JP2007209103A - 電流モード制御dc−dcコンバータ - Google Patents
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Abstract
【解決手段】基準電圧Vrefと、出力電圧Voutを分圧して、出力電圧Voutに比例した電圧を出力する直列抵抗R1,R2と、基準電圧Vrefと出力電圧Voutに比例した電圧の電圧差を増幅する誤差増幅回路10とを備え、外部制御電圧VPABIASを直列抵抗R1,R2の分圧点に印加する回路において、外部制御電圧VPABIASに応じてスロープ補償電圧の傾斜を変化させるようにした。スロープ補償電圧は、傾斜が固定のスロープを生成する回路16と、外部制御電圧VPABIASに応じて傾斜を変化させる補正スロープ補償電圧生成回路17とを備えた。
【選択図】図1
Description
以下、この回路の動作を説明する。クロック信号CLKの立ち上りでRSフリップフロップ回路(以下、RS−FFと記す)21はセットされ、出力Q(PWM信号)はハイレベルとなる。この信号は、ドライバ回路16を介してNMOSトランジスタを用いたスイッチング素子M1のゲートに印加されるので、スイッチング素子M1はオンとなる。
スイッチング素子M1がオフすると、整流ダイオードD1を介してインダクタL1に蓄えられたエネルギーが電流ILとして継続して出力に供給される。
本発明の目的は、上述のような問題点を考慮してなされたものであって、出力電圧のダイナミックレンジを広くしても、安定した動作が可能な電流モード制御DC−DCコンバータを提供することである。
また、本発明の電流モード制御DC−DCコンバータは、スロープ補償電圧を、傾斜が固定のスロープ補償電圧を生成する固定スロープ補償電圧生成回路と、外部制御電圧に応じて、固定のスロープ補償電圧の傾斜を変化させる補正スロープ補償電圧生成回路とを備え、両スロープ信号を合成して生成する(請求項3参照)。
また、本発明の電流モード制御DC−DCコンバータは、入力電圧と出力端子の間にスイッチング素子とインダクタの直列回路を備え、補正スロープ補償電圧を該インダクタに流れる電流に比例した電圧に加算することにより生成する(請求項5参照)。
図1は、本発明の一実施例に係る電流モード制御DC−DCコンバータの回路構成図である。
電流モード制御方式DC−DCコンバータは、基準電圧Vref、出力電圧Voutを検出する分圧抵抗R1とR2、誤差増幅回路10、PWMコンパレータ11、RSフリップフロップ回路12、ドライバ回路13、スイッチング素子M1、同期整流素子M2、インダクタL1,コンデンサC1、電流検出回路14、スロープ電圧生成回路15、固定スロープ補償電圧生成回路16、補正スロープ補償電圧生成回路17から構成される。そして、電源端子Vinと接地端子、出力端子Vout、および外部制御電圧入力端子PABIASを備えている。
誤差増幅回路10の非反転入力には基準電圧Vrefが印加され、出力はPWMコンパレータ11の反転入力に接続されている。PWMコンパレータ11の非反転入力は、後述するスローブ電圧生成回路15の出力Vcが印加され、出力はRS−FF12のリセット入力Rに接続されている。
RS−FF12のセット入力には、クロック信号が入力されている。RS−FF12の出力Qは、ドライバ回路13の入力端子Iに接続されている。
スイッチング素子M1のソースは電源Vinに、ドレインは同期整流素子M2のドレインに、それぞれ接続されると共に、インダクタL1を介して出力端子Voutに接続されている。また、電流検出回路14のPMOSトランジスタM3とM4は、ドライバ13の端子Pの出力信号によりスイッチング素子M1と同期してオン/オフする。
Isense=IL×0.4/(0.4+30+10)≒IL/100・・・(式1)
となり、検出電流Isenseはリアクトル電流ILに比例した電流であることがわかる。
検出電流IsenseによるPMOSトランジスタM3の電圧降下を測定することで、リアクトル電流ILを調べることができる。
演算増幅回路18の非反転入力には電流検出回路14の出力信号Isenseが入力されている。また、反転入力は、PMOSトランジスタM5のソースに接続されており、出力はM5のゲートに接続されている。
PMOSトランジスタM5のソースは抵抗R6を介して電源Vinに接続され、ドレインは抵抗R8を介して接地されている。また、ドレインは、抵抗R7を介して演算増幅回路19の非反転入力にも接続されている。
NMOSトランジスタM8のドレインは、PMOSトランジスタM7のドレインに接続されている。PMOSトランジスタM7のソースは電源Vinに接続され、ゲートは自身のドレインに接続されると共に、PMOSトランジスタM6のゲートに接続されている。
PMOSトランジスタM6のソースは電源Vinに接続されており、ドレインは抵抗R4を介して接地されると共に、スロープ電圧生成回路15の出力Vcとなって、PWMコンパレータ11の非反転入力に接続される。
電流源11の一端は電源Vinに接続され、他端はPMOSトランジスタM9のソースに接続されている。PMOSトランジスタM9のドレインはコンデンサC2の一端に接続され、コンデンサC2の他端は接地されている。また、PMOSトランジスタM9のゲートはドライバ回路13の出力端子Pに接続されている。
NMOSトランジスタM10のドレインはコンデンサC2とPMOSトランジスタM9のドレインの交点に接続され、ソースは接地されている。また、ゲートは、ドライバ回路13の出力端子Pに接続されている。
さらに、コンデンサC2とPMOSトランジスタM9のドレインの交点は、抵抗R9を介して演算増幅回路19の非反転入力に接続されている。
演算増幅目鳴20の非反転入力には、外部制御電圧VPABIASが印加されている。また、反転入力はNMOSトランジスタM15のソースに接続され、抵抗R10を介して接地されている。さらに、出力は、M15のゲートに接続されている。
NMOSトランジスタM12のソースは接地され、ゲートは自身のドレインに接続されると共に、NMOSトランジスタM11のゲートに接続されている。NMOSトランジスタM11のソースは、接地されている。また、ドレインは、コンデンサC2とPMOSトランジスタM9のドレインの交点に接続されている。
図2の動作波形図を参照しながら、回路の動作を説明する。なお、図2におけるA点、B点、C点、D点は、それぞれ図1の回路内のA点,B点,C点,D点に対応している。
RS−FF12のセット入力Sにはクロックパルスが印加されており、クロックパルスの立ち上り、または立ち下がりでRS−FF12をセットし、出力端子Qをハイレベルにする。
RS−FF12のリセット入力Rには、PWMコンパレータ11の出力が接続されており、RS−FF12がセットされた後、PWMコンパレータ11の出力でリセットされ、出力端子Qをローレベルに戻す。
スロープ電圧生成回路15では、PMOSトランジスタM3の電圧降下を接地基準の電圧に変換し、演算増幅回路18により所定の倍率mに増幅する。この倍率mは、抵抗R6と抵抗R8の比で決まり、m=R8/R6で表される。本実施例では、抵抗R6を10KΩ、抵抗R8を50KΩとし、倍率mを5倍に設定している。PMOSトランジスタM3の電圧降下を接地基準に変換した出力電圧波形(リアクトル電流波形)が、図2の3段目の波形(C点の波形)である。
PMOSトランジスタM9がオンのとき、電流源11でコンデンサC2を充電するので、図2の2段目の波形(B点の波形の一点鎖線)に示すように、コンデンサC2の電圧は徐々に上昇する。また、NMOSトランジスタM10がオンすると、コンデンサC2の電圧は瞬時に低下する。
しかし、外部制御電圧VPABIASのダイナミックレンジが広いと、固定スロープ補償電圧生成回路16で生成したスロープ補償電圧だけでは補償しきれなくなり、電源回路の動作が不安定となる。そこで、補正スロープ補償電圧生成回路17が必要となる。
外部制御電圧VPABIASは、演算増幅回路20とNMOSトランジスタM15、および抵抗R10によって、電流信号IPABIASに変換される。
電流信号IPABIASは、電流源11がコンデンサC2を充電するための電流をバイパスするように働くため、電流信号IPABIASが大きいほどコンデンサC2の充電電流が少なくなるので、スロープ補償電圧の傾斜は緩くなる。
11 PWMコンパレータ
12 RS−FF
13 ドライバ回路
14 電流検出回路
15 スロープ電圧生成回路
16 固定スロープ補償電圧生成回路
17 補正スロープ補償電圧生成回路
16〜20 演算増幅回路
M1 スイッチング素子
M2 同期整流素子
L1 インダクタ
C1,C2 コンデンサ
M3〜M15 MOSトランジスタ
R1〜R10 抵抗
Vref 基準電圧
I1 電流源
Claims (7)
- 外部制御電圧に応じて出力電圧を変更するため、スイッチング素子のオンによりインダクタ電流が増加し、それにより出力電圧が上昇して、PWMコンパレータの出力が該コンパレータに入力されている誤差増幅回路とスロープ補償電圧を生成する回路の出力で決まるある値に達したとき、前記PWMコンパレータが反転し、RSフリップフロップ回路をリセットし、前記RSフリップフロップ回路のローレベル出力により前記スイッチング素子をオフにする電流モード制御DC−DCコンバータにおいて、
前記外部制御電圧に応じて、前記PWMコンパレータに入力されるスロープ補償電圧の傾斜を変化させる手段を設けたことを特徴とする電流モード制御DC−DCコンバータ。 - 請求項1記載の電流モード制御DC−DCコンバータにおいて、
基準電圧と、前記出力電圧を分圧して、前記出力電圧に比例した電圧を出力する直列抵抗と、前記基準電圧と前記出力電圧に比例した電圧の電圧差を増幅する誤差増幅回路とを備え、前記外部制御電圧は、抵抗を介して前記直列抵抗の前記分圧点に印加することを特徴とする電流モード制御DC−DCコンバータ。 - 請求項1記載の電流モード制御DC−DCコンバータにおいて、
前記スロープ補償電圧を生成するため、傾斜が固定のスロープ補償電圧を生成する固定スロープ補償電圧生成回路と、前記外部制御電圧に応じて、前記固定のスロープ補償電圧の傾斜を変化させる補正スロープ補償電圧生成回路とを備えたことを特徴とする電流モード制御DC−DCコンバータ。 - 請求項3記載の電流モード制御DC−DCコンバータにおいて、
前記補正スロープ補償電圧生成回路は、前記外部制御電圧に応じて、前記固定のスロープ補償電圧の傾斜を減少させ、前記外部制御電圧に応じて、前記出力電圧が低下した場合には、前記スロープ補償電圧の傾斜を緩くし、前記出力電圧が上昇した場合には、前記スロープ補償電圧の傾斜を急にするようにしたことを特徴とする電流モード制御DC−DCコンバータ。 - 請求項1から請求項4のいずれかに記載の電流モード制御DC−DCコンバータにおいて、
前記入力電圧と前記出力電圧の間にスイッチング素子とインダクタの直列回路を備え、
前記補正スロープ補償電圧は、前記インダクタに流れる電流に比例した電圧に加算することを特徴とする電流モード制御DC−DCコンバータ。 - 請求項1から請求項5のいずれかに記載の電流モード制御DC−DCコンバータにおいて、
前記固定スロープ補償電圧生成回路では、それぞれ前記スイッチング素子のゲートに接続されている第1のトランジスタがオンで第2のトランジスタがオフのとき、電流源に接続されたコンデンサを充電し、前記コンデンサに接続されている演算増幅回路のスロープ電圧を上昇させ、前記第1のトランジスタがオフで第2のトランジスタがオンのとき、前記コンデンサの電圧を低下させて、前記スロープ電圧を下降させることを特徴とする電流モード制御DC−DCコンバータ。 - 請求項1から請求項6のいずれかに記載の電流モード制御DC−DCコンバータにおいて、
前記補正スロープ補償電圧生成回路では、外部制御電圧が入力される第2の演算増幅回路と、該第2の演算増幅回路の出力にゲートが接続されるトランジスタとが、電圧を電流信号に変換し、前記トランジスタに接続されている第1のカレントミラー回路で電流の向きを変更し、前記第1のカレントミラー回路に接続されている第2のカレントミラー回路を介して前記コンデンサの充電電流をバイパスさせることで、前記コンデンサの充電電流を少なくし、スロープ補償電圧の傾斜を緩くすることを特徴とする電流モード制御DC−DCコンバータ。
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