KR101593605B1 - 전원 공급 장치 및 이를 포함한 디스플레이 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 전원 공급 장치 및 이를 포함한 디스플레이 장치를 공개한다. 이 장치는 디스플레이 패널과; 출력 전압에 응답하여 상기 디스플레이 패널로 빛을 조사하기 위한 발광다이오드(LED)를 복수개 포함하는 발광부와; 입력 전압에 응답하여 상기 출력 전압을 생성하며, 스위치와 상기 입력 전압 사이에 연결되어 상기 스위치가 제1 상태인 경우 에너지를 저장하고 상기 스위치가 제2 상태인 경우 저장된 에너지를 방출하여 상기 출력 전압을 생성하는 에너지 저장 수단을 구비하고, 상기 스위치는 스위칭 신호에 응답하여 동작하는 공급전압 생성부와; 상기 에너지 저장 수단을 흐르는 전류를 나타내는 검출 전압과 설정 전압 사이의 전압 차에 따라 검출 전류를 생성하는 검출 및 변환부와, 상기 출력 전압과 기준 전압 사이의 전압 차와 상기 검출 전류에 따라 상기 스위치의 듀티 비를 조절하기 위한 상기 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 제어부를 포함하는 제어부를 구비하여 구성되며, 상기 검출 및 변환부는 상기 스위칭 신호에 응답하여, 상기 스위치가 상기 제2 상태인 경우 비활성화된다.
Figure R1020090111013
LED, 코일, 기전력, 전원, 슬롭 보상

Description

전원 공급 장치 및 이를 포함한 디스플레이 장치{POWER SUPPLY AND DISPLAY APPARATUS HAVING THE SAME}
본 발명은 전원 공급 장치에 관한 것으로, 더욱 구체적으로는, 동작 효율이 개선되도록 한 전원 공급 장치 및 이를 포함한 디스플레이 장치에 관한 것이다.
최근, 플라즈마 디스플레이 장치(Plasma Display Panel), 액정 디스플레이 장치(Liquid Crystal Display: LCD) 및 발광다이오드(Light emitting Diode: LED) 디스플레이 장치 등 다양한 디스플레이 장치들이 개발되어 보급되고 있는데, 이 중 발광 다이오드 디스플레이 장치는 안정적이고 효율성이 좋은 직류전원(DC)을 사용하며, 발열량이 매우 적고, 소비 전력이 낮다는 장점으로 인해 그 사용이 더욱 늘어나고 있다. 발광다이오드는 양 단에 인가된 전압에 의해 빛을 발산하는 소자로, 일정한 발광다이오드에서 발산하는 빛이 일정한 휘도를 유지하기 위해서는 발광다이오드의 양 단에 정전압이 안정적으로 인가되어야 한다. 따라서, 발광 다이오드 디스플레이 장치는 정전압을 공급하는 스위칭 모드 전원 공급 장치(Switching Mode Power Supply: SMPS)를 구비한다.
스위칭 모드 전원 공급 장치는 입력전압을 인가받아 스위칭 모드 전원 공급 장치는 내부의 스위칭 소자의 스위칭 시간에 따라 입력전압을 승압 또는 감압하여 원하는 레벨을 갖는 출력전압을 생성하는 전원 공급 장치로, 소형으로 제작 가능하고 가볍다는 장점으로 인해 널리 사용되고 있다. 여기서, 스위칭 소자의 동작시간은 스위칭 소자에 입력되는 스위칭 신호의 듀티 비에 의해 제어된다. 스위칭 모드 전원 공급 장치는 출력전압의 레벨 변화를 지속적으로 감시하여 출력전압의 레벨 변화에 따라 스위칭 신호의 듀티 비를 가변함으로써, 출력전압이 정전압으로 유지되도록 제어한다.
본 발명의 목적은 슬롭 보상 전류의 테일링 성분으로 인해 발생하는 검출 전류의 피크 노이즈를 방지하여 디스플레이 장치의 오동작을 방지할 수 있는 전원 공급 장치 및 이를 포함한 디스플레이 장치를 제공하는 데 있다.
또한, 본 발명의 목적은 유효한 동작 구간 동안만 전압과 전류를 소비하고, 불필요한 동작 구간에서는 전압과 전류를 차단하여 전력 소비를 줄일 수 있는 전원 공급 장치 및 이를 포함한 디스플레이 장치를 제공하는 데 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 전원 공급 장치는 입력 전압에 응답하여 출력 전압을 생성하며, 스위치와 상기 입력 전압 사이에 연결되어 상기 스위치가 제1 상태인 경우 에너지를 저장하고 상기 스위치가 제2 상태인 경우 저장된 에너지를 방출하여 상기 출력 전압을 생성하는 에너지 저장 수단을 구비하고, 상기 스위치는 스위칭 신호에 응답하여 동작하는 공급전압 생성부와; 상기 에너지 저장 수단을 흐르는 전류를 나타내는 검출 전압과 설정 전압 사이의 전압 차에 따라 검출 전류를 생성하는 검출 및 변환부와, 상기 출력 전압과 기준 전압 사이의 전압 차와 상기 검출 전류에 따라 상기 스위치의 듀티 비를 조절하기 위한 상기 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 제어부를 포함하는 제어부를 구비하며, 상기 검출 및 변환부는 상기 스위칭 신호에 응답하여, 상기 스위치가 상기 제2 상태인 경우 비활성화되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 전원 공급 장치는 에너지 저장 수단을 흐르는 전류를 나타내는 검출 전압과 설정 전압 사이의 전압 차에 따라 검출 전류를 생성하는 검출 및 변환부와, 보상 전류를 생성하는 슬롭 전류 생성부와, 상기 보상 전류와 검출 전류를 조합하는 가산기를 구비하는 제어부와; 클럭 신호를 생성하는 클럭 생성부를 구비하며, 상기 슬롭 전류 생성부는 상기 클럭 신호에 응답하여, 상기 클럭 신호의 주기 중 일부 구간 동안 비활성화되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 전원 공급 장치는 입력 전압에 응답하여 출력 전압을 생성하며, 스위치와 상기 입력 전압 사이에 연결되어 상기 스위치가 제1 상태인 경우 에너지를 저장하고 상기 스위치가 제2 상태인 경우 저장된 에너지를 방출하여 상기 출력 전압을 생성하는 에너지 저장 수단을 구비하고, 상기 스위치는 스위칭 신호에 응답하여 동작하는 공급전압 생성부와; 상기 에너지 저장 수단을 흐르는 전류를 나타내는 검출 전압과 설정 전압 사이의 전압 차에 따라 검출 전류를 생성하는 검출 및 변환부와, 상기 출력 전압과 기준 전압 사이의 전압 차 및 상기 검출 전류에 따라 상기 스위치의 듀티 비를 조절하는 스위칭 제어부와, 상기 스위칭 신호와 클럭 신호에 응답하여 펄스 폭이 조절된 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 신호 조절부를 구비하며, 상기 검출 및 변환부는 상기 조절된 스위칭 신호에 응답하여, 상기 스위치가 상기 제1 상태일 때 활성화되며, 상기 스위치가 상기 제1 상태인 구간에 인접하여 상기 스위치가 상기 제2 상태인 구간의 일부 구간 동안에도 활성화되고, 상기 스위치가 상기 제2 상태인 구간 중 남은 구간 동안 비활성화되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 디스플레이 장치는 입력 전압에 응답하여 출력 전압을 생성하며, 스위치와 상기 입력 전압 사이에 연결되어 상기 스위치가 제1 상태인 경우 에너지를 저장하고 상기 스위치가 제2 상태인 경우 저장된 에너지를 방출하여 상기 출력 전압을 생성하는 에너지 저장 수단을 구비하고, 상기 스위치는 스위칭 신호에 응답하여 동작하는 공급전압 생성부와; 상기 에너지 저장 수단을 흐르는 전류를 나타내는 검출 전압과 설정 전압 사이의 전압 차에 따라 검출 전류를 생성하는 검출 및 변환부와, 상기 출력 전압과 기준 전압 사이의 전압 차와 상기 검출 전류에 따라 상기 스위치의 듀티 비를 조절하기 위한 상기 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 제어부를 포함하는 제어부와; 상기 출력 전압에 응답하여 빛을 발산하는 발광부를 구비하며, 상기 검출 및 변환부는 상기 스위칭 신호에 응답하여, 상기 스위치가 상기 제2 상태인 경우 비활성화되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 디스플레이 장치는 출력 전압을 생성하는 에너지 저장 수단과; 상기 에너지 저장 수단을 흐르는 전류를 나타내는 검출 전압과 설정 전압 사이의 전압 차에 따라 검출 전류를 생성하는 검출 및 변환부와, 보상 전류를 생성하는 슬롭 전류 생성부와, 상기 보상 전류와 검출 전류를 조합하는 가산기를 구비하는 제어부와; 클럭 신호를 생성하는 클럭 생성부와; 상기 출력 전압에 응답하여 빛을 발산하는 발광부를 구비하며, 상기 슬롭 전류 생성부는 상기 클럭 신호에 응답하여, 상기 클럭 신호의 주기 중 일부 구간 동안 비활성화되 는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 디스플레이 장치는 입력 전압에 응답하여 출력 전압을 생성하며, 스위치와 상기 입력 전압 사이에 연결되어 상기 스위치가 제1 상태인 경우 에너지를 저장하고 상기 스위치가 제2 상태인 경우 저장된 에너지를 방출하여 상기 출력 전압을 생성하는 에너지 저장 수단을 구비하고, 상기 스위치는 스위칭 신호에 응답하여 동작하는 공급전압 생성부와; 상기 에너지 저장 수단을 흐르는 전류를 나타내는 검출 전압과 설정 전압 사이의 전압 차에 따라 검출 전류를 생성하는 검출 및 변환부와, 상기 출력 전압과 기준 전압 사이의 전압 차와 상기 검출 전류에 따라 상기 스위치의 듀티 비를 조절하기 위한 상기 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 제어부와, 상기 스위칭 신호와 클럭 신호에 응답하여 펄스 폭이 조절된 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 신호 조절부를 구비하는 제어부와; 상기 출력 전압에 응답하여 빛을 발산하는 발광부를 구비하며, 상기 검출 및 변환부는 상기 조절된 스위칭 신호에 응답하여, 상기 스위치가 상기 제1 상태일 때 활성화되며, 상기 스위치가 상기 제1 상태인 구간에 인접하여 상기 스위치가 상기 제2 상태인 구간의 일부 구간 동안에도 활성화되고, 상기 스위치가 상기 제2 상태인 구간 중 남은 구간 동안 비활성화되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 디스플레이 장치는 디스플레이 패널과; 출력 전압에 응답하여 상기 디스플레이 패널로 빛을 조사하기 위한 발광다이오드(LED)를 복수개 포함하는 발광부와; 입력 전압에 응답하여 상기 출력 전압을 생성하며, 스위치와 상기 입력 전압 사이에 연결되어 상기 스위치가 제1 상태인 경 우 에너지를 저장하고 상기 스위치가 제2 상태인 경우 저장된 에너지를 방출하여 상기 출력 전압을 생성하는 에너지 저장 수단을 구비하고, 상기 스위치는 스위칭 신호에 응답하여 동작하는 공급전압 생성부와; 상기 에너지 저장 수단을 흐르는 전류를 나타내는 검출 전압과 설정 전압 사이의 전압 차에 따라 검출 전류를 생성하는 검출 및 변환부와, 상기 출력 전압과 기준 전압 사이의 전압 차와 상기 검출 전류에 따라 상기 스위치의 듀티 비를 조절하기 위한 상기 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 제어부를 포함하는 제어부를 구비하며, 상기 검출 및 변환부는 상기 스위칭 신호에 응답하여, 상기 스위치가 상기 제2 상태인 경우 비활성화되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 디스플레이 장치는 디스플레이 패널과; 출력 전압에 응답하여 상기 디스플레이 패널로 빛을 조사하기 위한 발광다이오드(LED)를 복수개 포함하는 발광부와; 상기 출력 전압을 생성하는 에너지 저장 수단과; 상기 에너지 저장 수단을 흐르는 전류를 나타내는 검출 전압과 설정 전압 사이의 전압 차에 따라 검출 전류를 생성하는 검출 및 변환부와, 보상 전류를 생성하는 슬롭 전류 생성부와, 상기 보상 전류와 검출 전류를 조합하는 가산기를 구비하는 제어부와; 클럭 신호를 생성하는 클럭 생성부를 구비하며, 상기 슬롭 전류 생성부는 상기 클럭 신호에 응답하여, 상기 클럭 신호의 주기 중 일부 구간 동안 비활성화되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 디스플레이 장치는 디스플레이 패널과; 출력 전압에 응답하여 상기 디스플레이 패널로 빛을 조사하기 위한 발광다 이오드(LED)를 복수개 포함하는 발광부와; 입력 전압에 응답하여 상기 출력 전압을 생성하며, 스위치와 상기 입력 전압 사이에 연결되어 상기 스위치가 제1 상태인 경우 에너지를 저장하고 상기 스위치가 제2 상태인 경우 저장된 에너지를 방출하여 상기 출력 전압을 생성하는 에너지 저장 수단을 구비하고, 상기 스위치는 스위칭 신호에 응답하여 동작하는 공급전압 생성부와; 상기 에너지 저장 수단을 흐르는 전류를 나타내는 검출 전압과 설정 전압 사이의 전압 차에 따라 검출 전류를 생성하는 검출 및 변환부와, 상기 출력 전압과 기준 전압 사이의 전압 차와 상기 검출 전류에 따라 상기 스위치의 듀티 비를 조절하기 위한 상기 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 제어부와, 상기 스위칭 신호와 클럭 신호에 응답하여 펄스 폭이 조절된 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 신호 조절부를 구비하는 제어부를 구비하며, 상기 검출 및 변환부는 상기 조절된 스위칭 신호에 응답하여, 상기 스위치가 상기 제1 상태일 때 활성화되며, 상기 스위치가 상기 제1 상태인 구간에 인접하여 상기 스위치가 상기 제2 상태인 구간의 일부 구간 동안에도 활성화되고, 상기 스위치가 상기 제2 상태인 구간 중 남은 구간 동안 비활성화되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 전원 공급 장치를 포함한 디스플레이 장치는 설정된 구간 동안만 슬롭 보상 전류를 생성함으로써, 슬롭 보상 전류의 테일링 성분으로 인한 피크 노이즈(peak noise) 발생을 방지하여 안정적으로 검출 전류를 보상할 수 있다.
또한, 본 발명의 전원 공급 장치를 포함한 디스플레이 장치는 유효한 동작 구간 동안만 전압과 전류를 공급하고, 무효한 동작 구간에서는 전압과 전류 공급을 차단함으로써, 불필요한 전력 소비를 줄일 수 있다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여 본 발명의 디스플레이 장치를 설명하면 다음과 같다.
도1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 디스플레이 장치를 도시한 도면이다.
본 발명의 제1 실시예에 따른 디스플레이 장치는 도1에 도시된 바와 같이, LED공급전압 생성부(1), 제어부(2), 발광부(3) 및 클럭 생성부(5)를 구비하여 구성된다. 또한, 제어부(2)는 전압 검출 및 전류 생성부(20), 기준전류 생성부(21), 스위칭 제어부(22) 및 가산기(25)를 구비하여 구성되며, 전압 검출 및 전류 생성부(20)는 검출 및 변환부(200)와 슬롭 전류 생성부(210)를 포함한다.
이와 같이 구성된 디스플레이 장치의 각 블럭들의 동작을 살펴보면 다음과 같다.
도1의 LED공급전압 생성부(1)는 직류-직류 변환기(DC-DC converter) 중 부스트 변환기의 일 예로서, 스위칭 신호(SW)의 듀티 비(duty ratio)에 따라 코일(L1)의 기전력을 가변시켜 입력전압(VIN)을 승압하여 입력전압(VIN)보다 높은 레벨을 갖는 LED공급전압(VLED)을 생성한다. 보통, 직류-직류 변환기(DC-DC converter)에는 입력전압을 감압하여 더 낮은 레벨을 갖는 출력전압을 생성하는 벅(buck) 변환기, 입력전압을 승압하여 더 높은 레벨을 갖는 출력전압을 생성하는 부스트(boost) 변환기, 감압 및 승압 능력을 모두 갖는 벅-부스트 변환기 등이 있다. 여기서, 스위칭 신호(SW)의 듀티 비는 스위칭 신호(SW)의 1주기에 대한 활성화 구간의 비를 가리킨다.
한편, LED공급전압 생성부(1)의 동작을 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 및 비활성화 구간에 따라 구분하여 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 스위칭 신호(SW)가 하이레벨이 되는 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안 NMOS트랜지스터(N1)는 턴-온되고, 전류는 코일(L1), NMOS트랜지스터(N1) 및 저항(Rf)을 경유하여 흐른다. 이때, 코일(L1)은 전기 에너지를 자기 에너지 형태로 변환하여 저장하게 되는데, 전류에 대응하는 자기 에너지를 저장한다. 따라서, 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간이 길어질수록 코일(L1)에 저장되는 자기 에너지도 점차 증가한다.
다음, 스위칭 신호(SW)가 로우레벨이 되는 스위칭 신호(SW)의 비활성화 구간 동안 NMOS트랜지스터(N1)는 턴-오프되고, 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안 코일(L1)에 저장된 자기 에너지는 전기 에너지로 형태로 변환된다. 즉, 코일(L1)은 저장된 자기 에너지의 크기에 따른 기전력에 의해 전류를 발생시키고, 이 전류는 다이오드(D1), 저항(R1,R2)들을 경유하여 흐른다. 여기서, 코일(L1)에 저장된 자기 에너지는 증가할 때와 동일한 속도로 감소한다. 한편, 코일(L1)의 기전력과 입력전압(VIN)에 의해 저항(R1, R2)들의 양 단에는 LED공급전압(VLED)이 생성됨과 아울러, 저항(R1, R2)들에 병렬로 연결된 커패시터(C1)에 충전된다. 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안 코일(L1)에 저장된 자기 에너지가 클수록 코일(L1)의 기전력은 커지고, 이에 따라, LED공급전압(VLED)은 더 승압된다.
다음, 스위칭 신호(SW)가 다시 활성화되면, 전류는 NMOS트랜지스터(N1)와 저 항(Rf)을 경유하여 다시 흐르게 되고, 코일(L1)은 다시 자기 에너지를 저장하게 된다. 이때, LED공급전압(VLED)의 전압 레벨은 커패시터(C1)에 저장된 전압에 의해 유지된다.
상기한 바와 같이, LED공급전압 생성부(1)는 스위칭 신호(SW)의 듀티 비가 높아지면 코일(L1)의 기전력을 증가시켜 LED공급전압(VLED)을 승압하고, 스위칭 신호(SW)의 듀티 비가 낮아지면 코일(L1)의 기전력을 감소시켜 LED공급전압(VLED)을 감압한다.
한편, LED공급전압 생성부(1)는 코일 전류(IL)에 따라 변화되는 제1 검출 전압(VDET1)과 LED공급전압(VLED)에 따라 변화되는 제2 검출 전압(VDET2)을 생성한다. 제1 검출 전압(VDET1)은 저항(Rf)의 양 단에 걸리는 전압으로, 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안 NMOS트랜지스터(N1)를 통해 유입되는 코일 전류(IL)에 따라 커지다가 스위칭 신호(SW)가 비활성화되면, NMOS트랜지스터(N1)가 턴-오프되어 0V로 떨어진다. 여기서, 코일(L1)의 기전력은 코일 전류(IL)에 따라 증가하게 되므로, 코일 전류(IL)에 따라 변화되는 제1 검출 전압(VDET1)으로부터 코일(L1)의 기전력의 변화를 알 수 있다. 또한, 제2 검출 전압(VDET2)은 LED공급전압(VLED)을 저항(R1, R2)들로 전압 분배한 전압으로, LED공급전압(VLED)보다 작게 설정된다.
다음, 제어부(2)는 LED공급전압 생성부(1)에서 생성되는 LED공급전압(VLED)이 목표 전압(target voltage)에 도달하고, 그 목표 전압 레벨로 지속적으로 유지될 수 있도록 스위칭 신호(SW)의 듀티 비를 조절하여 코일(L1)의 기전력을 제어한 다. 제어부(2)는 제1 및 제2 검출 전압(VDET1, VDET2)을 통해 LED공급전압(VLED)의 변화 및 코일(L1)의 기전력의 변화를 감지하고, 스위칭 신호(SW)에 의해 LED공급전압(VLED)의 전압 레벨을 조절한다. 즉, 제어부(2)는 LED공급전압(VLED)이 목표 전압보다 작아지면 코일(L1)의 기전력을 증가시켜 LED공급전압(VLED)을 승압시키기 위해 스위칭 신호(SW)의 듀티 비를 높인다. 반면, LED공급전압(VLED)이 목표 전압보다 커지면 코일(L1)의 기전력을 감소시켜 LED공급전압(VLED)을 감압시키기 위해 스위칭 신호(SW)의 듀티 비를 낮춘다.
제어부(20)의 각 블록들의 동작을 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 검출 및 변환부(200)와 슬롭 전류 생성부(202)로 구성되는 전압 검출 및 전류 생성부(20)는 LED공급전압 생성부(1)로부터 제1 검출 전압(VDET1)을 인가받아 검출 전류(IDET)로 변환하여 출력함과 아울러, 검출 전류(IDET)의 파형 왜곡을 보상하기 위한 슬롭 보상 전류(ISLP)를 출력한다. 가산기(25)는 검출 전류(IDET)와 슬롭 보상 전류(ISLP)를 조합하여 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)를 생성하여 스위칭 제어부(22)로 출력한다. 여기서, 슬롭 보상 전류(ISLP)는 스위칭 신호(SW)의 듀티 비가 높아질수록 서브하모닉 오실레이션(Sub-harmonic Oscillation)에 의해 파형이 왜곡되는 검출 전류(IDET)를 보상하기 위한 전류이다.
서브하모닉 오실레이션이란 전류 제어에서 스위칭 신호의 듀티 비(duty ratio)가 50% 이상인 경우 코일(L1)을 흐르는 전류에 리플(ripple)이 나타나는 현 상이다. 이러한 리플은 스위치 모드 전압 공급 장치가 불안정하기 때문에 생기는 현상이며, 이것을 없애기 위해 슬롭 전류 생성부가 구비된다.
전압 검출 및 전류 생성부(20) 중 검출 및 변환부(200)는 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안 코일 전류(IL)에 따라 변화되는 제1 검출 전압(VDET1)을 검출하여 검출 전류(IDET)로 변환하여 출력한다. 따라서, 검출 전류(IDET) 또한 코일 전류(IL)에 따라 변화된다. 슬롭 전류 생성부(202)는 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안 슬롭 보상 전류(ISLP)를 생성하여 출력한다. 이 검출 전류(IDET)와 슬롭 보상 전류(ISLP)는 합해져 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)로서 스위칭 제어부(22)에 입력된다. 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)는 코일 전류(IL)에 따라 변화되므로, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)를 통해 코일(L1)의 기전력의 변화를 감지할 수 있다. 즉, 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 증가하는 것은 코일(L1)의 기전력이 증가하는 것을 가리키고, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 감소하는 것은 코일(L1)의 기전력이 감소하는 것을 가리킨다.
한편, 전압 검출 및 전류 생성부(20)에 구비된 검출 및 변환부(200)와 슬롭 전류 생성부(210)는 각각 스위칭 신호(SW)에 응답하여 전압 및 전류를 제어한다. 즉, 검출 및 변환부(200)와 슬롭 전류 생성부(210)는 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안 전압과 전류를 인가받아 동작하며, 스위칭 신호(SW)가 비활성화되면 전압과 전류를 차단함으로써, 전력 소모를 줄이게 된다.
다음, 기준전류 생성부(21)는 제2 검출 전압(VDET2)과 제1 기준 전압(VREF1)을 통해 LED공급전압(VLED)과 목표 전압을 비교하여 스위칭 제어부(22)에서 출력되는 스위칭 신호(SW)의 듀티 비를 조절하기 위한 기준 전류(IREF)를 생성한다. 좀 더 구체적으로, 제2 검출 전압(VDET2)과 제1 기준 전압(VREF1) 사이의 전압 차가 커질수록 기준 전류(IREF)를 증가시키고, 제2 검출 전압(VDET2)과 제1 기준 전압(VREF1) 사이의 전압 차가 작아질수록 기준 전류(IREF)를 감소시킨다. 한편, 제2 검출 전압(VDET2)이 제1 기준 전압(VREF1)에 도달하면 기준 전류(IREF)를 일정하게 유지한다. 여기서, 제1 기준 전압(VREF1)은 목표 전압에 따라 일정한 레벨로 고정되므로, 실질적으로 제2 검출 전압(VDET2)의 변화에 따라 제1 기준 전압(VREF1)과 제2 검출 전압(VDET2) 사이의 전압 차가 변하게 된다. 따라서, 제1 기준 전압(VREF1)을 기준으로, 제2 검출 전압(VDET2)이 작아질수록 기준 전류(IREF)는 증가한다. 여기서, 기준전류 생성부(21)는 두 전압 차를 전류로 변환하는 연산 상호컨덕턴스 증폭기(Operational Transconductance Amplifier: OTA)로 구성될 수 있다.
다음, 스위칭 제어부(22)는 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)와 기준 전류(IREF)를 비교하여 클럭 신호(CLK)와 동일한 주기를 가지며 듀티 비가 조절되는 스위칭 신호(SW)를 생성한다. 좀 더 구체적으로, 스위칭 제어부(22)는 클럭 신호(CLK)에 응답하여 스위칭 신호(SW)를 활성화한다. 또한, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 기준 전류(IREF)보다 작은 경우 코일(L1)의 기전력이 LED공급전압(VLED)을 목표 전압으로 상승시키기에 아직 부족하다고 판단하여 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간을 더 유지한다. 그리고, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 기준 전류(IREF)와 동일해지면 코일(L1)의 기전력이 LED공급전압(VLED)을 목표 전압으로 상승시키기에 충분하다고 판단하여 스위칭 신호(SW)를 비활성화한다.
이와 같이, 스위칭 제어부(22)는 클럭 신호(CLK)와 동일한 주기를 갖고, 코일(L1)의 기전력이 LED공급전압(VLED)을 상승시켜 목표 전압에 이르게 할 수 있는 크기가 될 때까지 활성화 구간 활성화 구간이 유지되는 스위칭 신호(SW)를 생성한다.
다음, 클럭 생성부(5)는 스위칭 신호(SW)와 동일한 주기를 갖는 클럭 신호(CLK)를 생성한다. 클럭 생성부(5)는 제어부(2) 내에 포함되어 구성될 수도 있다.
한편, 발광부(3)에 구비된 복수의 발광 다이오드(LD1~LD5)들은 LED공급전압(VLED)을 인가받아 발광한다.
도2은 도1의 제어부의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
먼저, 스위칭 제어부(22)는 클럭 신호(CLK)의 라이징 에지에 응답하여 스위칭 신호(SW)를 하이레벨로 활성화한다. 스위칭 신호(SW)가 활성화되면 LED공급전압 생성부(1)의 NMOS트랜지스터(N1)는 턴-온되고, NMOS트랜지스터(N1)를 통해 유입되는 코일 전류(IL)에 의해 제1 검출 전압(VDET1)은 상승한다. 이때, 제1 검출 전압(VDET1)은 저항(Rf)에 의해 일정 레벨부터 상승하기 시작한다.
한편, 스위칭 신호(SW)가 활성화되면, 검출 및 변환부(200)는 전압을 인가받아 동작을 개시하며, 제1 검출 전압(VDET1)을 검출하여 검출 전류(IDET)로 변환하여 출력한다. 또한, 스위칭 신호(SW)가 활성화되면, 슬롭 전류 생성부(202)도 전압을 인가받아 동작을 개시하며, 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안 슬롭 보상 전류(ISLP)를 생성하여 출력한다.
스위칭 제어부(22)는 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 기준 전류(IREF)보다 작은 구간에서는 스위칭 신호(SW)의 활성화 상태를 계속 유지하다가 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 기준 전류(IREF)에 도달하면 스위칭 신호(SW)를 비활성화한다. 이때, 검출 및 변환부(200)는 비활성화된 스위칭 신호(SW)에 응답하여 인가받는 전압과 전류 바이어스를 차단하여 제1 검출 전압(VDET1)을 검출 전류(IDET)로 변환하는 동작을 중단한다. 또한, 슬롭 전류 생성부(202)도 비활성화된 스위칭 신호(SW)에 응답하여 인가받는 전압과 전류 바이어스를 차단한다. 따라서, 슬롭 전류 생성부(202)는 슬롭 보상 전류(ISLP)의 생성을 중단한다.
한편, 도2 하단에 도시된 전압 검출 및 전류 생성부(20)의 정적 전류(static current) 소비를 보면, 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안만 전류 소비가 발생되고, 스위칭 신호(SW)가 비활성화되면 정적 전류를 줄여 전력 소비를 줄이게 된다. 특히, 제어부(2) 전체에서 소비되는 정적 전류 중 전압 검출 및 전류 생성부(20)에서 소비되는 정적 전류가 높은 비율을 차지하기 때문에 전압 검출 및 전류 생성 부(20)의 정적 전류 소비를 줄이면 제어부(2) 전체의 전력 소비를 크게 줄이는 효과를 가져온다.
도3은 도1의 검출 및 변환부를 도시한 회로도이다.
검출 및 변환부(200)는 도3에 도시된 바와 같이, 전압 조절부(201) 및 전압-전류 변환부(202)를 구비하여 구성된다.
검출 및 변환부(200)의 각 블럭들의 동작을 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 전압 조절부(201)의 제1 증폭기(202)는 설정 전압(VSET)과 제1 전압(V1)을 입력받아 설정 전압(VSET)과 제1 전압(V1)을 차동 증폭하여 출력 신호(OUT1)를 생성한다. NMOS트랜지스터(N2)는 출력 신호(OUT1)에 응답하여 전류를 조절하며, 제1 전압(V1)은 설정 전압(VSET)과 동일해진다. 이때, 저항(R4)을 통해 흐르는 제1 전류(I1)는 제1 전압(V1)과 제1 검출 전압(VDET1) 사이의 전압 차에 따라 조절되는데, 제1 검출 전압(VDET1)이 0∼0.1V로 입력될 때 저항(R4) 양 단의 전압은 1∼0.9V의 범위 내에서 변하므로, 제1 전류는 100∼90㎂ 범위 내에서 변한다. 그리고, PMOS트랜지스터(P1,P2)들은 동일한 채널 사이즈로 설정되기 때문에 저항(R5)에 흐르는 제2 전류는 100∼90㎂가 된다. 그런데, 저항(R5)은 저항(R4)보다 큰 값을 가지므로, 저항(R5) 양 단에 걸리는 반전 전압(VRVS)은 저항(R4) 양 단에 걸리는 전압보다 승압되어 5∼4.5V의 범위 내에서 변하게 된다. 여기서, 설정 전 압(VSET) 및 제1 전압(V1)은 1V로 고정되므로, 반전 전압(VRVS)은 제1 검출 전압(VDET1)의 변화에 따라 변화게 된다. 또한, 설정 전압(VSET)은 제1 검출 전압(VDET1)보다 더 큰 레벨로 설정된다. 따라서, 제1 검출 전압(VDET1)의 레벨이 아주 작은 경우에도 반전 전압(VRVS)은 제1 검출 전압(VDET1)의 레벨에 상관없이 설정 전압(VSET)과 제1 검출 전압(VDET1) 사이의 전압 차에 의해 안정적으로 생성된다.
이와 같이, 전압 조절부(201)는 제1 검출 전압(VDET1)과 그 제1 검출 전압(VDET1)보다 큰 레벨로 설정되는 설정 전압(VSET) 사이의 전압 차에 의해 증폭하고, 그 증폭된 전압을 반전시킨 반전 전압(VRVS)을 출력한다.
한편, 전압-전류 변환부(205)의 제2 증폭기(206)는 반전 전압(VRVS)과 제2 전압(V2)을 입력받아 반전 전압(VRVS)과 제2 전압(V2)을 차동 증폭하여 출력 신호(OUT2)를 생성한다. NMOS트랜지스터(N3)는 출력 신호(OUT2)에 응답하여 전류를 조절하며, 제2 전압(V2)은 반전 전압(VRVS)과 동일해진다. 또한, 전원전압(VDDA)은 6V이고, 제4 전압(V4)은 5∼4.5V 범위 내에서 변하므로, 저항(R6)을 흐르는 제3 전류(I3)는 50∼75㎂ 범위 내에서 변하게 된다. 이때, 전류 복사에 의해 PMOS트랜지스터(P5)에는 제3 전류(I3)와 동일한 전류가 흐른다. PMOS트랜지스터(P6)는 PMOS트랜지스터(P5)에 비해 2배의 채널 사이즈를 갖도록 설정되기 때문에 제4 전류(I4)는 제3 전류(I3)에 비해 2배의 값을 갖게 된다. 이 제4 전류(I4)는 검출 전류(IDET)로 서 출력된다. 이와 같이, 전압-전류 변환부(205)는 반전 전압(VRVS)을 반전시키고, 전류로 변환하여 검출 전류(IDET)를 출력한다.
이와 같이, 검출 및 변환부(200)는 제1 검출 전압(VDET1)을 인가받아 두 번의 반전 과정을 통해 제1 검출 전압(VDET1)을 검출 전류(IDET)로 변환하여 출력한다. 도3에 표기된 모든 전압값, 저항값 및 전류값들은 검출 및 변환부(200)의 동작 특성을 설명하기 위하여 일 예로 제시된 것이므로, 검출 및 변환부(200)의 동작은 제시된 값들로 제한되지 않는다.
한편, 검출 및 변환부(200) 중 전압 조절부(201)는 스위칭 반전신호(SWB)에 응답하여 전압 조절부(201)에 인가되는 전원전압(VDDA)의 공급을 제어하는 제1 전압 제어부(203)를 구비한다. 여기서, 스위칭 반전신호(SWB)는 스위칭 신호(SW)를 반전시킨 신호이다. 제1 전압 제어부(203)는 스위칭 반전신호(SWB)가 로우레벨로 활성화되면 턴-온되는 PMOS트랜지스터(P3,P4)들을 통해 전압 조절부(201)에 전원전압(VDDA)을 인가한다. 반면, 스위칭 반전신호(SWB)가 하이레벨로 비활성화되면 PMOS트랜지스터(P3,P4)들은 턴-오프되므로, 전압 조절부(201)에 인가되는 전원전압(VDDA)은 차단되어 전압 조절부(201)의 동작은 중단된다.
다음, 전압-전류 변환부(205)는 스위칭 신호(SW)에 응답하여 전원전압(VDDA)의 공급을 제어하는 제2 전압 제어부(207) 및 스위칭 반전신호(SWB)에 응답하여 전원전압(VDDA)의 공급을 제어하는 제3 전압 제어부(208)를 구비한다. 먼저, 제2 전압 제어부(207)는 스위칭 신호(SW)가 활성화되면 턴-온되는 NMOS트랜지스터(N6,N7) 들을 통해 전압-전류 변환부(205)에 전원전압(VDDA)을 인가한다. 반면, 스위칭 신호(SW)가 비활성화되면 턴-오프되는 NMOS트랜지스터(N6,N7)들에 의해 전원전압(VDDA) 공급을 차단한다. 또한, 제3 전압 제어부(208)는 스위칭 반전신호(SWB)가 활성화되면 턴-온되는 PMOS트랜지스터(P7,P8)들을 통해 전압-전류 변환부(205)에 전원전압(VDDA)을 인가한다. 반면, 스위칭 반전신호(SWB)가 비활성화되면 턴-오프되는 PMOS트랜지스터(P7,P8)들에 의해 전원전압(VDDA) 공급을 차단한다.
이와 같이, 검출 및 변환부(200)는 제1 내지 제3 전압 제어부(203,207,208)들을 통해 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안만 전원전압(VDDA)을 인가받아 동작을 수행하며, 스위칭 신호(SW)가 비활성화되면 전원전압(VDDA) 공급을 차단하여 불필요한 전력이 소비되는 것을 방지한다.
도4는 도3의 제1 증폭기를 도시한 회로도이다.
제1 증폭기(202)는 도4에 도시된 바와 같이, 증폭부(2000), 전류 제어부(2010) 및 제4 전압 제어부(2020)를 구비하여 구성된다.
증폭부(2000)는 NMOS트랜지스터(N8)의 문턱 전압보다 큰 설정 전압(VSET)과 제1 전압(V1)을 인가받아 전압(VSET)과 제1 전압(V1) 사이의 전압 차를 차동 증폭한다. 전류 제어부(2010)는 스위칭 반전신호(SWB)에 응답하여 증폭부(2000)에 전류를 인가하거나 차단한다. 즉, 스위칭 신호(SW)가 하이레벨로 활성화되면, 스위칭 반전신호(SWB)는 로우레벨로 활성화되므로, PMOS트랜지스터(P11)를 통해 전류원(CS1)의 전류가 NMOS트랜지스터(N10)로 흐르게 되고, 전류 복사에 의해 NMOS트랜지스 터(N11)에도 전류가 흐른다. 이에 따라, 증폭부(2000)에는 NMOS트랜지스터(N11)를 통해 전류 흐름이 발생한다. 한편, 제4 전압 제어부(2020)는 스위칭 반전신호(SWB)에 응답하여 증폭부(2000)에 전압을 인가한다. 즉, 스위칭 신호(SW)가 하이레벨로 활성화되면, 스위칭 반전신호(SWB)는 로우레벨로 활성화되므로, PMOS트랜지스터(P12,P13)들은 턴-온되어 증폭부(2000)에 전압이 인가된다.
이와 같이, 제1 증폭기(202)는 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안 전류 제어부(2010)를 통해 증폭부(2000)에 전류를 인가하고, 제4 전압 제어부(2020)를 통해 증폭부(2000)에 전압을 인가하므로, 제1 증폭기(202)는 차동 증폭 동작을 수행한다. 반면, 스위칭 신호(SW)가 비활성화되면, 제4 전압 제어부(2020)와 전류 제어부(2010)에 의해 전압과 전류를 모두 차단하므로, 불필요한 전력 소비를 없앤다. 즉, 제1 증폭기(202)는 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안만 전원이 공급되어 정상적인 차동 증폭 동작을 수행한다.
도4에서는 전류 제어부(2010) 및 제4 전압 제어부(2020)가 모두 구비되는 제1 증폭기(202)를 실시 예로 도시하였지만, 제1 증폭기(202)에 전류 제어부(2010)와 제4 전압 제어부(2020) 중 어느 하나만 구비될 수도 있다.
한편, 검출 및 변환부(200)의 제1 증폭기(202)와 제2 증폭기(206)는 동일한 구성을 가지므로, 제2 증폭기(206) 또한 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안만 전원전압과 전류를 인가받아 동작을 수행하게 된다.
도5는 도1의 슬롭 전류 생성부를 도시한 회로도이다.
도5를 참조하면, 스위칭 신호(SW)가 하이레벨로 활성화되면 PMOS트랜지스 터(P21)는 턴-온되어 전류가 유입된다. 따라서, 커패시터(C21)에 의해 생성되는 슬롭 전압(VSLP)은 커지게 된다. 이 슬롭 전압(VSLP)은 전압-전류 변환기(V-I converter, 2110)에 의해 슬롭 보상 전류(ISLP)로 변환된다. 이와 같이, 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안 슬롭 보상 전류(ISLP)는 전류원(CS2)으로부터 유입되는 전류에 의해 증가한다. 반면, 스위칭 신호(SW)가 로우레벨로 비활성화되면 PMOS트랜지스터(P21)는 턴-오프되어 전류 공급이 차단된다. 따라서, 슬롭 보상 전류(ISLP)는 생성되지 않는다. 이와 같이, 슬롭 전류 생성부(210)는 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안만 슬롭 보상 전류(ISLP)를 생성한다.
도6은 도1의 기준전류 생성부를 도시한 회로도이다.
기준전류 생성부(21)는 도6에 도시된 바와 같이, 증폭기(215)를 구비한다.
증폭기(215)는 제2 검출 전압(VDET2)과 제1 기준 전압(VREF1)을 통해 LED공급전압(VLED)과 목표 전압을 비교하여 스위칭 제어부(22)에서 출력되는 스위칭 신호(SW)의 듀티 비를 조절하기 위한 기준 전류(IREF)를 생성한다. 증폭기(215)는 제1 기준 전압(VREF1)과 제2 검출 전압(VDET2) 사이의 전압 차가 커질수록 기준 전류(IREF)를 증가시키고, 제1 기준 전압(VREF1)과 제2 검출 전압(IREF) 사이의 전압 차가 작아질수록 기준 전류(IREF)를 감소시킨다. 다시 말해, 증폭기(215)는 제2 검출 전압(VDET2)이 기준 전압(VREF1)에 비해 작아질수록 기준 전류(IREF)를 증가시키고, 제2 검출 전압(VDET2)이 기준 전압(VREF1)에 가까워질수록 기준 전류(IREF)를 감소시킨다. 여기서, 증폭기(215)로 연산 상호컨덕턴스 증폭기(Operational Transconductance Amplifier: OTA)가 사용될 수 있다.
도7은 도1의 스위칭 제어부를 도시한 회로도이다.
스위칭 제어부(22)는 도7에 도시된 바와 같이, 펄스폭 조절기(220), 제1 전압 변환부(221), 제2 전압 변환부(222), 비교기(223) 및 SR래치(224)를 구비하여 구성된다.
스위칭 제어부(22)의 각 블록들의 동작을 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 펄스폭 조절기(220)는 클럭 생성부(5)로부터 입력되는 클럭 신호(CLK)의 펄스 폭을 조절하여 다른 펄스 폭을 갖는 클럭 신호(CLK)를 생성한다. 그리고, 제1 전압 변환부(221)는 저항(R21)을 구비하여 구성되며, 검출 및 변환부(200)로부터 입력되는 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)를 저항(R21)에 의해 제3 검출 전압(VDET3)으로 변환한다. 또한, 제2 전압 변환부(222)는 커패시터(C22)를 구비하여 구성되며, 기준전류 생성부(21)로부터 입력되는 기준 전류(IREF)를 커패시터(C22)에 의해 제2 기준 전압(VREF2)으로 변환한다.
한편, 비교기(223)는 제3 검출 전압(VDET3) 및 제2 기준 전압(VREF2)을 비교하여 비교신호(COM)를 생성한다. 구체적으로 비교기(223)는 제3 검출 전압(VDET3)이 제2 기준 전압(VREF2)보다 작은 경우 로우레벨의 비교신호(COM)를 생성하며, 제3 검출 전압(VDET3)이 제2 기준 전압(VREF2)에 도달하면, 하이레벨의 비교신 호(COM)를 생성한다.
SR래치(224)는 클럭 신호(CLK) 및 비교신호(COM)에 응답하여 스위칭 신호(SW)를 생성하는 플립플롭 래치 회로이다. SR래치(224)는 클럭 신호(CLK)가 하이레벨이 되면 스위칭 신호(SW)를 하이레벨로 활성화하고, 이후, 제3 검출 전압(VDET3)이 제2 기준 전압(VREF2)에 도달하여 비교신호(COM)가 하이레벨이 되면 스위칭 신호(SW)를 로우레벨로 비활성화한다. 여기서, SR래치(224)는 노아게이트(NOR Gate)로 구성된 것으로 가정한다.
이와 같이, 스위칭 제어부(22)는 코일 전류(IL)에 따라 변화하는 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)와 LED공급전압(VLED)에 따라 변화하는 제2 기준 전압(VREF2)과 클럭 신호(CLK)를 입력받아, 클럭 신호(CLK)에 응답하여 스위칭 신호(SW)를 활성화하며, 제3 검출 전압(VDET3)이 제2 기준 전압(VREF2)에 도달할 때까지 활성화 상태를 유지한다.
도8은 도7의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
클럭 신호(CLK)를 펄스 폭 조절한 클럭 신호(CLK)가 입력되면, SR래치(224)는 클럭 신호(CLK)의 라이징 에지에 응답하여 스위칭 신호(SW)를 활성화한다. 그리고, 제3 검출 전압(VDET3)이 제2 기준 전압(VREF2)의 전압 레벨에 도달하여 비교기(223)가 하이레벨의 비교신호(COM)를 출력하면, SR래치(224)는 비교신호(COM)의 라이징 에지에 응답하여 스위칭 신호(SW)를 비활성화한다. 즉, 스위칭 제어부(22)는 클럭 신호(CLK)가 발생할 때 활성화되어 활성화 상태를 유지하고, 비교신 호(COM)가 발생할 때 비활성화되는 스위칭 신호(SW)를 생성한다.
상기한 바와 같이, 본 발명의 제1 실시 예에 따른 디스플레이 장치는 코일 전류(IL)에 따라 변화되는 제1 검출 전압(VDET1)과 LED공급전압(VLED)에 따라 변화되는 제2 검출 전압(VDET2)를 인가받아 각각 검출 전류(IDET)와 기준 전류(IREF)로 변환한다. 그리고, 검출 전류(IDET)와 기준 전류(IREF)의 비교 결과에 따라 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간을 조절하여 LED공급전압(VLED)이 정전압으로 유지되도록 제어한다. 특히, 제1 실시예의 전압 검출 및 전류 생성부(20)는 실질적으로 유효한 동작을 수행하는 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안에만 전압과 전류를 공급받아 동작을 수행하고, 스위칭 신호(SW)의 비활성화 구간 동안에는 전압 검출 및 전류 생성부(20)의 전압과 전류를 차단하여 불필요한 전력 소비를 줄이게 된다.
본 발명의 제1 실시 예에서는 전압과 전류를 모두 제어하는 구성이 제시되었지만, 사용자의 필요에 따라 전압 제어와 전류 제어를 선택적으로 적용할 수도 있다.
도9는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 디스플레이 장치를 도시한 도면이다.
본 발명의 제2 실시예에 따른 디스플레이 장치는 도9에 도시된 바와 같이, LED공급전압 생성부(1), 제어부(2), 발광부(3) 및 클럭 생성부(5)를 구비하여 구성된다. 또한, 제어부(2)는 전압 검출 및 전류 생성부(20), 기준전류 생성부(21), 스위칭 제어부(22) 및 가산기(25)를 구비하여 구성되며, 전압 검출 및 전류 생성부(20)는 검출 및 변환부(200)와 슬롭 전류 생성부(210)를 포함한다.
제어부(20)의 각 블록들의 동작을 살펴보면 다음과 같다.
도1의 제어부와 중복되는 부분은 생략하거나 간단하게 설명하도록 하겠다.
먼저, 전압 검출 및 전류 생성부(20) 중 검출 및 변환부(200)는 코일 전류(IL)에 따라 변화되는 제1 검출 전압(VDET1)을 검출하여 검출 전류(IDET)로 변환하여 출력한다. 따라서, 검출 전류(IDET) 또한 코일 전류(IL)에 따라 변화되는 전류이다. 슬롭 전류 생성부(202)는 클럭 신호(CLK)에 응답하여 슬롭 보상 전류(ISLP)를 생성하여 출력한다. 그리고, 가산기(25)는 검출 전류(IDET)와 슬롭 보상 전류(ISLP)를 조합하여 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)를 생성하여 스위칭 제어부(22)로 출력한다. 이 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)는 코일 전류(IL)에 따라 변화되기 때문에 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)를 통해 코일(L1)의 기전력의 변화를 감지할 수 있다. 즉, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 증가하는 것은 코일(L1)의 기전력이 증가하는 것을 가리키고, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 감소하는 것은 코일(L1)의 기전력이 감소하는 것을 가리킨다.
제1 실시예에서는 검출 및 변환부(200)와 슬롭 전류 생성부(210)가 스위칭 신호(SW)에 응답하여 전압과 전류를 제어하였으나, 제2 실시예에서는 슬롭 전류 생성부(210)가 스위칭 신호(SW)가 아닌 클럭 신호(CLK)에 응답하여 전류 공급을 제어한다.
다음, 기준전류 생성부(21)는 제2 검출 전압(VDET2)과 제1 기준 전압(VREF1)을 통해 LED공급전압(VLED)과 목표 전압을 비교하여 스위칭 제어부(22)에서 출력되는 스위칭 신호(SW)의 듀티 비를 조절하기 위한 기준 전류(IREF)를 생성한다. 좀 더 구체적으로, 기준전류 생성부(21)는 제2 검출 전압(VDET2)과 제1 기준 전압(VREF1) 사이의 전압 차가 커질수록 기준 전류(IREF)를 증가시키고, 제2 검출 전압(VDET2)과 제1 기준 전압(VREF1) 사이의 전압 차가 작아질수록 기준 전류(IREF)를 감소시킨다. 한편, 제2 검출 전압(VDET2)이 제1 기준 전압(VREF1)에 도달하면 기준 전류(IREF)를 일정하게 유지한다. 여기서, 제1 기준 전압(VREF1)은 목표 전압에 따라 일정한 레벨로 고정되므로, 실질적으로 제2 검출 전압(VDET2)의 변화에 따라 제1 기준 전압(VREF1)과 제2 검출 전압(VDET2) 사이의 전압 차가 변하게 된다. 따라서, 제1 기준 전압(VREF1)을 기준으로, 제2 검출 전압(VDET2)이 작아질수록 기준 전류(IREF)는 증가한다. 여기서, 기준전류 생성부(21)는 두 전압 차를 전류로 변환하는 연산 상호컨덕턴스 증폭기(Operational Transconductance Amplifier: OTA)로 구성될 수 있다.
다음, 스위칭 제어부(22)는 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)와 기준 전류(IREF)를 비교하여 클럭 신호(CLK)와 동일한 주기를 가지며 듀티 비가 조절되는 스위칭 신호(SW)를 생성한다. 좀 더 구체적으로, 스위칭 제어부(22)는 클럭 신호(CLK)에 응답하여 스위칭 신호(SW)를 활성화한다. 또한, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 기준 전 류(IREF)보다 작은 경우 코일(L1)의 기전력이 LED공급전압(VLED)을 목표 전압으로 상승시키기에 아직 부족하다고 판단하여 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간을 더 유지한다. 그리고, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 기준 전류(IREF)와 동일해지면 코일(L1)의 기전력이 LED공급전압(VLED)을 목표 전압으로 상승시키기에 충분하다고 판단하여 스위칭 신호(SW)를 비활성화한다.
다음, 클럭 생성부(5)는 클럭 신호(CLK)를 생성한다. 이 클럭 신호(CLK)의 펄스 폭은 사용자의 필요에 따라 다양하게 설정될 수 있다.
도10은 도9의 제어부의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
먼저, 스위칭 제어부(22)가 클럭 신호(CLK)에 응답하여 스위칭 신호(SW)를 활성화하면, NMOS트랜지스터(N1)가 턴-온된다. 그리고, NMOS트랜지스터(N1)를 통해 유입되는 코일 전류(IL)에 의해 검출 전압(VDET1)은 커지고, 검출 및 변환부(200)에서 생성되는 검출 전류(IDET)도 점차 증가한다. 한편, 슬롭 전류 생성부(210)는 클럭 신호(CLK)의 하이레벨 구간 즉, 클럭 신호(CLK)의 활성화 구간 동안 슬롭 보상 전류(ISLP)를 생성하여 출력한다.
이후, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)와 기준 전류(IREF)가 동일해져 스위칭 제어부(22)가 스위칭 신호(SW)를 비활성화하면, 제1 검출 전압(VDET1)은 0V가 된다. 그런데, 검출 전류(IDET)는 바로 0A로 떨어지는 것이 아니라 완만하게 감소하게 되는데, 이러한 현상을 테일링(tailing)이라 한다. 스위칭 신호(SW)가 비활성화된 후에 도 슬롭 전류 생성부(210)는 소정 구간 더 슬롭 보상 전류(ISLP)를 생성할 수 있으며, 클럭 신호(CLK)의 활성화 구간이 끝나면, 슬롭 전류 생성부(210)는 슬롭 보상 전류(ISLP)의 생성을 중단한다. 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간 동안에는 검출 전류(IDET)를 보상하기 위해 슬롭 보상 전류(ISLP)가 계속 생성되어야 하므로, 클럭 신호(CLK)의 활성화 구간은 최소한 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간보다는 크게 설정되어야 한다. 실제 구현 시 스위칭 신호(SW)의 듀티 비의 최대값을 한정하고, 클럭 생성부(5)는 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간과 동일하거나 더 큰 활성화 구간을 갖는 클럭 신호(CLK)를 생성하도록 설정할 수도 있다.
한편, 클럭 신호(CLK)가 로우레벨로 비활성화되면, 슬롭 보상 전류(ISLP)도 테일링이 발생하는데, 테일링은 시간 경과에 따라 자연적으로 제거되므로, 클럭 신호(CLK)의 활성화 구간을 조절하여 다음 클럭 신호(CLK)가 발생하기 전에 테일링을 제거할 수 있다. 만일, 슬롭 보상 전류(ISLP)의 생성 구간이 너무 길어지는 경우 스위칭 신호(SW)의 또 다른 주기가 시작된 후에도 슬롭 보상 전류(ISLP)의 테일링 성분이 모두 없어지지 않고, 검출 전류(IDET)에 합해질 수 있다. 이때, 검출 전류(IDET)와 슬롭 보상 전류(ISLP)의 합 성분이 갑자기 튀어올라 순간적으로 기준 전류(IREF)를 초과할 수 있는데, 이를 피크 노이즈(peak noise)라 한다. 이러한 피크 노이즈가 발생하면, 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간이 조기에 종료되어 스위칭 신호(SW)의 듀티 비가 왜곡되고, LED공급전압 생성부(1)가 오동작을 일으킬 수 있다. 이와 같 이, 슬롭 전류 생성부(210)는 소정 펄스 폭으로 설정되는 활성화 구간을 갖는 클럭 신호(CLK)에 응답하여 슬롭 보상 전류(ISLP)를 생성함으로써, 슬롭 보상 전류(ISLP)의 테일링에 의해 발생할 수 있는 디스플레이 장치의 오동작을 방지할 수 있다.
또한, 클럭 신호(CLK)의 한 주기 중 클럭 신호(CLK)의 활성화 구간 동안만 슬롭 보상 전류(ISLP)를 생성하므로, 도10의 하단에 도시된 바와 같이, 정적 전류의 소비를 줄이는 효과도 가져온다.
도11은 도9의 슬롭 전류 생성부를 도시한 회로도이다.
도11을 참조하면, 슬롭 전류 생성부(210)는 클럭 신호(CLK)에 응답하여 전류를 제어함으로써, 슬롭 보상 전류(ISLP)의 생성을 제어한다. 구체적으로, 클럭 신호(CLK)의 활성화 구간 동안 클럭 반전신호(CLKB)는 로우레벨이므로, NMOS트랜지스터(N31)는 턴-오프 상태를 유지한다. 따라서, 전류원(CS3)으로부터 유입되는 전류에 의해 슬롭 전압(VSLP)은 커진다. 이 슬롭 전압(VSLP)은 전압-전류 변환기(V-I converter, 2120)에 의해 슬롭 보상 전류(ISLP)로 변환된다. 반면, 클럭 신호(CLK)가 비활성화되면, 클럭 반전신호(CLKB)는 하이레벨이 되므로, NMOS트랜지스터(N31)는 턴-온된다. 따라서, 커패시터(C31) 양 단이 쇼트되며, 슬롭 보상 전류(ISLP)는 생성되지 않는다. 이와 같이, 슬롭 전류 생성부(210)는 클럭 신호(CLK)의 활성화 구간 동안 슬롭 보상 전류(ISLP)를 생성하여 불필요한 전류 소모를 줄이게 된다.
도12는 도11의 클럭 신호의 파형도이다.
도12를 참조하면, 클럭 생성부(5)에서 생성되어 슬롭 전류 생성부(210)로 입력되는 클럭 신호(CLK)와 슬롭 전류 생성부(210)의 NMOS트랜지스터(N31)를 턴-온 또는 턴-오프시키는 클럭 반전신호(CLKB)는 서로 반전된 위상을 갖게 된다.
도13은 도9의 클럭 생성부의 파형도이다.
도13을 참조하면, 클럭 생성부(5)는 고정된 펄스 폭을 갖는 클럭 신호만을 생성하는 것이 아니라, 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간의 최대값이 바뀌거나 내부의 다른 요인에 따라 서로 다른 펄스 폭을 갖는 클럭 신호(CLK1,CLK2,CLK3)들을 생성할 수 있다.
상기한 바와 같이, 본 발명의 제2 실시 예에 따른 디스플레이 장치는 코일 전류(IL)에 따라 변화되는 제1 검출 전압(VDET1)과 LED공급전압(VLED)에 따라 변화되는 제2 검출 전압(VDET2)를 인가받아 각각 검출 전류(IDET)와 기준 전류(IREF)로 변환한다. 그리고, 검출 전류(IDET)와 기준 전류(IREF)의 비교 결과에 따라 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간을 조절하여 LED공급전압(VLED)이 정전압으로 유지되도록 제어한다. 특히, 클럭 생성부(5)가 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간보다 큰 활성화 구간을 갖는 클럭 신호(CLK)를 생성하고, 슬롭 전류 생성부(210)는 클럭 신호(CLK)에 응답하여 검출 전류(IDET)의 보상이 필요한 구간 동안만 슬롭 보상 전류(ISLP)를 생성한다. 따라서, 슬롭 보상 전류(ISLP)의 테일링 성분에 의해 스위칭 신호(SW)의 듀티 비가 왜곡되고, 디스플레이 장치가 오동작하는 것을 방지한다. 또한, 클럭 신 호(CLK)의 활성화 구간 동안만 슬롭 보상 전류(ISLP)를 제한적으로 생성하므로, 전력 소비를 줄이게 된다.
도14는 본 발명의 제3 실시 예에 따른 디스플레이 장치를 도시한 도면이다.
본 발명의 제3 실시 예에 따른 디스플레이 장치는 도14에 도시된 바와 같이, LED공급전압 생성부(1), 제어부(2) 및 발광부(3)를 구비하여 구성된다. 또한, 제어부(2)는 전압 검출 및 전류 생성부(20), 기준전류 생성부(21), 스위칭 제어부(22), 스위칭 신호 조절부(23) 및 가산기(25)를 구비하여 구성된다. 그리고, 전압 검출 및 전류 생성부(20)는 검출 및 변환부(200)와 슬롭 전류 생성부(210)를 포함한다.
제어부(20)의 각 블록들의 동작을 살펴보면 다음과 같다.
도1 및 도9의 제어부와 중복되는 부분은 생략하거나 간단하게 설명하도록 하겠다.
먼저, 전압 검출 및 전류 생성부(20) 중 검출 및 변환부(200)는 제2 스위칭 신호(SW2)의 활성화 구간 동안 코일 전류(IL)에 따라 변화되는 제1 검출 전압(VDET1)을 검출하여 검출 전류(IDET)로 변환하여 출력한다. 따라서, 검출 전류(IDET) 또한 코일 전류(IL)에 따라 변화된다. 슬롭 전류 생성부(202)는 제2 스위칭 신호(SW2)의 활성화 구간 동안 슬롭 보상 전류(ISLP)를 생성하여 출력한다. 그리고, 가산기(25)는 검출 전류(IDET)와 슬롭 보상 전류(ISLP)를 조합하여 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)를 생성하여 스위칭 제어부(22)로 출력한다. 보상된 검출 전류(IDET+ISLP) 는 코일 전류(IL)에 따라 변화되므로, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)를 통해 코일(L1)의 기전력의 변화를 감지할 수 있다. 즉, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 증가하는 것은 코일(L1)의 기전력이 증가하는 것을 가리키고, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 감소하는 것은 코일(L1)의 기전력이 감소하는 것을 가리킨다.
한편, 전압 검출 및 전류 생성부(20)에 구비된 검출 및 변환부(200)와 슬롭 전류 생성부(210)는 각각 제2 스위칭 신호(SW2)에 응답하여 전압 및 전류를 제어한다. 즉, 검출 및 변환부(200)와 슬롭 전류 생성부(210)는 제2 스위칭 신호(SW2)의 활성화 구간 동안 전압과 전류를 인가받아 동작하며, 제2 스위칭 신호(SW2)가 비활성화되면 전압과 전류를 차단함으로써, 전력 소모를 줄이게 된다.
다음, 기준전류 생성부(21)는 제2 검출 전압(VDET2)과 제1 기준 전압(VREF1)을 통해 LED공급전압(VLED)과 목표 전압을 비교하여 스위칭 제어부(22)에서 출력되는 제1 스위칭 신호(SW1)의 듀티 비를 조절하기 위한 기준 전류(IREF)를 생성한다. 좀 더 구체적으로, 제2 검출 전압(VDET2)과 제1 기준 전압(VREF1) 사이의 전압 차가 커질수록 기준 전류(IREF)를 증가시키고, 제2 검출 전압(VDET2)과 제1 기준 전압(VREF1) 사이의 전압 차가 작아질수록 기준 전류(IREF)를 감소시킨다. 한편, 제2 검출 전압(VDET2)이 제1 기준 전압(VREF1)에 도달하면 기준 전류(IREF)를 일정하게 유지한다. 여기서, 제1 기준 전압(VREF1)은 목표 전압에 따라 일정한 레벨로 고정되므로, 실질적으로 제2 검출 전압(VDET2)의 변화에 따라 제1 기준 전압(VREF1)과 제2 검출 전압(VDET2) 사이의 전압 차가 변하게 된다. 따라서, 제1 기준 전압(VREF1)을 기준으로, 제2 검출 전압(VDET2)이 작아질수록 기준 전류(IREF)는 증가한다. 여기서, 기준전류 생성부(21)는 두 전압 차를 전류로 변환하는 연산 상호컨덕턴스 증폭기(Operational Transconductance Amplifier: OTA)로 구성될 수 있다.
다음, 스위칭 제어부(22)는 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)와 기준 전류(IREF)를 비교하여 클럭 신호(CLK)와 동일한 주기를 가지며 듀티 비가 조절되는 제1 스위칭 신호(SW1)를 생성한다. 좀 더 구체적으로, 스위칭 제어부(22)는 클럭 신호(CLK)에 응답하여 제1 스위칭 신호(SW1)를 활성화한다. 또한, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 기준 전류(IREF)보다 작은 경우 코일(L1)의 기전력이 LED공급전압(VLED)을 목표 전압으로 상승시키기에 아직 부족하다고 판단하여 스위칭 신호(SW)의 활성화 구간을 더 유지한다. 그리고, 보상된 검출 전류(IDET+ISLP)가 기준 전류(IREF)와 동일해지면 코일(L1)의 기전력이 LED공급전압(VLED)을 목표 전압으로 상승시키기에 충분하다고 판단하여 스위칭 신호(SW)를 비활성화한다.
다음, 스위칭 신호 조절부(23)는 제1 스위칭 신호(SW1)와 클럭 신호(CLK)를 입력받아 제1 스위칭 신호(SW1)를 펄스폭 조절하여 제1 스위칭 신호(SW1)와 다른 펄스폭을 갖는 제2 스위칭 신호(SW2)를 생성한다.
도15는 도14의 스위칭 신호 조절부를 도시한 회로도이다.
스위칭 신호 조절부(23)는 도15에 도시된 바와 같이, 반전 및 지연부(230)와 오아 게이트(OR20)를 구비하여 구성된다. 변환 및 지연부(230)는 클럭 신호(CLK)를 반전시키고, 지연시켜 클럭 반전신호(CLKB)를 출력한다. 오아게이트(OR20)는 클럭 반전신호(CLKB)와 제1 스위칭 신호(SW1)를 입력받아 논리합 연산을 수행한다. 따라서, 스위칭 신호 조절부(23)는 제1 스위칭 신호(SW1)가 하이레벨로 활성화되거나 클럭 반전신호(CLKB)가 하이레벨로 활성화될 때 하이레벨로 활성화되는 제2 스위칭 신호(SW2)를 생성한다. 결과적으로, 제2 스위칭 신호(SW2)의 활성화 구간은 제1 스위칭 신호(SW1)의 활성화 구간보다 클럭 반전신호(CLKB)의 활성화 구간만큼 길어진다.
도16은 도15의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
도16을 참조하면, 반전 및 지연부(230)는 클럭 신호(CLK)를 반전시키고, 지연시켜 클럭 반전신호(CLKB)를 생성한다. 오아게이트(OR20)는 클럭 반전신호(CLKB)가 하이레벨로 활성화될 때 하이레벨로 활성화되고, 제1 스위칭 신호(SW1)가 로우레벨로 비활성화될 때 로우레벨로 비활성화되는 제2 스위칭 신호(SW2)를 생성한다. 제2 스위칭 신호(SW2)는 제1 스위칭 신호(SW2)보다 클럭 반전신호(CLKB)의 활성화 구간만큼 빨리 활성화된다.
검출 및 변환부(200)와 슬롭 전류 생성부(210)는 전력을 공급받자마자 바로안정된 동작을 수행할 수 없다. 검출 및 변환부(200)와 슬롭 전류 생성부(210)의 내부 노드들의 레벨이 안정되려면 일정한 시간이 소요된다. 따라서, 스위칭 신호 조절부(23)는 검출 및 변환부(200)와 슬롭 전류 생성부(210)의 안정된 동작을 위한 셋업 시간을 확보해야 한다. 이에 따라, 제2 스위칭 신호(SW2)는 제1 스위칭 신 호(SW1)보다 앞서 활성화된다.
도17은 도14의 검출 및 변환부를 도시한 회로도이다.
도17의 검출 및 변환부(200)는 도3에 도시된 제1 실시예의 검출 및 변환부(200)와 기본적으로 유사하므로, 차별되는 부분만 설명하도록 하겠다.
먼저, 전압 조절부(201)의 제1 전압 제어부(203)는 제2 스위칭 반전신호(SW2B)에 응답하여 전압 조절부(201)에 인가되는 전원전압(VDDA)의 공급을 제어한다. 여기서, 제2 스위칭 반전신호(SW2B)는 제2 스위칭 신호(SW2)를 반전시킨 신호이다.
다음, 전압-전류 변환부(205)의 제2 전압 제어부(207)는 제2 스위칭 신호(SW2)에 응답하여 전원전압(VDDA)의 공급을 제어하고, 제3 전압 제어부(208)는 제2 스위칭 반전신호(SW2B)에 응답하여 전원전압(VDDA)의 공급을 제어한다.
이와 같이, 검출 및 변환부(200)는 제1 내지 제3 전압 제어부(203,207,208)들을 통해 제2 스위칭 신호(SW2)의 활성화 구간 동안만 전원전압(VDDA)을 인가받아 동작을 수행하며, 제2 스위칭 신호(SW2)가 비활성화되면 전원전압(VDDA) 공급을 차단하여 불필요한 전력이 소비되는 것을 방지한다.
도18은 도17의 제1 증폭기를 도시한 회로도이다.
제1 증폭기(202)는 도18에 도시된 바와 같이, 증폭부(2000), 전류 제어부(2010) 및 제4 전압 제어부(2020)를 구비하여 구성된다.
증폭부(2000)는 NMOS트랜지스터(N8)의 문턱 전압보다 큰 설정 전압(VSET)과 제1 전압(V1)을 인가받아 전압(VSET)과 제1 전압(V1) 사이의 전압 차를 차동 증폭한다. 전류 제어부(2010)는 제2 스위칭 반전신호(SW2B)에 응답하여 증폭부(2000)에 전류를 인가하거나 차단한다. 즉, 제2 스위칭 신호(SW2)가 하이레벨로 활성화되면, 제2 스위칭 반전신호(SW2B)는 로우레벨로 활성화되므로, PMOS트랜지스터(P11)를 통해 전류원(CS1)의 전류가 NMOS트랜지스터(N10)로 흐르게 되고, 전류 복사에 의해 NMOS트랜지스터(N11)에도 전류가 흐른다. 이에 따라, 증폭부(2000)에는 NMOS트랜지스터(N11)를 통해 전류 흐름이 발생한다. 한편, 제4 전압 제어부(2020)는 제2 스위칭 반전신호(SW2B)에 응답하여 증폭부(2000)에 전압을 인가한다. 즉, 제2 스위칭 신호(SW2)가 하이레벨로 활성화되면, 제2 스위칭 반전신호(SW2B)는 로우레벨로 활성화되므로, PMOS트랜지스터(P12,P13)들은 턴-온되어 증폭부(2000)에 전압이 인가된다.
이와 같이, 제1 증폭기(202)는 제2 스위칭 신호(SW2)의 활성화 구간 동안 전류 제어부(2010)를 통해 증폭부(2000)에 전류를 인가하고, 제4 전압 제어부(2020)를 통해 증폭부(2000)에 전압을 인가하므로, 제1 증폭기(202)는 차동 증폭 동작을 수행한다. 반면, 제2 스위칭 신호(SW2)가 비활성화되면, 제4 전압 제어부(2020)와 전류 제어부(2010)에 의해 전압과 전류를 모두 차단하므로, 불필요한 전력 소비를 없앤다. 즉, 제1 증폭기(202)는 제2 스위칭 신호(SW2)의 활성화 구간 동안만 전원이 공급되어 정상적인 차동 증폭 동작을 수행한다.
도18에서는 전류 제어부(2010) 및 제4 전압 제어부(2020)가 모두 구비되는 제1 증폭기(202)를 실시 예로 도시하였지만, 제1 증폭기(202))에 전류 제어부(2010)와 제4 전압 제어부(2020) 중 어느 하나만 구비될 수도 있다.
한편, 검출 및 변환부(200)의 제1 증폭기(202)와 제2 증폭기(206)는 동일한 구성을 가지므로, 제2 증폭기(206) 또한 제2 스위칭 신호(SW2)의 활성화 구간 동안만 전원전압과 전류를 인가받아 동작을 수행하게 된다.
상기한 바와 같이, 본 발명의 제3 실시 예에 따른 디스플레이 장치는 실질적으로 유효한 동작을 수행하는 제2 스위칭 신호(SW2)의 활성화 구간 동안에만 전압 검출 및 전류 생성부(20)에 전압과 전류를 공급한다. 반면, 제2 스위칭 신호(SW2)의 비활성화 구간 동안에는 전압 검출 및 전류 생성부(20)의 전압과 전류를 차단하여 불필요한 전력 소비를 줄이게 된다. 또한, 제2 스위칭 신호(SW2)의 활성화 구간을 조절함으로써, 전압 검출 및 전류 생성부(20)의 안정된 동작을 위한 셋업 시간을 확보한다.
한편, 본 발명에서, 발광 다이오드들을 포함하는 발광부(3)는 제어부(2)의 동작 특성을 설명하기 위하여 일 예로 제시된 것이다. 따라서, 제어부(2)는 LED 디스플레이 장치 뿐만 아니라 정전압을 유지해야 하는 다른 디스플레이 장치들 또는 다른 시스템 장치에도 적용될 수 있다.
도19는 발광다이오드(LED)를 포함하는 백 라이트 유닛이 적용된 디스플레이 장치의 일 실시 예를 나타낸 도면이다.
발광다이오드(LED)는 자체 발광 소자이므로, 다양한 색의 빛을 발산하는 발광다이오드(LED)들을 조합할 경우 발광다이오드(LED)들만으로 영상을 구현할 수 있 다. 또한, 발광다이오드(LED)는 자체적으로 발광하지 못하는 액정 패널(Liquid Crystal Display Panel)과 같은 디스플레이 패널의 측면 또는 전면으로 빛을 조사하기 위한 백 라이트 유닛(Back Light Unit; BLU, 4)에 적용될 수도 있다. 액정은 자체적으로 빛을 발산하는 물질이 아니므로, 액정 패널은 측면 또는 전면에서 조사되는 발광다이오드(LED)의 빛을 투과시켜 영상을 구현하게 된다.
도19에 도시된 백 라이트 유닛(4)은 디스플레이 패널의 측면으로 빛을 조사하기 위한 에지 형(edge type) 백 라이트 유닛(4)으로, 백 라이트 유닛(4)의 각 측면에 복수의 발광다이오드(LED)를 배치된다. 이러한 에지 형 백 라이트 유닛(4)은 LED TV와 같은 대형 디스플레이 패널을 포함하는 디스플레이 장치에 적용될 수 있다. 백 라이트 유닛(4)은 도1, 도9 및 도14에 도시된 LED공급전압 생성부(1) 및 제어부(2)를 복수개 포함하는 구동 회로(40)를 구비한다.
도20은 발광다이오드(LED)를 포함하는 백 라이트 유닛이 적용된 디스플레이 장치의 다른 실시 예를 나타낸 도면이다.
도20에 도시된 백 라이트 유닛(4)은 디스플레이 패널의 전면에 직접 빛을 조사하기 위한 직하 형(direct type) 백 라이트 유닛(4)으로, 디스플레이 패널의 전면에 대응하도록 백 라이트 유닛(4)의 전면에 복수의 발광다이오드(LED)가 배치된다. 이러한 직하 형 백 라이트 유닛(4)은 LED TV와 같은 대형 디스플레이 패널을 포함하는 디스플레이 장치에 적용될 수 있다. 백 라이트 유닛(4)은 도1, 도9 및 도14에 도시된 LED공급전압 생성부(1) 및 제어부(2)를 복수개 포함하는 구동 회로(40)를 구비한다.
도21은 발광다이오드(LED)를 포함하는 백 라이트 유닛이 적용된 디스플레이 장치의 또 다른 실시 예를 나타낸 도면이다.
도21에 도시된 백 라이트 유닛(4)은 에지 형 백 라이트 유닛(4)으로, 도19의 백 라이트 유닛(4)과는 달리 백 라이트 유닛(4)의 일 측면에만 발광다이오드(LED)가 배치된다. 이러한 에지 형 백 라이트 유닛(4)은 이동 전화기, PDA, PMP와 같은 휴대용 영상 기기로, 소형 디스플레이 패널을 포함하는 디스플레이 장치에 적용될 수 있다. 백 라이트 유닛(4)은 도1, 도9 및 도14에 도시된 LED공급전압 생성부(1) 및 제어부(2)를 복수개 포함하는 구동 회로(40)를 구비한다.
상기에서는 본 발명의 바람직한 실시 예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
도1은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 디스플레이 장치를 도시한 도면이다.
도2는 도1의 제어부의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
도3은 도1의 검출 및 변환부를 도시한 회로도이다.
도4는 도3의 제1 증폭기를 도시한 회로도이다.
도5는 도1의 슬롭 전류 생성부를 도시한 회로도이다.
도6은 도1의 기준전류 생성부를 도시한 회로도이다.
도7은 도1의 스위칭 제어부를 도시한 회로도이다.
도8은 도7의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
도9는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 디스플레이 장치를 도시한 도면이다.
도10은 도9의 제어부의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
도11은 도9의 슬롭 전류 생성부를 도시한 회로도이다.
도12는 도11의 클럭 신호의 파형도이다.
도13은 도9의 클럭 생성부의 파형도이다.
도14는 본 발명의 제3 실시 예에 따른 디스플레이 장치를 도시한 도면이다.
도15는 도14의 스위칭 신호 조절부를 도시한 회로도이다.
도16은 도15의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
도17은 도14의 검출 및 변환부를 도시한 회로도이다.
도18은 도17의 제1 증폭기를 도시한 회로도이다.
도19는 발광다이오드(LED)를 포함하는 백 라이트 유닛이 적용된 디스플레이 장치의 일 실시 예를 나타낸 도면이다.
도20은 발광다이오드(LED)를 포함하는 백 라이트 유닛이 적용된 디스플레이 장치의 다른 실시 예를 나타낸 도면이다.
도21은 발광다이오드(LED)를 포함하는 백 라이트 유닛이 적용된 디스플레이 장치의 또 다른 실시 예를 나타낸 도면이다.

Claims (31)

  1. 입력 전압에 응답하여 출력 전압을 생성하며, 스위치와 상기 입력 전압 사이에 연결되어 상기 스위치가 제1 상태인 경우 에너지를 저장하고 상기 스위치가 제2 상태인 경우 저장된 에너지를 방출하여 상기 출력 전압을 생성하는 에너지 저장 수단을 구비하고, 상기 스위치는 스위칭 신호에 응답하여 동작하는 공급전압 생성부; 및
    상기 에너지 저장 수단을 흐르는 전류를 나타내는 검출 전압과 설정 전압 사이의 전압 차에 따라 검출 전류를 생성하는 검출 및 변환부와, 상기 출력 전압과 기준 전압 사이의 전압 차와 상기 검출 전류에 따라 상기 스위치의 듀티 비를 조절하기 위한 상기 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 제어부와 상기 스위칭 신호에 응답하여 보상 전류를 생성하는 슬롭 전류 생성부를 포함하는 제어부를 구비하며,
    상기 검출 및 변환부와 상기 슬롭 전류 생성부는 상기 스위칭 신호에 응답하여, 상기 스위치가 상기 제2 상태인 경우 비활성화되는 것을 특징으로 하는 전원 공급 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제어부는
    상기 출력 전압과 기준 전압 사이의 전압 차에 따라 기준 전류를 생성하는 기준 전류 생성부를 더 구비하며,
    상기 스위칭 제어부는 상기 검출 전류와 기준 전류에 따라 상기 스위치의 듀티 비를 조절하는 것을 특징으로 하는 전원 공급 장치.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 제어부는
    상기 보상 전류 및 검출 전류를 조합하는 가산기를 더 구비하며,
    상기 스위칭 제어부는 상기 보상 전류와 검출 전류의 조합 및 상기 기준 전류에 따라 상기 스위치의 듀티 비를 조절하는 것을 특징으로 하는 전원 공급 장치.
  4. 제 2 항에 있어서, 상기 스위칭 제어부는
    상기 검출 전류 및 기준 전류에 응답하여 비교 신호를 생성하는 비교기;
    클럭 신호를 인가받아 펄스폭 조절하여 조절된 클럭 신호를 생성하는 펄스폭 조절기; 및
    상기 조절된 클럭 신호 및 비교 신호에 응답하여 상기 스위칭 신호를 생성하는 플립플롭 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 전원 공급 장치.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 검출 및 변환부는
    상기 검출 전압과 설정 전압에 응답하여 반전 전압을 생성하되, 상기 반전 전압의 레벨은 상기 검출 전압의 레벨에 대하여 반대 방향으로 변화되는 전압 조절부; 및
    상기 반전 전압에 응답하여 상기 검출 전류를 생성하되, 상기 검출 전류의 크기는 상기 반전 전압의 레벨에 대하여 반대 방향으로 변화되는 전압 전류 변환부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전원 공급 장치.
  6. 삭제
  7. 에너지 저장 수단을 흐르는 전류를 나타내는 검출 전압과 설정 전압 사이의 전압 차에 따라 검출 전류를 생성하는 검출 및 변환부와, 보상 전류를 생성하는 슬롭 전류 생성부와, 상기 보상 전류와 검출 전류를 조합하는 가산기를 구비하는 제어부; 및
    클럭 신호를 생성하는 클럭 생성부를 구비하며,
    상기 슬롭 전류 생성부는 상기 클럭 신호에 응답하여, 상기 클럭 신호의 주기 중 일부 구간 동안 비활성화되는 것을 특징으로 하는 전원 공급 장치.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 전원 공급 장치는
    입력 전압에 응답하여 출력 전압을 생성하며, 상기 입력 전압과 스위치 사이에 연결되어 상기 스위치가 제1 상태인 경우 에너지를 저장하고 상기 스위치가 제2 상태인 경우 저장된 에너지를 방출하여 상기 출력 전압을 생성하는 에너지 저장 수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전원 공급 장치.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 제어부는
    상기 출력 전압 및 기준 전압 사이의 전압 차에 따라 기준 전류를 생성하는 기준 전류 생성부를 더 구비하며,
    상기 제어부는 상기 검출 전류 및 기준 전류에 따라 상기 스위치의 듀티 비를 조절하는 것을 특징으로 하는 전원 공급 장치.
  10. 삭제
  11. 제 8 항에 있어서, 상기 슬롭 전류 생성부가 비활성화되는 클럭 신호의 구간은 상기 스위치가 상기 제1 상태에 있는 구간보다 긴 것을 특징으로 하는 전원 공급 장치.
  12. 제 7 항에 있어서, 상기 검출 및 변환부는
    상기 설정 전압과 검출 전압에 응답하여 반전전압을 생성하며, 상기 반전 전압의 레벨은 상기 검출 전압의 레벨에 대하여 반대 방향으로 변화되는 전압 조절부; 및
    상기 반전 전압에 응답하여 상기 검출 전류를 생성하며, 상기 검출 전류의 크기는 상기 반전 전압의 레벨에 대하여 반대 방향으로 변화되는 전압 전류 변환부를 구비하는 것을 특징으로 하는 전원 공급 장치.
  13. 삭제
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