩ調節回路６ｂの抵
抗１５と並列にコンデンサを接続することでＰＩＤ調節
回路としたり、あるいはコンデンサ８１を省略してＰ調
節回路とすることも可能である。
【００１１】図１３に、図７のＤＣ−ＤＣコンバータ１
を図８のような降圧チョッパ回路、誤差増幅回路６を図
１の如く構成し、ＶREF をステップ状に変化させたとき
のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧波形例を示す。すな
わち、定常状態では誤差増幅回路６の出力電圧ＶE は、
目標値に相当する時比率のＰＷＭ信号を発生するため
に、キャリア信号ＶOSC の振幅内の或る直流値となって
いる（図１３（ｂ）参照）。そして、ＶREF をステップ
状に変化させても、アナログ差動増幅回路６ａおよびア
ナログＰＩ調節回路６ｂの動作点はグランド電位のまま
変化しない。このため、ＶE は図１２の従来例の場合の
ようにステップ状に変化せず、その結果、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力電圧ＶOUT は、差動増幅回路およびＰＩ
調節回路のゲインによって一意に決まる過渡応答をしな
がら、図１３（ａ）の如く目標値に収束することにな
る。
【００１２】図２はこの発明の第２の実施の形態を示す
回路図である。これは、図７に示す誤差増幅回路６を、
演算増幅器９３および抵抗２１〜２４ならびにコンデン
サ８２，８３から構成し、図１と等価な伝達関数を単一
の演算増幅器で実現したものとしている。その動作点も
グランド電位となっていることから、この回路の動作は
図１の場合と同じとなる。図２では、図１に示すアナロ
グ差動増幅回路６ａとアナログＰＩ調節回路６ｂのカス
ケード接続と等価な合成回路としたが、上記（２）式で
表わされるアナログ差動増幅回路および（１）式で表わ
されるアナログ増幅回路のカスケード接続と等価な合成
回路で、動作点がＶREF によらず常に一定であるなら
ば、他の回路構成でも実現可能であり、図２の回路に限
定されるものでないのは図１の場合と同様である。
【００１３】図３は図１の変形例を示す回路図で、図１
のグランド電位に接続している個所に、直流電源７１を
付加して構成される。この場合の動作点は、直流電源７
１の電圧ＶM である。すなわち、図３に示す演算増幅器
９１，９２の駆動電源は単一の正電源であり、図７に示
す比較回路７またはＤＣ−ＤＣコンバータ１は、ＤＣ−
ＤＣコンバータ１の出力電圧が誤差増幅回路６の出力電
圧ＶE とキャリア信号ＶOSC の振幅下限電位に等しいと
きに、最小となるように構成し、直流電源７１の出力電
圧ＶM はキャリア信号ＶOSC の振幅下限電位とグランド
電位との間の値に設定する。つまり、この例では先の
（１）式において、Ｖ2 −Ｖbias＝０、すなわちＶ2＝
Ｖbias＝ＶM の場合においても、ＤＣ−ＤＣコンバータ
１の出力電圧OUT は零になる。このため、例えばＰＷＭ
制御回路４の起動時に、演算増幅器９１，９２と直流電
源７１の起動時刻（タイミング）が異なり、直流電源７
１が先に立ち上がった場合にもＤＣ−ＤＣコンバータ１
の出力電圧OUT を零のまま保持でき、不要な出力電圧が
発生するのを防ぐことができる。
【００１４】図４は図２の変形例を示す回路図で、図２
のグランド電位に接続している個所に直流電源７２を付
加して構成される。この場合の動作点は、直流電源７２
の電圧ＶM である。すなわち、図４に示す演算増幅器９
３の駆動電源は単一の正電源であり、図７に示す比較回
路７またはＤＣ−ＤＣコンバータ１は、ＤＣ−ＤＣコン
バータ１の出力電圧が誤差増幅回路６の出力電圧ＶE と
キャリア信号ＶOSC の振幅下限電位に等しいときに最小
となるように構成し、直流電源７２の出力電圧ＶM はキ
ャリア信号ＶOSC の振幅下限電位とグランド電位との間
の値に設定する。
【００１５】図５は図３の変形例を示す回路図で、図３
のコンデンサ８１と並列にスイッチ６１を付加して構成
される。その動作について、図１４も参照して説明す
る。なお、演算増幅器９２の駆動電源および直流電源７
１は既に起動しており、演算増幅器９２の出力電圧ＶE
は停止時に０とする。また、演算増幅器９２の停止時は
スイッチ６１をオンとし、コンデンサ８１の両端を短絡
しておくものとする。ここで、演算増幅器９２を起動す
ると、ＶE は演算増幅器９２の起動と同時に動作点であ
るＶM まで上昇する。演算増幅器９２の起動後にスイッ
チ６１を開放すると、ＶM を初期値として制御を開始す
る。このとき、スイッチ６１がないと、図１４に細線で
示すようにコンデンサ８１を充電しながらＶE が緩やか
に上昇するため、ＰＷＭ制御を開始するキャリア信号Ｖ
OSC の下限電圧にＶE が到達するのに大きな遅延が生じ
ることになる。
【００１６】そこで、誤差増幅回路のゲインを決定する
受動素子にコンデンサを用いた場合は、誤差増幅回路の
停止時にコンデンサの電荷を放電しておくことで、起動
時の誤差増幅回路の出力電圧ＶE の立ち上がり時間を速
くし、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時間を短縮するよう
にしている。図６は図４の変形例を示す回路図で、図４
のコンデンサ８２，８３と並列にスイッチ６２，６３を
それぞれ付加して構成される。その動作については図１
４と同様なので、説明は省略する。
【００１７】
【発明の効果】請求項１，２，３の発明によれば、従来
のように基準電圧を変化させてＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧を制御する場合に発生していた過大な行き過ぎ
を抑制することができる。請求項４の発明によれば、Ｐ
ＷＭ制御回路の起動時におけるＤＣ−ＤＣコンバータの
不要な出力電圧の発生を防ぐことが可能となる。請求項
５の発明によれば、請求項４の発明における起動時間の
遅延を短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。
【図２】この発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。
【図３】この発明の第３の実施の形態を示す回路図であ
る。
【図４】この発明の第４の実施の形態を示す回路図であ
る。
【図５】この発明の第５の実施の形態を示す回路図であ
る。
【図６】この発明の第６の実施の形態を示す回路図であ
る。
【図７】ＤＣ−ＤＣコンバータ用ＰＷＭ制御回路の従来
例を示すブロック図である。
【図８】ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の具体例を示す回
路図である。
【図９】ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の具体例を示す回
路図である。
【図１０】ＤＣ−ＤＣコンバータの第３の具体例を示す
回路図である。
【図１１】検出回路と誤差増幅回路の具体例を示す回路
図である。
【図１２】図１１の動作説明図である。
【図１３】図１の動作説明図である。
【図１４】図５の動作説明図である。
【符号の説明】
１…ＤＣ−ＤＣコンバータ、２，７１，７２…直流電
源、３…負荷、４…ＰＷＭ制御回路、５…検出回路、６
…差動増幅回路、７…比較回路、８…基準電圧源、９…
発振回路、１１〜１６，２１〜２４，３１〜３３…抵
抗、６１，６２，６３…スイッチ、８１，８２，８３…
コンデンサ、９１〜９３…演算増幅器。

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 半導体スイッチのオン，オフにより或る
    直流電圧を別の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣ（直流−
    直流）コンバータの出力電圧を検出する検出回路と、そ
    の検出電圧と基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅回路
    と、この誤差増幅回路の出力電圧を三角波または鋸波の
    キャリア信号と比較する比較回路を有し前記ＤＣ−ＤＣ
    コンバータを駆動するＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ制御
    回路とを備えてなるＤＣ−ＤＣコンバータ用ＰＷＭ制御
    回路において、 前記誤差増幅回路を動作点が固定の第１のアナログ増幅
    回路と、動作点が固定の第２のアナログ増幅回路とのカ
    スケード接続により構成し、かつ、前記第１のアナログ
    増幅回路を差動増幅回路とすることを特徴とするＤＣ−
    ＤＣコンバータ用ＰＷＭ制御回路。
  2. 【請求項２】 前記第２のアナログ増幅回路をＰＩ調節
    回路とすることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−Ｄ
    Ｃコンバータ用ＰＷＭ制御回路。
  3. 【請求項３】 半導体スイッチのオン，オフにより或る
    直流電圧を別の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣ（直流−
    直流）コンバータの出力電圧を検出する検出回路と、そ
    の検出電圧と基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅回路
    と、この誤差増幅回路の出力電圧を三角波または鋸波の
    キャリア信号と比較する比較回路を有し前記ＤＣ−ＤＣ
    コンバータを駆動するＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ制御
    回路とを備えてなるＤＣ−ＤＣコンバータ用ＰＷＭ制御
    回路において、 前記誤差増幅回路を差動増幅回路とＰＩ調節回路の合成
    回路とし、その動作点を固定にしたことを特徴とするＤ
    Ｃ−ＤＣコンバータ用ＰＷＭ制御回路。
  4. 【請求項４】 前記ＰＷＭ制御回路の駆動電源を負極側
    端子をグランド電位に接続した単一の正電源とし、前記
    比較回路または前記ＤＣ−ＤＣコンバータを、このＤＣ
    −ＤＣコンバータの出力電圧が前記誤差増幅回路の出力
    電圧と前記キャリア信号の振幅下限電位に等しいときに
    最小となるように構成し、前記誤差増幅回路の動作点を
    前記キャリア信号の振幅下限電位とグランド電位の間の
    電位に設定することを特徴とする請求項１ないし３のい
    ずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ用ＰＷＭ制御回
    路。
  5. 【請求項５】 前記誤差増幅回路のゲインを決定する受
    動素子に単数または複数のコンデンサを接続したとき
    は、このコンデンサと並列にスイッチを接続し、前記Ｄ
    Ｃ−ＤＣコンバータおよび前記ＰＷＭ制御回路の停止時
    に前記スイッチをオンすることを特徴とする請求項４に
    記載のＤＣ−ＤＣコンバータ用ＰＷＭ制御回路。
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