JP2012244752A - スイッチングレギュレータ及び電圧変換方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ソフトスタート回路を搭載したスイッチングレギュレータにおける起動前処理時間をなくす。
【解決手段】本発明によるスイッチングレギュレータは、容量に流れる電流によって決まる電圧と、出力電圧を分圧することで生成した分圧帰還電圧の一方を、待機状態、起動状態に応じて選択してソフトスタート信号として出力するソフトスタート回路を備え、ソフトスタート信号に基づいて生成されたＰＷＭ信号に応じたスイッチング動作により、入力電圧を所望の電圧に変換し出力する。
【選択図】図３

Description

本発明は、スイッチングレギュレータに関し、特にソフトスタート回路を備えるスイッチングレギュレータ及び電圧変換方法に関する。

スイッチングレギュレータは、高効率で、入力電圧を所望の出力電圧へ変換できることから、様々な分野で使用されている。

一般に、スイッチングレギュレータは、起動時に発生する突入電流の発生を防止するため、起動時から所望の電圧までの昇圧時間を長時間化するソフトスタート回路を備える。ソフトスタート回路は、スイッチングレギュレータの出力電圧が起動時の電圧から所望の電圧まで昇圧（又は極性反転）される時間（以下、起動時間と称す）を数十ｍＳと長時間化することで、大きな突入電流の発生を防いでいる。しかしその一方、ＤＳＣ（デジタル・スチル・カメラ）や携帯電話などの携帯器機では、できるだけ短い時間で電源オフからオンの状態へ起動する事が求められている。スイッチングレギュレータの起動時間と突入電流はトレードオフの関係にあり、突入電流を抑えつつ起動時間を短くすることが望まれている。

図１は、従来技術による昇圧型スイッチングレギュレータの構成の一例を示す図である（非特許文献１参照）。図１に示す昇圧型スイッチングレギュレータは、入力電圧ＶＩＮよりも高い出力電圧ＶＯＵＴを発生することを目的とした回路である。図１を参照して、従来技術による昇圧型スイッチングレギュレータの構成及び動作を説明する。

従来技術の昇圧型スイッチングレギュレータ回路は、出力電圧ＶＯＵＴを分圧して帰還させた電圧に基づいてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルス信号を出力し、昇圧スイッチング動作を制御する制御回路６００を備える。これにより、スイッチングレギュレータ回路は、入力電圧ＶＩＮよりも高い出力電圧ＶＯＵＴを発生する。

図１に示す昇圧型スイッチングレギュレータは、制御回路６００、入力端子６１０、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ６１１、コイル６１２、ショットキダイオード６１３、容量６１４、抵抗６１５、６１６、位相補償抵抗６１７、位相補償容量６１８、出力端子６２０を具備する。制御回路６００は、ソフトスタート回路６０、誤差アンプ７０、ＰＷＭ回路８０を備える。

ソフトスタート回路６０は基準電圧源６１（基準電圧Ｖｒｅｆ）、電流源６２（電流Ｉｓ）、容量６３（容量Ｃｓ）を備える。入力端子６１０から入力電圧ＶＩＮがコイル６１０（インダクタンスＬ１）に印加されると、電流源６２からの電流Ｉｓによって、容量６３が充電され始める。これにより、容量６３の一端（出力端子６４）から、ソフトスタート回路６０の出力として、ソフトスタート信号６０４が出力される。電流源６２が基準電圧源６１によりバイアスされているため、電流源６２による容量６３への充電は、充電電圧が基準電圧Ｖｒｅｆになると止まる。従って、ソフトスタート信号６０４は電流Ｉｓと容量Ｃｓによって決まる充電時間をかけて、接地電圧“０”から基準電圧“Ｖｒｅｆ”まで上昇し、上昇後は基準電圧Ｖｒｅｆと同じ一定電圧を維持し、昇圧型スイッチングレギュレータ回路の基準電圧となる。

誤差アンプ７０の非反転入力端子には、フィードバック端子６０３（以下、ＦＢ端子６０３と称す）が接続され、反転入力端子には、ソフトスタート回路６０の出力端子６４が接続される。ＦＢ端子６０３から非反転入力端子には、昇圧型スイッチングレギュレータの出力電圧ＶＯＵＴを抵抗６１５（抵抗Ｒ１）と抵抗６１６（抵抗Ｒ２）とによって分圧した電圧が供給される。又、出力端子６４から反転入力端子には、ソフトスタート回路６０からのソフトスタート信号６０４が供給される。これにより、ＦＢ端子６０３の電圧とソフトスタート信号６０４と同じ電圧になるように、誤差アンプ７０の出力電圧が制御される。尚、発振防止の目的から、誤差アンプ７０出力は、端子６０１を介して位相補償抵抗６１７（抵抗Ｒｚ）と位相補償容量６１８（容量Ｃｚ）に接続している。

ＰＷＭ回路８０は、コンパレータ８１、ドライバ８２を備える。コンパレータ８１の非反転入力端子には三角波信号が入力され、反転入力端子には、誤差アンプ７０の出力端子が接続される。これにより、三角波信号の振幅電圧の最小値が０Ｖ、最大値が０．５Ｖとすると、誤差アンプ７０の出力電圧が０．５Ｖから０Ｖに変化することにより、コンパレータ８１は、デューティ比（ＯＮデューティ）が０％から１００％に変化するＰＷＭ信号を出力する。コンパレータ８１の出力は、ドライバ８２を介して出力端子６０２に接続される。

Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ６１１のゲートは制御回路６００の出力端子６０２に接続され、ドレインはコイル６１２の一端とショットキダイオード６１３のアノードに接続され、ソースは接地される。ドライバ８２の出力、すなわちコンパレータ８１の出力（ＰＷＭ信号）は、出力端子６０２を介してＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ６１１のゲートに供給される。この際、ドライバ８２は、入力ゲート容量が大きいＮチャネル型ＭＯＳトランジスタのゲートを安定に駆動するために利用される。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ６１１は、ゲートに入力されるＰＷＭ信号に応じて、コイル６１２の一端及びショットキダイオード６１３のアノードと、接地端子との間の接続を制御する。

又、コイル６１２の他端は入力端子６１０に接続され、ショットキダイオード６１３のカソードは、容量６１４（容量Ｃｏ）の一端と抵抗６１５の一端に接続して昇圧型スイッチングレギュレータの出力端子６２０（出力電圧ＶＯＵＴ）を構成する。尚、容量６１４の他端は接地され、抵抗６１５の他端は、ＦＢ端子６０３を介して抵抗６１６の一端に接続され、抵抗６１６の他端は接地される。

上述のような構成において、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ６１１がオンすると、コイル６１２の両端に入力電圧ＶＩＮが印加され、コイル６１２に流れる電流Ｉｉｎが増加する。一方、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ６１１がオフすると、コイル６１２に流れている電流Ｉｉｎがショットキダイオード６１３を介して容量６１４へ流れる。ＰＷＭ回路８０から出力されるＰＷＭ信号に応じてＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ６１１のオンオフが繰り返されることで、出力端子６２０は、基準電圧Ｖｒｅｆと抵抗６１５、６１６に基づいた電圧に昇圧される。

図２を参照して、図１に示す昇圧型スイッチングレギュレータの起動時の動作を説明する。尚、本一例における各定数は下記の値として説明する。又、ショットキダイオード６１３の順バイアス電圧は０Ｖに近似できるものとする。

Ｖｒｅｆ＝１Ｖ、Ｃｓ／Ｉｓ＝２０ｍＳ／Ｖ（電流源Ｉｓが容量Ｃｓを、０Ｖから１．０Ｖまでの１Ｖ充電する時間が２０ｍＳ）、ＶＩＮ＝３Ｖ、Ｒ１＝４００ｋΩ、Ｒ２＝１００ｋΩ、Ｃｏ＝１００μＦ、三角波信号のＨｉｇｈレベル電圧＝０．５Ｖ、三角波信号のＬｏｗレベル電圧＝０Ｖ、ショットキダイオード６１３の順バイアス電圧≒０Ｖ

時刻Ｔ１において３Ｖの入力電圧ＶＩＮが入力端子６１０に印加され、入力電圧ＶＩＮが０Ｖから３Ｖに遷移する際、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ６１１はオフである。このとき出力端子６２０は、ショットキダイオード６１２を介して供給された入力電圧ＶＩＮと同じ３Ｖとなり、抵抗６１５、６１６によって分圧されたＦＢ端子６０３の電圧は０．６Ｖとなる。

ソフトスタート信号６０４の電圧Ｓ１は、０Ｖから上昇を開始し、一定の傾き（上昇率）で２０ｍＳ後に基準電圧Ｖｒｅｆと同じ１Ｖに達する。このとき、ソフトスタート信号６０４の電圧Ｓ１がＦＢ端子６０３の電圧“０．６Ｖ”に達するまでの時間“１２ｍＳ”、誤差アンプ７０の出力は、三角波信号のＨｉｇｈレベル電圧０．５Ｖより高い電圧となる。この間、ＰＷＭ回路８０はＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ６１１をオフ状態に維持し、昇圧型スイッチングレギュレータの出力端ＶＯＵＴは入力電圧ＶＩＮと同じ３Ｖのまま昇圧動作しない。

以下、ソフトスタート信号６０４の電圧Ｓ１が上昇し始める時刻Ｔ１（入力電圧ＶＩＮの印加時刻）から、電圧Ｓ１がＦＢ端子６０３の電圧と同じ値に達する時刻Ｔ２までの時間（本例では前半の１２ｍＳの間）を起動前処理時間Ｔｂと定義する。

時刻Ｔ２においてソフトスタート信号６０４の電圧Ｓ１が０．６Ｖ以上に上昇すると、誤差アンプ７０の出力が低下し、三角波信号の振幅内の値となる。これにより、ＰＷＭ回路８０は、三角波信号に応じたデューティ比のＰＷＭ信号を出力し、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ６１１のスイッチング動作を制御する。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ６１１のスイッチング動作（オンオフの切り替わり）により、昇圧型スイッチングレギュレータの出力電圧ＶＯＵＴは上昇し始める。誤差アンプ７０は、ソフトスタート信号６０４とＦＢ端子６０３の電圧が同じ電圧になるように、出力電圧ＶＯＵＴを上昇させる（この状態を“起動”、“起動状態”又は“昇圧動作状態”と称す）。このとき、出力電圧ＶＯＵＴは、（１）式に示すようにソフトスタート信号６０４に正比例して上昇する。ここで、Ｓ１はソフトスタート信号６０４の電圧値を示す。
ＶＯＵＴ＝Ｓ１×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２ ・・・（１）

ソフトスタート信号６０４の電圧Ｓ１は、基準電圧Ｖｒｅｆ“１Ｖ”に達すると、その値を維持する。出力電圧ＶＯＵＴは、ソフトスタート信号６０４の電圧Ｓ１と正比例していため、ソフトスタート信号６０２の電圧Ｓ１がＦＢ端子６０３の電圧と同じ０．６Ｖとなる時刻Ｔ２から、基準電圧Ｖｒｅｆと同じ１Ｖとなる時刻Ｔ３までの間上昇し、設定電圧値である５Ｖに達すると、その値を維持する。

ここで、昇圧型レギュレータにおける基準電圧Ｖｒｅｆと、昇圧後の出力電圧ＶＯＵＴ（設定電圧）との関係を（２）式に示す。
ＶＯＵＴ（設定電圧）＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２ ・・・（２）

以下、出力電圧ＶＯＵＴの昇圧が開始されてから（起動開始から）、設定電圧に到達するまでの期間を起動時間Ｔｋと定義する。本従来例では、ソフトスタート信号６０４の電圧値（Ｓ１）がＦＢ端子６０３の電圧（本例では０．６Ｖ）に達した時刻Ｔ２から基準電圧Ｖｒｅｆに達する時刻Ｔ３までの時間（本例では後半の８ｍＳの間）が起動時間Ｔｋとなる。

ここで、ソフトスタート信号６０４の電圧値（Ｓ１）が上昇し始める時刻Ｔ１から、基準電圧源Ｖｒｅｆと同電圧値に達する時刻Ｔ３（出力電圧ＶＯＵＴが設定電圧に昇圧されるまでの時刻）までの時間をソフトスタート時間Ｔｓと定義すると、ソフトスタート時間Ｔｓは（３）式で示される。
Ｔｓ ＝ Ｔｂ ＋ Ｔｋ ・・・（３）

又、起動時に入力端子６１０に発生する入力電流Ｉｉｎを突入電流と称し、（４）式で示される。すなわち、突入電流は、出力端子６２０が予め設定された出力電圧ＶＯＵＴとなるまで、容量６１４に充電されたときの電荷量をその充電時間である起動時間Ｔｋで割った値として示される。
突入電流（最大値）
＝（ＶＯＵＴ（設定値）−ＶＩＮ）×Ｃｏ／Ｔｋ×ＶＯＵＴ（設定値）／ＶＩＮ
・・・（４）

尚、ソフトスタート回路が搭載されたスイッチングレギュレータが、例えば特開２００９−１１８６９２（特許文献１参照）、特開２００７−３３６６２９（特許文献２参照）、特開２００３−２９９３４８（特許文献３参照）に記載されている。

特許文献１には、出力電圧を分圧してソフトスタート回路にフィードバックするための抵抗を制御回路に対して外付けとすることで、出力電圧の変更を容易としたＤＣ−ＤＣ変換装置が記載されている。又、特許文献２には、２つのスイッチングトランジスタの一方が少なくとも１回オンした後に、他方のオンを許可することで、スイッチングトランジスタへの大電流の流入を防止したスイッチング制御回路が記載されている。更に、特許文献３には、ソフトスタート回路にフィードバックされた分圧が入力される誤差アンプの非反転入力端子の電圧を制御することで、基準電圧の変動の影響を抑制した電源装置が記載されている。

特開２００９−１１８６９２ 特開２００７−３３６６２９ 特開２００３−２９９３４８

"製品Ｓ−８３３７／８３３８シリーズのデータシート"、［平成２３年２月２２日検索］インターネット＜ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｄａｔａｓｈｅｅｔ．ｓｉｉ−ｉｃ．ｃｏｍ／ｊｐ／ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ＿ｒｅｇｕｌａｔｏｒ／Ｓ８３３７＿８３３８＿Ｊ．ｐｄｆ＞

従来技術の昇圧型スイッチングレギュレータでは、誤差アンプ７０の非反転入力端子の電圧が、抵抗比（Ｒ１：Ｒ２）で決まるＦＢ端子６０３から供給される電圧によってバイアスされている。一方、誤差アンプ７０の反転入力端子に入力されるソフトスタート信号６０４は０Ｖから上昇を開始する。このため、ソフトスタート信号６０４の電圧Ｓ１が０ＶからＦＢ端子６０３の電圧に上昇するまでの時間、昇圧型スイッチングレギュレータは昇圧スイッチング動作しない。すなわち、従来技術では、スイッチングしない無駄な時間である起動前処理時間Ｔｂが発生しまい、（３）式で示されるようにソフトスタート時間Ｔｓは起動前処理時間Ｔｂによって長大化してしまう。

上記の課題を解決するために、本発明は、以下に述べられる手段を採用する。その手段を構成する技術的事項の記述には、［特許請求の範囲］の記載と［発明を実施するための形態］の記載との対応関係を明らかにするために、［発明を実施するための形態］で使用される番号・符号が付加されている。ただし、付加された番号・符号は、［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲を限定的に解釈するために用いてはならない。

本発明によるスイッチングレギュレータは、分圧抵抗回路、ソフトスタート回路（１０）、ＰＷＭ回路（３０）、及びスイッチング素子（１１１）を備える。分圧抵抗回路は、出力電圧（ＶＯＵＴ）と第１電圧（例えば接地電圧）との間の電位差を分圧し、分圧帰還電圧（１０６）として出力する。ソフトスタート回路（１０）は、直列接続された電流源（１２）と容量（１３）との間に流れる電流（Ｉｓ）に応じた第２電圧と、分圧帰還電圧（１０６）との一方を選択してソフトスタート信号（１０４）として出力する。ＰＷＭ回路（３０）は、ソフトスタート信号（１０４）と分圧帰還電圧（１０６）との比較結果と、三角波信号（１０５）との比較結果に基づいたＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルス信号をスイッチング素子（１１１）の制御端子に出力する。スイッチング素子（１１１）は、ＰＷＭ信号に応じたスイッチング動作により、一端に入力電圧（ＶＩＮ）が供給されるコイルの両端の差電圧を制御することで、コイル（１１２）に流れる電流（Ｉｉｎ）を制御して出力電圧（ＶＯＵＴ）を目標電圧に変更する。この際、ソフトスタート回路（１０）は、待機状態において分圧帰還電圧（１０６）をソフトスタート信号（１０４）として出力し、起動状態において、第２電圧をソフトスタート信号（１０４）として出力する。

本発明によるスイッチングレギュレータにおける電圧変換方法は、出力電圧（ＶＯＵＴ）と第１電圧（例えば接地電圧）との間の電位差を分圧し、分圧帰還電圧（１０６）として出力するステップと、直列接続された電流源（１２）と容量（１３）との間に流れる電流に応じた第２電圧と、分圧帰還電圧（１０６）との一方を選択してソフトスタート信号（１０４）として出力するステップと、ソフトスタート信号（１０４）と分圧帰還電圧（１０６）との比較結果と、三角波信号（１０５）との比較結果に基づいたＰＷＭパルス信号によるスイッチング動作によって、入力電圧（ＶＩＮ）から所望の電圧に変換するステップとを具備する。ここで、ソフトスタート信号（１０４）を出力するステップは、待機状態において分圧帰還電圧（１０６）をソフトスタート信号（１０４）として出力し、起動状態において、第２電圧をソフトスタート信号（１０４）として出力するステップを備える。

本発明によれば、ソフトスタート回路を搭載したスイッチングレギュレータにおける起動前処理時間を無くすことができる。

又、突入電流を増加することなく、ソフトスタート回路を搭載したスイッチングレギュレータにおけるソフトスタート時間を短縮することができる。

更に、ソフトスタート時間を増加することなく、ソフトスタート回路を搭載したスイッチングレギュレータに発生する突入電流を減少することができる。

図１は、従来技術による昇圧型スイッチングレギュレータの構成の一例を示す図である。 図２は、図１に示す昇圧型スイッチングレギュレータの起動時の動作を示すタイミングチャートである。 図３は、本発明による昇圧型スイッチングレギュレータの第１の実施の形態における構成を示す図である。 図４は、第１及び第２の実施の形態における帰還電圧検出回路の構成の一例を示す図である。 図５は、第１及び第２の実施の形態における帰還電圧検出回路の構成の他の一例を示す図である。 図６は、突入電流を増加させることなくソフトスタート時間Ｔｓを短縮する定数が設定された第１の実施の形態における昇圧スイッチングレギュレータの動作例を示すタイミングチャートである。 図７は、ソフトスタート時間Ｔｓを増加させることなく出力容量への突入電流を削減する定数が設定された第１の実施の形態における昇圧スイッチングレギュレータの動作例を示すタイミングチャートである。 図８は、本発明による昇圧型スイッチングレギュレータの第２の実施の形態における構成を示す図である。 図９は、突入電流を増加させることなくソフトスタート時間Ｔｓを短縮する定数が設定された第２の実施の形態における昇圧スイッチングレギュレータの動作例を示すタイミングチャートである。 図１０は、本発明による極性反転型スイッチングレギュレータ回路の第３の実施の形態における構成の一例を示す図である。 図１１は、第３の実施の形態における帰還電圧検出回路の構成の一例を示す図である。 図１２は、第３の実施の形態における極性反転型スイッチングレギュレータの動作例を示すタイミングチャートである。

以下、添付図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明する。図面において同一、又は類似の参照符号は、同一、類似、又は等価な構成要素を示している。

１．第１の実施の形態
図３から図７を参照して、第１の実施の形態における昇圧型スイッチングレギュレータを説明する。
（構成）
図３は、本発明による昇圧型スイッチングレギュレータの第１の実施の形態における構成を示す図である。第１の実施の形態における昇圧型スイッチングレギュレータは、制御回路１００、入力端子１１０、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１１（スイッチング素子）、コイル１１２、ショットキダイオード１１３、出力容量１１４、帰還抵抗１１５、１１６、出力端子１２０を具備する。制御回路１００は、ソフトスタート回路１０、誤差アンプ２１、ＰＷＭ回路３０、帰還電圧検出回路４０、待機電圧供給端子５０、及びスイッチ５１（第２スイッチ）を備える。

第１の実施の形態におけるソフトスタート回路１０は、基準電圧源１１（基準電圧Ｖｒｅｆ）、電流源１２（電流Ｉｓ）、容量１３（容量Ｃｓ）、スイッチ１４（第１スイッチ）、及び出力端子１５（第１出力端子）を備える。電流源１２の一端は基準電圧源１１に接続されることで基準電圧Ｖｒｅｆによってバイアスされる。又、電流源１２の他端は出力端子１５を介して容量１３及びスイッチ１４の一端に接続される。容量１３の他端は接地され、スイッチ１４の他端は、帰還電圧検出回路４０の出力端子４０２（第２出力端子）に接続される。出力端子１５は誤差アンプ２１の反転入力端子に接続される。

スイッチ１４は、その制御端子が、起動制御端子１０１に接続され、起動制御端子１０１に起動制御信号２０１の信号レベルに応じて、ソフトスタート回路１０の出力端子１５と帰還電圧検出回路４０の出力端子４０２との接続を制御する。本一例では、起動制御信号２０１がローレベル“Ｌｏｗ”のとき、スイッチ１４はオンとなり帰還電圧検出回路４０（出力端子４０２）とソフトスタート回路１０（出力端子１５）とを接続し、起動制御信号２０１がハイレベル“Ｈｉｇｈ”のとき、スイッチ１４はオフとなり帰還電圧検出回路４０（出力端子４０２）とソフトスタート回路１０（出力端子１５）との接続を切り離す。

スイッチ１４がオンとなると、帰還電圧検出回路４０から入力された分圧帰還電圧１０６が出力端子１５を介し、ソフトスタート回路１０の出力であるソフトスタート信号１０４として出力される。すなわち、本発明によるソフトスタート回路１０は、電流源１２からの電流Ｉｓに応じた電圧（第２電圧）と、分圧帰還電圧１０６との一方を、起動制御信号２０１に応じて選択し、ソフトスタート信号１０４として出力する。一方、スイッチ１４がオフとなり、電流源１２からの電流Ｉｓによって、容量１３が充電され始めると、容量１３の一端（出力端子１５）の電圧（第２電圧）が、ソフトスタート回路１０の出力であるソフトスタート信号１０４として出力される。出力端子１５からのソフトスタート信号１０４は、誤差アンプ２１の反転入力端子に入力される。

誤差アンプ２１の非反転入力端子は、フィードバック端子１０３（以下、ＦＢ端子１０３と称す）及び帰還電圧検出回路４０の入力端子４０１に接続される。ＦＢ端子１０３から非反転入力端子には、分圧帰還電圧１０６が供給される。詳細には、帰還抵抗１１５（抵抗Ｒ１）と帰還抵抗１１６（抵抗Ｒ２）とは分圧抵抗回路を構成し、ＦＢ端子１０３から、昇圧型スイッチングレギュレータの出力端子１２０（第３出力端子）と接地端子（接地電圧：第１電圧）との間の電圧（ここでは出力電圧ＶＯＵＴ）を帰還抵抗１１５（抵抗Ｒ１）と帰還抵抗１１６（抵抗Ｒ２）とによって分圧した電圧を分圧帰還電圧１０６として出力する。又、上述のように出力端子１５から誤差アンプ２１の反転入力端子には、ソフトスタート信号１０４が供給される。よって、誤差アンプ２１の出力電圧は、ＦＢ端子１０３の電圧（分圧帰還電圧１０６）とソフトスタート信号１０４とが同じ電圧になるように制御される。尚、図３には図示されていないが、誤差アンプ２１の発振防止の目的から、誤差アンプ２１出力端子に位相補償抵抗と位相補償容量が接続されることが好ましい。

誤差アンプ２１の出力端子は、ノード２０を介してＰＷＭ回路３０の入力端子であるコンパレータ３１の反転入力端子と、スイッチ５１の一端に接続される。スイッチ５１の他端は、待機電圧供給端子５０（待機電圧Ｖ１）に接続される。待機電圧供給端子５０には、後述するコンパレータ３１の非反転入力端子に入力する三角波信号１０５の振幅の最大値よりも高い電圧が待機電圧Ｖ１として供給される。すなわち、スイッチ５１は、三角波信号１０５の振幅の最大値よりも高い電圧がバイアスされた待機電圧供給端子５０とノード２０との接続を制御する。

スイッチ５１は、その制御端子が、起動制御端子１０１に接続され、起動制御端子１０１に起動制御信号２０１の信号レベルに応じて、ノード２０と待機電圧供給端子５０との接続を制御する。本一例では、起動制御信号２０１がローレベル“Ｌｏｗ”のとき、スイッチ５１はオンとなりノード２０と待機電圧供給端子５０とを接続し、起動制御信号２０１がハイレベル“Ｈｉｇｈ”のとき、スイッチ５１はオフとなりノード２０と待機電圧供給端子５０との接続を切り離す。すなわち、スイッチ５１はスイッチ１４と同じタイミングでスイッチ動作するとともに、両者は同じ状態（オン又はオフ）に制御される。

ＰＷＭ回路３０は、コンパレータ３１、ドライバ３２、及び三角波発生回路３３を備える。三角波発生回路３３は、コンパレータ３１の非反転入力端子に対して三角波信号１０５を出力する。コンパレータ３１は、非反転入力端子に入力される三角波信号１０５とノード２０から反転入力端子に入力される電圧に応じたＰＷＭ信号をドライバ３２に出力する。例えば、三角波信号１０５の振幅電圧の最小値が０Ｖ、最大値が０．５Ｖとすると、ノード２０の電圧が０．５Ｖから０Ｖに変化することにより、コンパレータ３１は、デューティ比（ＯＮデューティ又はハイレベルアクティブデューティとも称す）が０％から１００％に変化するＰＷＭ信号を出力する。コンパレータ３１の出力は、ドライバ３２を介して制御回路１００の出力端子１０２に接続される。尚、三角波発生回路３３は、制御回路１００の外部に設けられても良い。

Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１のゲートは制御回路１００の出力端子１０２に接続され、ドレインはコイル１１２の一端とショットキダイオード１１３のアノードに接続され、ソースは接地される。ドライバ３２の出力、すなわちコンパレータ３１の出力（ＰＷＭ信号）は、出力端子１０２を介してＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１のゲートに供給される。この際、ドライバ３２は、入力ゲート容量が大きいＮチャネル型ＭＯＳトランジスタのゲートを安定に駆動するために利用される。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１は、ゲートに入力されるＰＷＭ信号に応じて、コイル１１２の一端及びショットキダイオード１１３のアノードと、接地端子との間の接続を制御する。

又、コイル１１２の他端は入力端子１１０に接続され、ショットキダイオード１１３のカソードは、出力容量１１４（容量Ｃｏ）の一端と帰還抵抗１１５の一端に接続して昇圧型スイッチングレギュレータの出力端子１２０（出力電圧ＶＯＵＴ）を構成する。尚、出力容量１１４の他端は接地され、帰還抵抗１１５の他端は、ＦＢ端子１０３を介して帰還抵抗１１６の一端に接続され、帰還抵抗１１６の他端は接地される。

上述のような構成において、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１がオンすると、コイル１１２の両端の差電圧は入力電圧ＶＩＮとなり、コイル１１２に流れる電流Ｉｉｎが増加する。一方、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１がオフすると、コイル１１２に流れている電流Ｉｉｎがショットキダイオード１１３を介して出力容量１１４へ流れる。ＰＷＭ回路３０から出力されるＰＷＭ信号に応じてＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１のオンオフが繰り返されることで（スイッチング動作により）、出力端子１２０の電圧（出力電圧ＶＯＵＴ）は、基準電圧Ｖｒｅｆと帰還抵抗１１５、１１６に基づいた大きさに昇圧される。

帰還電圧検出回路４０の入力端子４０１は、誤差アンプ２１の非反転入力端とＦＢ端子１０３（帰還抵抗１１５と帰還抵抗１１６との接続端）に接続され、出力端子４０２はスイッチ１４を介してソフトスタート回路１０の出力端子１５に接続される。

帰還電圧検出回路４０は、高入力インピーダンスで、且つ低出力インピーダンス特性を有し、ＦＢ端子１０３の電圧（分圧帰還電圧１０６）を、スイッチ１４へ伝える機能を有する。

図４及び図５を参照して、本実施の形態における帰還電圧検出回路４０の構成例について説明する。

図４は、第１の実施の形態における帰還電圧検出回路４０の構成の一例を示す図である。図４に示す帰還電圧検出回路４０は、ボルテージフォロワ接続されたアンプ４１を備える。詳細には、図４に示すアンプ４１の非反転入力端子は入力端子４０１に接続され、その出力は出力端子４０２に接続されるとともに自身の反転入力端子に帰還する。ボルテージフォロワ接続されたアンプ４１を利用することで、帰還電圧検出回路４０は、高インピーダンス入力と低インピーダンス出力特性を具備し、入力端子４０１に発生した分圧帰還電圧１０６を出力端子４０２に伝えることができる。

図５は、第１の実施の形態における帰還電圧検出回路４０の構成の他の一例を示す図である。図５に示す帰還電圧検出回路４０は、ボルテージフォロワ接続されたアンプ４１に加えて電圧レベルシフト回路４２を備える。詳細には、図５に示すアンプ４１の非反転入力端子は入力端子４０１に接続され、その出力は電圧レベルシフト回路４２における抵抗４２１の一端に接続されるとともに自身の反転入力端子に帰還する。電圧レベルシフト回路４２は、出力端子４０２を介して相互に接続される抵抗４２１、４２２を備える。抵抗４２１の一端はアンプ４１の出力端子に接続され、他端は出力端子４０２及び抵抗４２２の一端に接続され、抵抗４２２の他端は接地される。このような構成により、ボルテージフォロワ接続されたアンプ４１は、高インピーダンス入力と低インピーダンス出力特性を具備し、入力端子４０１に発生した分圧帰還電圧１０６を電圧レベルシフト回路４２に伝える。電圧レベルシフト回路４２は、抵抗４２１、４２２によってアンプ４１の出力電圧を分圧することで、アンプ４１において発生する数ｍＶ程度の入力オフセット電圧を、アンプ４１の出力から削減する補正を行う。これにより、入力端子４０１から入力された分圧帰還電圧１０６を、精度よく出力端子４０２に出力することが可能となる。

本発明に係る起動制御信号２０１の信号レベルは、待機状態と、起動状態（昇圧動作状態）とで異なる値を示し、これにより、スイッチ１４、５１のオンオフが制御される。本一例では、スイッチ１４、５１は、待機状態においてオンとなり、起動状態（昇圧動作状態）においてオフとなるように制御される。

例えば、待機状態の昇圧型スイッチングレギュレータには、ローレベル“Ｌｏｗ”の起動制御信号２０１が入力される。スイッチ１４及びスイッチ５１は、ローレベルの起動制御信号２０１に応じてオンとなる。スイッチ１４がオンとなることで、誤差アンプ２１の反転入力端子に入力されるソフトスタート信号１０４の電圧は分圧帰還電圧１０６となる。又、誤差アンプ２１の反転入力端子及び非反転入力端子に分圧帰還電圧１０６が供給されるとともにスイッチ５１がオンとなることで、誤差アンプ２１の出力端子（ノード２０）は待機電圧供給端子５０の電圧（待機電圧Ｖ１）に固定される。これにより、コンパレータ３１の反転入力端子に、コンパレータ３１の非反転入力端子に入力される三角波信号１０５よりも高い待機電圧Ｖ１が供給され、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１がオフ状態となる。このようにスイッチ５１は、待機状態において、コンパレータ３１の非反転入力端子よりも高い電圧を反転入力端子に供給することで、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１を確実にオフ状態とする役割を果す。

一方、起動状態（昇圧動作状態）の昇圧型スイッチングレギュレータには、ハイレベル“Ｈｉｇｈ”の起動制御信号２０１が入力される。スイッチ１４及びスイッチ５１は、ハイレベルの起動制御信号２０１に応じてオフとなる。スイッチ１４がオフとなることで、誤差アンプ２１の非反転入力端子には、電流源１２によって容量１３に充電されることで発生する電圧が、ソフトスタート信号１０４として入力される。又、スイッチ５１がオフとなることで、ノード２０（ＰＷＭ回路３０の入力端子）と待機電圧供給端子５０とが分離される。これにより、コンパレータ３１の反転入力端子には、ソフトスタート信号１０４の電圧と分圧帰還電圧１０６との比較結果（差分）に基づいた誤差アンプ２１の出力が入力される。又、コンパレータ３１の非反転入力端子には、三角波信号１０５が入力されている。コンパレータ３１は、誤差アンプ２１の出力と三角波信号１０５との比較結果（差分）に基づいたＰＷＭ信号をＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１のゲートに出力する。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１は、コンパレータ３１から入力されるＰＷＭ信号に応じたスイッチング動作を行う。

（動作）
次に、第１の実施の形態における昇圧型スイッチングレギュレータの起動時における動作の詳細を説明する。

図６及び図７を参照して、図３に示す昇圧型スイッチングレギュレータにおける待機状態から昇圧動作状態に至る一連の動作の一例を説明する。図６は、突入電流を増加させることなくソフトスタート時間Ｔｓを短縮する定数（Ｖｒｅｆ、Ｃｓ／Ｉｓ、ＶＩＮ、Ｒ１、Ｒ２、Ｃｏ、三角波信号の信号レベル、ショットキダイオードの順バイアス電圧）が設定された第１の実施の形態における昇圧スイッチングレギュレータの動作例を示すタイミングチャートである。尚、本一例における各定数は下記の値として説明する。又、ショットキダイオード１１３の順バイアス電圧は０Ｖに近似できるものとする。

Ｖｒｅｆ＝１Ｖ、Ｃｓ／Ｉｓ＝８ｍＳ／０．４Ｖ＝２０ｍＳ／Ｖ（電流源Ｉｓが容量Ｃｓを、０．６Ｖから１．０Ｖまでの０．４Ｖ充電する時間が８ｍＳ）、ＶＩＮ＝３Ｖ、Ｒ１＝４００ｋΩ、Ｒ２＝１００ｋΩ、Ｃｏ＝１００μＦ、三角波信号１０５のＨｉｇｈレベル電圧＝０．５Ｖ、三角波信号１０５のＬｏｗレベル電圧＝０Ｖ、ショットキダイオード１１３の順バイアス電圧≒０Ｖ

本一例では、図１及び図２に示す従来例と比較するため、突入電流の最大値が従来例と同じ値“４１．７ｍＡ”となるように、起動時間Ｔｋが従来技術と同じ時間“８ｍｓ”に設定されるとともに、他の定数（Ｖｒｅｆ、ＶＩＮ、Ｒ１、Ｒ２、Ｃｏ、三角波信号の信号レベル、ショットキダイオードの順バイアス電圧、ＶＯＵＴの設定値（目標値））が、従来例と同じ値に設定されているものとする。

時刻Ｔ０において、ローレベルの起動制御信号２０１が制御回路１００に入力され、昇圧型スイッチングレギュレータは待機状態となる（図６（１）時刻Ｔ０）。この間、出力電圧ＶＯＵＴは、ショットキダイオード１１３を介して印加された入力電圧ＶＩＮと同じ値を示す。ここでは３Ｖの入力電圧ＶＩＮが入力端子１１０に入力されるため、出力電圧ＶＯＵＴは３Ｖとなる。又、帰還抵抗１１５、１１６の両端に印加される３Ｖの出力電圧ＶＯＵＴが、帰還抵抗１１５（Ｒ１＝４００ｋΩ）及び帰還抵抗１１６（Ｒ２＝１００ｋΩ）によって分圧されることで、ＦＢ端子１０３は０．６Ｖの分圧帰還電圧１０６となる。これにより、誤差アンプ２１の反転入力端子には、０．６Ｖの分圧帰還電圧１０６が入力される。又、帰還電圧検出回路４０の出力端子４０２からは、０．６Ｖの電圧が出力される。

一方、待機状態では、ローレベルの起動制御信号２０１に応じてスイッチ１４はオンとなっているため、帰還電圧検出回路４０は、分圧帰還電圧１０６と同じ０．６Ｖを出力端子１５に出力する。すなわち、出力端子１５は分圧帰還電圧１０６と同じ０．６Ｖにバイアスされ一定電圧値となる。これにより、誤差アンプ２１の非反転入力端子には、反転入力端子と同じ電圧“０．６Ｖ”のソフトスタート信号１０４が入力される（図６（２）時刻Ｔ０）。

又、待機状態では、ローレベルの起動制御信号２０１に応じて、スイッチ５１はオンとなっているため、待機電圧供給端子５０から入力された待機電圧Ｖ１（三角波信号１０５の最大値よりも高電圧）が、ノード２０を介してコンパレータ３１の反転入力端子に入力される。このため、待機状態の間、出力端子１０２からＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１のゲートに入力されるＰＷＭ信号の電圧は、常にＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１の閾値電圧を下回るため、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１はオフとなる。従って、待機状態において出力電圧ＶＯＵＴは、入力端子１１０から供給された３Ｖを維持し、出力容量１１４に対する入力電流Ｉｉｎは発生しない（図６（３）、（４）時刻Ｔ０）。

時刻Ｔ１において、起動制御信号２０１がハイレベルに遷移することで昇圧型スイッチングレギュレータは起動状態となる（図６（１）時刻Ｔ１）。詳細には、スイッチ１４はハイレベルの起動制御信号２０１に応じてオフとなり、出力端子１５と帰還電圧検出回路４０の出力端子４０２とを切り離す。これにより、電流源１２からの電流Ｉｓによって容量Ｃｓは充電され、ソフトスタート信号１０４の電圧は０．６Ｖから上昇を開始する（図６（２）時刻Ｔ１）。本一例におけるソフトスタート信号１０４の電圧値は、電流源１２からの電流Ｉｓに基づく一定の傾き（割合）で上昇し、８ｍＳ後に基準電圧Ｖｒｅｆの１Ｖに達する（図６（２）時刻Ｔ１から時刻Ｔ２）。

一方、スイッチ５１は、ハイレベルの起動制御信号２０１に応じてオフとなり、待機電圧供給端子５０とノード２０とを切り離す。これにより、コンパレータ３１は、誤差アンプ２１の出力信号と、三角波信号１０５との比較結果（差分）に基づいたＰＷＭ信号をＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１のゲートに出力する。ここで、ソフトスタート信号１０４の電圧の上昇に伴う誤差アンプ２１の出力電圧の下降により、ノード２０の電圧が待機電圧Ｖ１から低下して直ちに三角波信号１０５の振幅内の値となる。これにより、コンパレータ３１（ドライバー３２）は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１をスイッチング制御して出力電圧ＶＯＵＴの昇圧動作を開始する（起動状態となる）（図６（３）時刻Ｔ１）。ここで、出力電圧ＶＯＵＴは、（１）式に示すようにソフトスタート信号１０４の電圧値Ｓ１に正比例して上昇する。

このように、コンパレータ３１の反転入力端子（ノード２０）の電圧は、待機状態の終了とともに待機電圧Ｖ１から直ちに下降して三角波信号の振幅内の値となり、昇圧のためのスイッチング動作が開始される。すなわち、本発明による昇圧型スイッチングレギュレータの起動動作（昇圧動作）は、起動制御信号２０１の信号レベルが遷移（本一例ではローレベルからハイレベルに遷移）すると、直ちに開始される。本一例では、出力電圧ＶＯＵＴは、起動制御信号２０１に応じて待機状態が解除された時刻Ｔ１から、ソフトスタート信号１０４が基準電圧Ｖｒｅｆ（ここでは１Ｖ）になる時刻Ｔ２まで昇圧される。これにより、出力電圧ＶＯＵＴは、待機状態における３Ｖから、（２）式に従った“５Ｖ”（設定電圧（目標電圧））まで昇圧され安定する（図６（３）時刻Ｔ１から時刻Ｔ２）。

本発明によれば、待機状態が終了する時刻Ｔ１において、ソフトスタート信号１０４の電圧値の上昇と同時的に出力電圧ＶＯＵＴに対する昇圧動作が開始され（時刻Ｔ１）、ソフトスタート信号１０４の電圧値の上昇終了と同時的に出力電圧ＶＯＵＴの昇圧動作が終了する（時刻Ｔ２）。すなわち、ソフトスタート信号１０４の電圧値が上昇する期間（ソフトスタート時間Ｔｓ）と、出力電圧ＶＯＵＴを所定の電圧まで昇圧する期間（起動時間Ｔｋ）は、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までの期間（ここでは８ｍＳ）として一致する。本発明では、従来技術のような起動前処理時間Ｔｂは発生せず、ソフトスタート信号を昇圧する全ての期間を出力電圧ＶＯＵＴの昇圧期間（起動期間Ｔｋ）とできることから、ソフトスタート回路１０の動作開始から出力電圧ＶＯＵＴの昇圧終了までの時間（ソフトスタート時間Ｔｓ）を、従来よりも短縮できる。

一方、本一例における突入電流の最大値は、出力電圧ＶＯＵＴの設定値（目標値）、出力容量１１４の容量Ｃｏ、起動時間Ｔｋが従来例と同じ値であるため、突入電流の最大値は（４）式に従い従来と同じ４１．７ｍＡを示す（図６（４））。

以上のように、本一例では、突入電流Ｉｉｎの最大値を図２に示す従来例と同じ値に設定しても、ソフトスタート時間Ｔｓは起動時間Ｔｋと同じ８ｍＳとなり、従来技術におけるＴｓ＝２０ｍｓと比べて、従来で発生していた起動前処理時間Ｔｂ“１２ｍＳ”分だけ、ソフトスタート時間Ｔｓが短縮されることとなる。

尚、本構成における回路要素の各定数（Ｖｒｅｆ、Ｃｓ／Ｉｓ、ＶＩＮ、Ｒ１、Ｒ２、Ｃｏ、三角波信号の信号レベル、ショットキダイオードの順バイアス電圧、出力電圧ＶＯＵＴの設定値（目標値））の値は、上述に限らず、任意に設定され得る。例えば、帰還抵抗１１５、１１６の抵抗比（Ｒ１：Ｒ２）を変え、出力電圧ＶＯＵＴの設定値（目標値）を変えた場合や、入力電圧ＶＩＮの値を変えた場合でも、上述と同様な動作により、起動前処理時間Ｔｂを削減することができる。すなわち、各定数を変更しても、起動制御信号２０１がＬｏｗレベルの待機状態において、帰還電圧検出回路４０が、ソフトスタート回路１０の出力端子１５に分圧帰還電圧１０６をバイアスすることで、ソフトスタート信号１０４の上昇開始時の電圧値が分圧帰還電圧１０６と一致する。これにより、起動前処理時間Ｔｂを無くすことができる。

次に、図７を参照して、図３に示す昇圧型スイッチングレギュレータにおいて、ソフトスタート時間Ｔｓを増加させずに出力容量１１４への突入電流Ｉｉｎを削減する定数（Ｖｒｅｆ、Ｃｓ／Ｉｓ、ＶＩＮ、Ｒ１、Ｒ２、Ｃｏ、三角波信号の信号レベル、ショットキダイオードの順バイアス電圧）の設定例を説明する。図７は、ソフトスタート時間Ｔｓを増加させることなく出力容量１１４への突入電流Ｉｉｎを削減する定数が設定された第１の実施の形態における昇圧スイッチングレギュレータの動作例を示すタイミングチャートである。尚、本一例における各定数は下記の値として説明する。又、ショットキダイオード１１３の順バイアス電圧は０Ｖに近似できるものとする。

Ｖｒｅｆ＝１Ｖ、Ｃｓ／Ｉｓ＝２０ｍＳ／０．４Ｖ（電流源Ｉｓが容量Ｃｓを、０．６Ｖから１．０Ｖまでの０．４Ｖ充電する時間が２０ｍＳ）、ＶＩＮ＝３Ｖ、Ｒ１＝４００ｋΩ、Ｒ２＝１００ｋΩ、Ｃｏ＝１００μＦ、三角波信号１０５のＨｉｇｈレベル電圧＝０．５Ｖ、三角波信号１０５のＬｏｗレベル電圧＝０Ｖ、ショットキダイオード１１３の順バイアス電圧≒０Ｖ

本一例では、図１及び図２に示す従来例と比較するため、ソフトスタート時間Ｔｓが従来例と同じ値“２０ｍＳ”となるように、Ｃｓ／Ｉｓが設定されるとともに、他の定数（Ｖｒｅｆ、ＶＩＮ、Ｒ１、Ｒ２、Ｃｏ、三角波信号の信号レベル、ショットキダイオードの順バイアス電圧、ＶＯＵＴの設定値（目標値））が、従来例と同じ値に設定されているものとする。

時刻Ｔ０における待機状態は、図６に示す動作（ソフトスタート時間Ｔｓを短縮する一例）と同様であるため、その動作の説明は省略する。

時刻Ｔ１において、起動制御信号２０１がハイレベルに遷移することで昇圧型スイッチングレギュレータは起動状態となる（図７（１）時刻Ｔ１）。詳細には、スイッチ１４はハイレベルの起動制御信号２０１に応じてオフとなり、出力端子１５と帰還電圧検出回路４０の出力端子４０２とを切り離す。これにより、電流源１２からの電流Ｉｓによって容量Ｃｓは充電され、ソフトスタート信号１０４の電圧は０．６Ｖから上昇を開始する（図７（２）時刻Ｔ１）。本一例におけるソフトスタート信号１０４の電圧値は、電流源１２からの電流Ｉｓに基づく一定の傾き（割合）で上昇し、２０ｍＳ後に基準電圧Ｖｒｅｆの１Ｖに達する（図７（２）時刻Ｔ１から時刻Ｔ２）。

一方、スイッチ５１は、ハイレベルの起動制御信号２０１に応じてオフとなり、待機電圧供給端子５０とノード２０とを切り離す。これにより、コンパレータ３１は、誤差アンプ２１の出力信号と、三角波信号１０５との比較結果（差分）に基づいたＰＷＭ信号をＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１のゲートに出力する。ここで、ソフトスタート信号１０４の電圧の上昇に伴う誤差アンプ２１の出力電圧の上昇により、ノード２０の電圧が待機電圧Ｖ１から低下して直ちに三角波信号１０５の振幅内の値となる。この結果、コンパレータ３１（ドライバー３２）は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１をスイッチング制御して出力電圧ＶＯＵＴの昇圧動作を開始する（起動状態となる）（図７（３）時刻Ｔ１）。ここで、出力電圧ＶＯＵＴは、（１）式に示すようにソフトスタート信号１０４の電圧値Ｓ１に正比例して上昇する。

このように、コンパレータ３１の反転入力端子（ノード２０）の電圧は、待機状態の終了とともに待機電圧Ｖ１から直ちに下降して三角波信号の振幅内の値となり、昇圧のためのスイッチング動作が開始される。すなわち、本発明による昇圧型スイッチングレギュレータの起動動作（昇圧動作）は、起動制御信号２０１の信号レベルが遷移（本一例ではローレベルからハイレベルに遷移）すると、直ちに開始される。本一例では、出力電圧ＶＯＵＴは、起動制御信号２０１に応じて待機状態が解除された時刻Ｔ１から、ソフトスタート信号１０４が基準電圧Ｖｒｅｆ（ここでは１Ｖ）になる時刻Ｔ２まで昇圧される。これにより、出力電圧ＶＯＵＴは、待機状態における３Ｖから、（２）式に従って決まる“５Ｖ”（設定電圧（目標電圧））まで昇圧される（図７（３）時刻Ｔ１から時刻Ｔ２）。

以上のように、本一例でも、図６で示した一例と同様に従来技術のような起動前処理時間Ｔｂは発生せず、ソフトスタート信号１０４が上昇する全ての期間（ソフトスタート時間Ｔｓ“２０ｍＳ”）と出力電圧ＶＯＵＴの昇圧期間（起動時間Ｔｋ）が一致する。すなわち、ソフトスタート時間Ｔｓを、従来と同じ時間“２０ｍＳ”として設定した場合、起動時間Ｔｋは、従来（８ｍＳ）よりも長期化し“２０ｍＳ”となる。一方、突入電流Ｉｉｎの最大値は、（４）式に示されるように起動時間Ｔｋに逆比例ため、従来例４１．７ｍＡよりも小さな１６．７ｍＡとなる。

上述の例では、従来技術に対して突入電流を固定してソフトスタート時間Ｔｓを短縮する設定例と、従来技術に対してソフトスタート時間Ｔｓを固定して突入電流を削減する設定例について説明したが、これに限らず、回路要素の定数を任意の値に設定することで、起動前処理時間Ｔｂを発生せずに、突入電流Ｉｉｎ、ソフトスタート時間Ｔｓ、起動時間Ｔｋ、ＶＯＵＴの設定値（目標値）を任意に設定できることは言うまでもない。

２．第２の実施の形態
図８及び図９を参照して、第２の実施の形態における昇圧型スイッチングレギュレータを説明する。第２の実施の形態では、第１の実施の形態で利用された誤差アンプ２１とスイッチ５１に替えて、２つの非反転入力端子を有する誤差アンプ２２と、ノード２０と接地端子との接続を制御するスイッチ５３（第３スイッチ）が搭載された昇圧型スイッチングレギュレータについて説明する。

（構成）
図８は、本発明による昇圧型スイッチングレギュレータの第２の実施の形態における構成を示す図である。図８を参照して、第２の実施の形態における昇圧型スイッチングレギュレータは、制御回路１００、入力端子１１０、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１１１（スイッチング素子）、コイル１１２、ショットキダイオード１１３、出力容量１１４、帰還抵抗１１５、１１６、出力端子１２０を具備する。又、第２の実施の形態における制御回路１００は、ソフトスタート回路１０、誤差アンプ２２、ＰＷＭ回路３０、帰還電圧検出回路４０、及びスイッチ５３を備える。更に、第２の実施の形態におけるソフトスタート回路１０は、電圧源５２（電圧Ｖ２）、電流源１２（電流Ｉｓ）、容量１３（容量Ｃｓ）、スイッチ１４、及び出力端子１５を備える。第２の実施の形態におけるソフトスタート回路１０、誤差アンプ２２及びスイッチ５３以外の構成は、第１の実施の形態と同様であるため、その説明は省略する。

第２の実施の形態における電流源１２の一端は電圧源５２（第１電圧源）に接続されることで、基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い電圧Ｖ２（第３電圧）によってバイアスされる。又、電流源１２の他端は出力端子１５を介して容量１３及びスイッチ１４の一端に接続される。容量１３の他端は接地され、スイッチ１４の他端は、帰還電圧検出回路４０の出力端子４０２に接続される。出力端子１５は誤差アンプ２２の第１非反転入力端子に接続される。スイッチ１４は、第１の実施の形態と同様に、起動制御信号２０１の信号レベルに応じて、ソフトスタート回路１０の出力端子１５と帰還電圧検出回路４０の出力端子４０２との接続を制御する。

スイッチ１４がオンとなると、帰還電圧検出回路４０から入力された分圧帰還電圧１０６が出力端子１５を介し、ソフトスタート回路１０の出力であるソフトスタート信号１０４として出力される。一方、スイッチ１４がオフとなり、電流源１２からの電流Ｉｓによって、容量１３が充電され始めると、第１の実施の形態と同様に、容量１３の一端（出力端子１５）の電圧（第２電圧）が、ソフトスタート信号１０４として出力される。

第２の実施の形態における誤差アンプ２２は、第１非反転入力端子、第２非反転入力端子、反転入力端子、及び出力端子を備える。誤差アンプ２２の第１非反転入力端子にはソフトスタート回路１０の出力端子１５からソフトスタート信号１０４が入力され、第２非反転入力端子には、一端が接地された基準電圧源１１から基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、反転入力端子には、ＦＢ端子１０３から分圧帰還電圧１０６が入力される。尚、本実施の形態では、第１の実施の形態と同様に、出力電圧ＶＯＵＴと接地電圧（第１電圧）との電位差を帰還抵抗１１５（抵抗Ｒ１）と帰還抵抗１１６（抵抗Ｒ２）とによって分圧した電圧が、分圧帰還電圧１０６としてＦＢ端子１０３に供給されている。

誤差アンプ２２では、２つの非反転入力端子に入力される信号のうち、電圧の低い信号が、反転入力端子に入力される信号との比較対象として有効となる。誤差アンプ２２は、当該有効信号と反転入力端子へ入力される分圧帰還電圧１０６との比較結果（差分）に基づいた信号を、ノード２０を介してＰＷＭ回路３０の入力端子であるコンパレータ３１の非反転入力端子に出力する。誤差アンプ２２では、基準電圧Ｖｒｅｆが直接、第２非反転入力端子に供給される。このため、第２の実施の形態における昇圧型スイッチングレギュレータは、出力電圧ＶＯＵＴを、精度よく設定電圧（目標電圧）に昇圧することができる。

又、第２の実施の形態におけるスイッチ５３の一端はノード２０に接続され、他端は接地され、制御端子は起動制御端子１０１に接続される。スイッチ５３は、起動制御端子１０１から入力される起動制御信号２０１の信号レベルに応じて、ノード２０と接地端子との接続を制御する。本一例では、起動制御信号２０１がローレベル“Ｌｏｗ”のとき、スイッチ５３はオンとなりノード２０を接地し、起動制御信号２０１がハイレベル“Ｈｉｇｈ”のとき、スイッチ５３はオフとなりノード２０と接地端子との接続を切り離す。すなわち、スイッチ５３はスイッチ１４と同じタイミングでスイッチ動作するとともに、両者は同じ状態（オン又はオフ）に制御される。尚、スイッチ５３の他端は接地されているが、当該他端は、三角波信号１０５の振幅の最小値よりも低い待機電圧が供給される待機電圧供給端子に接続されていても構わない。すなわち、スイッチ５３は、三角波信号１０５の最小値よりも低い電圧がバイアスされた待機電圧供給端子とノード２０との接続を制御する。

本発明に係る起動制御信号２０１の信号レベルは、待機状態と、起動状態（昇圧動作状態）とで異なる値を示し、これにより、スイッチ１４、５３のオンオフが制御される。本一例では、スイッチ１４、５３は、待機状態においてオンとなり、起動状態（昇圧動作状態）においてオフとなるように制御される。

例えば、待機状態の昇圧型スイッチングレギュレータには、ローレベル“Ｌｏｗ”の起動制御信号２０１が入力される。スイッチ１４及びスイッチ５３は、ローレベルの起動制御信号２０１に応じてオンとなる。スイッチ１４がオンとなることで、誤差アンプ２２の第１非反転入力端子に入力されるソフトスタート信号１０４の電圧は、第２非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆより低いため有効電圧となるとともに、当該有効電圧は、非反転入力端子に入力される分圧帰還電圧１０６と同電圧となる。又、スイッチ５３がオンとなることで、誤差アンプ２２の出力（ノード２０、ＰＷＭ回路３０の入力端子）は接地される。これにより、コンパレータ３１の非反転入力端子に、反転入力端子に入力される三角波信号１０５の振幅の最小値よりも小さい接地電圧が供給され、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１がオフ状態となる。このように、スイッチ５３は、待機状態において、コンパレータ３１の反転入力端子よりも低い電圧を非反転入力端子に供給することで、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１を確実にオフ状態とする役割を果す。

一方、起動状態（昇圧動作状態）の昇圧型スイッチングレギュレータには、ハイレベル“Ｈｉｇｈ”の起動制御信号２０１が入力される。スイッチ１４及びスイッチ５３は、ハイレベルの起動制御信号２０１に応じてオフとなる。スイッチ１４がオフとなることで、誤差アンプ２２の第１非反転入力端子には、電流源１２によって容量１３に充電されることで発生する電圧が、ソフトスタート信号１０４として入力される。又、スイッチ５３がオフとなることで、ノード２０（ＰＷＭ回路３０の入力端子）と接地端子とが分離される。これにより、コンパレータ３１の非反転入力端子には、ソフトスタート信号１０４の電圧と基準電圧Ｖｒｅｆの低い方と、分圧帰還電圧１０６との比較結果（差分）に基づいた誤差アンプ２２の出力が入力される。又、コンパレータ３１の反転入力端子には、三角波信号１０５が入力されている。コンパレータ３１は、誤差アンプ２２の出力と三角波信号１０５との比較結果（差分）に基づいたＰＷＭ信号をＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１のゲートに出力する。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１は、コンパレータ３１から入力されるＰＷＭ信号に応じたスイッチング動作を行う。

（動作）
次に、第２の実施の形態における昇圧型スイッチングレギュレータの起動時における動作の詳細を説明する。

図９を参照して、図８に示す昇圧型スイッチングレギュレータにおける待機状態から昇圧動作状態に至る一連の動作の一例を説明する。図９は、突入電流を増加させることなくソフトスタート時間Ｔｓを短縮する定数（Ｖｒｅｆ、Ｃｓ／Ｉｓ、ＶＩＮ、Ｒ１、Ｒ２、Ｃｏ、三角波信号の信号レベル、ショットキダイオードの順バイアス電圧）が設定された第２の実施の形態における昇圧スイッチングレギュレータの動作例を示すタイミングチャートである。尚、本一例における各定数は下記の値として説明する。又、ショットキダイオード１１３の順バイアス電圧は０Ｖに近似できるものとする。

Ｖｒｅｆ＝１Ｖ、Ｃｓ／Ｉｓ＝８ｍＳ／０．４Ｖ＝２０ｍＳ／Ｖ（電流源Ｉｓが容量Ｃｓを、０．６Ｖから１．０Ｖまでの０．４Ｖ充電する時間が８ｍＳ）、ＶＩＮ＝３Ｖ、Ｒ１＝４００ｋΩ、Ｒ２＝１００ｋΩ、Ｃｏ＝１００μＦ、三角波信号１０５のＨｉｇｈレベル電圧＝０．７Ｖ、三角波信号１０５のＬｏｗレベル電圧＝０．２Ｖ、ショットキダイオード１１３の順バイアス電圧≒０Ｖ

本一例では、図１及び図２に示す従来例と比較するため、突入電流の最大値が従来例と同じ値“４１．７ｍＡ”となるように、起動時間Ｔｋが従来技術と同じ時間“８ｍｓ”に設定されるとともに、三角波信号の信号レベル以外の他の定数（Ｖｒｅｆ、ＶＩＮ、Ｒ１、Ｒ２、Ｃｏ、ＶＯＵＴの設定値（目標値）、ショットキダイオードの順バイアス電圧）が、従来例と同じ値に設定されているものとする。

時刻Ｔ０において、ローレベルの起動制御信号２０１が制御回路１００に入力され、昇圧型スイッチングレギュレータは待機状態となる（図９（１）時刻Ｔ０）。この間、出力電圧ＶＯＵＴは、ショットキダイオード１１３を介して印加された入力電圧ＶＩＮと同じ値を示す。ここでは３Ｖの入力電圧ＶＩＮが入力端子１１０に入力されるため、出力電圧ＶＯＵＴは３Ｖとなる。又、帰還抵抗１１５、１１６の両端に印加される３Ｖの出力電圧ＶＯＵＴが、帰還抵抗１１５（Ｒ１＝４００ｋΩ）及び帰還抵抗１１６（Ｒ２＝１００ｋΩ）によって分圧されることで、ＦＢ端子１０３は０．６Ｖの分圧帰還電圧１０６となる。これにより、誤差アンプ２２の反転入力端子には、０．６Ｖの分圧帰還電圧１０６が入力される。又、帰還電圧検出回路４０の出力端子４０２からは、０．６Ｖの電圧が出力される。

一方、待機状態では、ローレベルの起動制御信号２０１に応じてスイッチ１４はオンとなっているため、帰還電圧検出回路４０は、分圧帰還電圧１０６と同じ０．６Ｖを出力端子１５に出力する。すなわち、出力端子１５は分圧帰還電圧１０６と同じ０．６Ｖにバイアスされ一定電圧値となる。これにより、誤差アンプ２２の第１非反転入力端子には、反転入力端子と同じ電圧“０．６Ｖ”のソフトスタート信号１０４が入力される（図９（２）時刻Ｔ０）。このとき、誤差アンプ２２の第２非反転入力端子には、第１非反転入力端子よりも高い基準電圧Ｖｒｅｆ“１Ｖ”が基準電圧源１１から入力されている。このため、待機状態において第１非反転入力端子が有効となる。誤差アンプ２２は、第１非反転入力端子に入力されたソフトスタート信号１０４と、反転入力端子に入力された分圧帰還電圧１０６との比較結果（差分）に基づいた電圧をノード２０に出力する。ここでは、ソフトスタート信号１０４と分圧帰還電圧１０６とは同電圧であるため、誤差アンプ２２は０Ｖを出力する。

又、待機状態では、ローレベルの起動制御信号２０１に応じて、スイッチ５３はオンとなっているため、ノード２０は接地される。この結果、ノード２０を介してコンパレータ３１の非反転入力端子が接地される（三角波信号１０５の最低電圧よりも低い接地電圧０Ｖにバイアスされる）。従って、待機状態の間、出力端子１０２からＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１のゲートに入力されるＰＷＭ信号の電圧は、常にＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１の閾値電圧を下回るため、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１はオフとなる。この結果、待機状態において出力電圧ＶＯＵＴは、入力端子１１０から供給された３Ｖを維持し、出力容量１１４に対する入力電流Ｉｉｎは発生しない（図９（３）時刻Ｔ０）。

時刻Ｔ１において、起動制御信号２０１がハイレベルに遷移することで昇圧型スイッチングレギュレータは起動状態となる（図９（１）時刻Ｔ１）。詳細には、スイッチ１４はハイレベルの起動制御信号２０１に応じてオフとなり、出力端子１５と帰還電圧検出回路４０の出力端子４０２とを切り離す。これにより、電流源１２からの電流Ｉｓによって容量Ｃｓは充電され、ソフトスタート信号１０４の電圧は待機時に設定された０．６Ｖから上昇を開始する（図９（２）時刻Ｔ１）。本一例におけるソフトスタート信号１０４の電圧値は、電流源１２からの電流Ｉｓに基づく一定の傾き（割合）で上昇し、８ｍＳ後に基準電圧Ｖｒｅｆの１Ｖに達する（図９（２）時刻Ｔ１から時刻Ｔ２）。

一方、スイッチ５３は、ハイレベルの起動制御信号２０１に応じてオフとなり、ノード２０と接地端子とを切り離す。これにより、コンパレータ３１は、誤差アンプ２２の出力信号と、三角波信号１０５との比較結果（差分）に基づいたＰＷＭ信号をＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１のゲートに出力する。ここで、誤差アンプ２２は、低い電位の非反転入力端子が有効となる。待機状態が解除された当初は第１非反転入力端子に入力されるソフトスタート信号１０４の電圧値が、第２非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ“１Ｖ”よりも低いため、ＰＷＭ信号は、ソフトスタート信号１０４と分圧帰還電圧１０６との比較結果（差分）に基づいた誤差アンプ２２の出力に応じた電圧を示す。ここでは、ソフトスタート信号１０４の電圧の上昇に伴う誤差アンプ２２の出力電圧の上昇により、ノード２０の電圧が接地電位“０Ｖ”から上昇して直ちに三角波信号１０５の振幅内の値となる。これにより、コンパレータ３１（ドライバー３２）は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１をスイッチング制御して出力電圧ＶＯＵＴの昇圧動作を開始する（起動状態となる）（図９（３）時刻Ｔ１）。ここで、出力電圧ＶＯＵＴは、（１）式に示すようにソフトスタート信号１０４の電圧値Ｓ１に正比例して上昇する（図９（３）時刻Ｔ１から時刻Ｔ２）。

このように、コンパレータ３１の非反転入力端子（ノード２０）の電圧は、待機状態の終了とともに接地電圧から直ちに上昇して三角波信号の振幅内の値となり、昇圧のためのスイッチング動作が開始される。すなわち、本発明による昇圧型スイッチングレギュレータの起動動作（昇圧動作）は、起動制御信号２０１の信号レベルが遷移（本一例ではローレベルからハイレベルに遷移）すると、直ちに開始される。このため、本発明では従来技術のように起動前処理時間Ｔｂは発生しない。

時刻Ｔ２において、ソフトスタート信号１０４が基準電圧Ｖｒｅｆ“１Ｖ”より高い電圧まで上昇すると、第２非反転入力端子が有効となり、ＰＷＭ信号は、基準電圧Ｖｒｅｆと分圧帰還電圧１０６との比較結果（差分）に基づいた誤差アンプ２２の出力に応じた電圧を示す。このとき、出力電圧ＶＯＵＴは、（２）式に従って決まる“５Ｖ”（設定電圧（目標電圧））となり安定する（図９（３）時刻Ｔ２）。尚、ソフトスタート信号１０４は時刻Ｔ２以降も上昇を続け、電圧Ｖ２で安定する（図９（２）時刻Ｔ３）。

第２の実施の形態における昇圧型スイッチングレギュレータも、第１の実施の形態と同様に、ソフトスタート信号１０４の電圧値が上昇する期間（ソフトスタート時間Ｔｓ）と、出力電圧ＶＯＵＴを所定の電圧まで昇圧する期間（起動時間Ｔｋ）は、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までの期間（ここでは８ｍＳ）として一致する。本発明では、従来技術のような起動前処理時間Ｔｂは発生せず、ソフトスタート信号を昇圧する全ての期間を出力電圧ＶＯＵＴの昇圧期間（起動期間Ｔｋ）とできることから、ソフトスタート回路１０の動作開始から出力電圧ＶＯＵＴの昇圧終了までの時間（ソフトスタート時間Ｔｓ）を、従来よりも短縮できる。

一方、本一例における突入電流の最大値は、出力電圧ＶＯＵＴの設定値（目標値）、出力容量１１４の容量Ｃｏ、起動時間Ｔｋが従来例と同じ値であるため、突入電流の最大値は（４）式に従い従来と同じ４１．７ｍＡを示す（図６（４））。

以上のように、本一例では、突入電流Ｉｉｎの最大値を図２に示す従来例と同じ値に設定しても、ソフトスタート時間Ｔｓは起動時間Ｔｋと同じ８ｍＳとなり、従来技術におけるＴｓ＝２０ｍｓと比べて、従来で発生していた起動前処理時間Ｔｂ“１２ｍＳ”分だけ、ソフトスタート時間Ｔｓが短縮されることとなる。

尚、本構成における回路要素の各定数（Ｖｒｅｆ、Ｃｓ／Ｉｓ、ＶＩＮ、Ｒ１、Ｒ２、Ｃｏ、三角波信号の信号レベル、ショットキダイオードの順バイアス電圧、出力電圧ＶＯＵＴの設定値（目標値））の値は、上述に限らず、任意に設定され得る。例えば、帰還抵抗１１５、１１６の抵抗比（Ｒ１：Ｒ２）を変え、出力電圧ＶＯＵＴの設定値（目標値）を変えた場合や、入力電圧ＶＩＮの値を変えた場合でも、上述と同様な動作により、起動前処理時間Ｔｂを削減することができる。すなわち、各定数を変更しても、起動制御信号２０１がＬｏｗレベルの待機状態において、帰還電圧検出回路４０が、ソフトスタート回路１０の出力端子１５に分圧帰還電圧１０６をバイアスすることで、ソフトスタート信号１０４の上昇開始時の電圧値が分圧帰還電圧１０６となり、起動前処理時間Ｔｂを無くすことができる。

上述の例では、従来技術に対して突入電流を固定してソフトスタート時間Ｔｓを短縮する設定例を示したが、第１の実施の形態と同様に、従来技術に対してソフトスタート時間Ｔｓを固定して突入電流を削減することもできる。又、回路要素の定数を任意の値に設定することで、起動前処理時間Ｔｂを発生せずに、突入電流Ｉｉｎ、ソフトスタート時間Ｔｓ、起動時間Ｔｋ、ＶＯＵＴの設定値（目標値）を任意に設定できることは言うまでもない。

３．第３の実施の形態
図１０から図１２を参照して、第３の実施の形態における極性反転型スイッチングレギュレータを説明する。第１及び第２の実施の形態では、極性反転型スイッチングレギュレータのおける起動前処理時間Ｔｂを排除する形態について説明したが、これに限らず、本発明は、極性反転型スイッチングレギュレータにも適用できる。

（構成）
図１０及び図１２を参照して、第３の実施の形態における極性反転型スイッチングレギュレータの構成を説明する。図１０は、本発明による極性反転型スイッチングレギュレータ回路の第３の実施の形態における構成の一例を示す図である。図１０を参照して、第３の実施の形態における極性反転型スイッチングレギュレータは、制御回路１００、入力端子１１０、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１１（スイッチング素子）、コイル２１２、ショットキダイオード２１３、出力容量１１４、帰還抵抗２１５（抵抗Ｒ３）、２１６（抵抗Ｒ４）、電圧源２１７、出力端子１２０を具備する。又、第３の実施の形態における制御回路１００は、ソフトスタート回路１０、誤差アンプ２３、ＰＷＭ回路３０、帰還電圧検出回路４０、待機電圧供給端子５０、及びスイッチ５１（第２スイッチ）を備える。更に、第３の実施の形態におけるソフトスタート回路１０は、電圧源５４（第３電圧源、電圧Ｖ３：第４電圧）、電流源１７（電流Ｉｓ）、容量１８（容量Ｃｓ）、スイッチ１４、及び出力端子１５を備える。

電流源１２の一端は出力端子１５を介して容量１８及びスイッチ１４の一端に接続される。電流源１７の他端は接地されることで接地電圧にバイアスされる。又、容量１８の他端は電圧源５４に接続され電圧Ｖ３によってバイアスされる。尚、電圧Ｖ３は、後述する基準電圧Ｖｒｅｆよりも高ければよく、一般に電圧源５４には、制御回路１００の電源電圧が供給される。

スイッチ１４の他端は、帰還電圧検出回路４０の出力端子４０２に接続される。出力端子１５は誤差アンプ２３の第１非反転入力端子に接続される。スイッチ１４は、第１及び第２の実施の形態と同様に、起動制御信号２０１の信号レベルに応じて、ソフトスタート回路１０の出力端子１５と帰還電圧検出回路４０の出力端子４０２との接続を制御する。

スイッチ１４がオンとなると、帰還電圧検出回路４０から入力された分圧帰還電圧１０６が出力端子１５を介し、ソフトスタート回路１０の出力であるソフトスタート信号１０４として出力される。すなわち、本発明によるソフトスタート回路１０は、電流源１２からの電流Ｉｓに応じた電圧（第２電圧）と、分圧帰還電圧１０６の一方を、起動制御信号２０１に応じて選択し、ソフトスタート信号１０４として出力する。一方、スイッチ１４がオフとなり、電流源１７からの電流Ｉｓによって、容量１８から放電され始めると、容量１８の一端（出力端子１５）の電圧（第２電圧）が、ソフトスタート回路１０の出力であるソフトスタート信号１０４として出力される。出力端子１５からのソフトスタート信号１０４は、誤差アンプ２３の第１非反転入力端子に入力される。

第３の実施の形態における誤差アンプ２３は、第１非反転入力端子、第２非反転入力端子、反転入力端子、及び出力端子を備える。誤差アンプ２３の第１非反転入力端子にはソフトスタート回路１０の出力端子１５からソフトスタート信号１０４が入力され、第２非反転入力端子には、一端が接地された基準電圧源１１から基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、反転入力端子には、ＦＢ端子１０３から分圧帰還電圧１０６が入力される。詳細には、帰還抵抗２１５（抵抗Ｒ３）と帰還抵抗２１６（抵抗Ｒ４）とは分圧抵抗回路を構成し、ＦＢ端子１０３から、極性反転型スイッチングレギュレータの出力端子１２０と電圧源２１７（第２電圧源、電圧Ｖ４：第１電圧）との間の電圧（ここでは電圧Ｖ４−出力電圧ＶＯＵＴ）を、帰還抵抗１１５（抵抗Ｒ１）と帰還抵抗１１６（抵抗Ｒ２）とによって分圧した電圧を分圧帰還電圧１０６として出力する。誤差アンプ２３では、２つの非反転入力端子に入力される信号のうち、電圧の高い信号が、反転入力端子に入力される信号との比較対象として有効となる。誤差アンプ２３は、当該有効信号と反転入力端子へ入力される分圧帰還電圧１０６との比較結果（差分）に基づいた信号を、ノード２０を介して、ＰＷＭ回路３０の入力端子であるコンパレータ３１の非反転入力端子に出力する。又、誤差アンプ２３では、基準電圧Ｖｒｅｆが直接、第２非反転入力端子に供給される。このため、第３の実施の形態における極性反転型スイッチングレギュレータは、第２の実施の形態と同様に、出力電圧ＶＯＵＴを、精度よく設定電圧（目標電圧）に極性反転することができる。

誤差アンプ２３の出力端子は、ノード２０を介してＰＷＭ回路３０の入力端子であるコンパレータ３１の非反転入力端子と、スイッチ５１の一端に接続される。スイッチ５１の他端は、待機電圧供給端子５０（待機電圧Ｖ１）に接続される。待機電圧供給端子５０には、コンパレータ３１の反転入力端子に入力する三角波信号１０５の最大値よりも高い電圧が待機電圧Ｖ１として供給される。すなわち、スイッチ５１は、三角波信号１０５の振幅の最大値よりも高い電圧がバイアスされた待機電圧供給端子５０とノード２０との接続を制御する。

スイッチ５１は、第１の実施の形態と同様に、その制御端子が起動制御端子１０１に接続され、起動制御信号２０１の信号レベルに応じて、ノード２０と待機電圧供給端子５０との接続を制御する。

ＰＷＭ回路３０は、第１及び第２の実施の形態と同様に、コンパレータ３１、ドライバ３２、及び三角波発生回路３３を備える。三角波発生回路３３は、コンパレータ３１の反転入力端子に対して三角波信号１０５を出力する。コンパレータ３１は、反転入力端子に入力される三角波信号１０５とノード２０から非反転入力端子に入力される電圧に応じたＰＷＭ信号をドライバ３２に出力する。例えば、三角波信号１０５の振幅電圧の最小値が０．２Ｖ、最大値が０．７Ｖとすると、ノード２０の電圧が０．７Ｖから０．２Ｖに変化することにより、コンパレータ３１は、デューティ比（ＯＮデューティ又はローレベルアクティブデューティとも称す）が０％から１００％に変化するＰＷＭ信号を出力する。コンパレータ３１の出力は、ドライバ３２を介して制御回路１００の出力端子１０２に接続される。尚、三角波発生回路３３は、制御回路１００の外部に設けられても良い。

Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１のゲートは制御回路１００の出力端子１０２に接続され、ドレインはコイル２１２の一端とショットキダイオード２１３のカソードに接続され、ソースは入力端子１１０に接続される。ドライバ３２の出力、すなわちコンパレータ３１の出力（ＰＷＭ信号）は、出力端子１０２を介してＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ１１１のゲートに供給される。この際、ドライバ３２は、入力ゲート容量が大きいＰチャネル型ＭＯＳトランジスタのゲートを安定に駆動するために利用される。Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１は、ゲートに入力されるＰＷＭ信号に応じて、コイル２１２の一端及びショットキダイオード２１３のカソードと、入力端子１１０との間の接続を制御する。

又、コイル２１２の他端は接地され、ショットキダイオード２１３のアノードは、出力容量１１４（容量Ｃｏ）の一端と帰還抵抗２１５の一端に接続して極性反転型スイッチングレギュレータの出力端子１２０（出力電圧ＶＯＵＴ）を構成する。尚、出力容量１１４の他端は接地され、帰還抵抗２１５の他端は、ＦＢ端子１０３を介して帰還抵抗２１６の一端に接続され、帰還抵抗２１６の他端は、基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い電圧Ｖ４を供給する電圧源２１７に接続される。

上述のような構成において、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１がオンすると、コイル２１２の両端の差電圧は入力電圧ＶＩＮとなり、コイル１１２に流れる電流Ｉｉｎが増加する。一方、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１がオフすると、コイル２１２に流れる電流Ｉｉｎにより、出力容量１１４に蓄積された電荷がショットキダイオード２１３を介して接地端子に放電される。ＰＷＭ回路３０から出力されるＰＷＭ信号に応じてＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１のオンオフが繰り返されることで（スイッチング動作により）、出力端子１２０の電圧（出力電圧ＶＯＵＴ）は、基準電圧Ｖｒｅｆと帰還抵抗２１５、２１６に基づいて極性反転される。

帰還電圧検出回路４０の入力端子４０１は、誤差アンプ２３の反転入力端とＦＢ端子１０３（帰還抵抗２１５と帰還抵抗２１６との接続端）に接続され、出力端子４０２はスイッチ１４を介してソフトスタート回路１０の出力端子１５に接続される。

帰還電圧検出回路４０は、高入力インピーダンスで、且つ低出力インピーダンス特性を有し、ＦＢ端子１０３の電圧（分圧帰還電圧１０６）を、スイッチ１４へ伝える機能を有する。

図１１を参照して、本実施の形態における帰還電圧検出回路４０の構成例について説明する。

図１１は、第３の実施の形態における帰還電圧検出回路４０の構成の一例を示す図である。図１１に示す帰還電圧検出回路４０は、ボルテージフォロワ接続されたアンプ４１に加えて電圧レベルシフト回路４２を備える。詳細には、図１１に示すアンプ４１の非反転入力端子は入力端子４０１に接続され、その出力は電圧レベルシフト回路４２における抵抗４２４の一端に接続されるとともに自身の反転入力端子に帰還する。電圧レベルシフト回路４２は、出力端子４０２を介して相互に接続される抵抗４２３、４２４を備える。抵抗４２４の一端はアンプ４１の出力端子に接続され、他端は出力端子４０２及び抵抗４２３の一端に接続され、抵抗４２３の他端は待機電圧供給端子５０に接続される。このような構成により、ボルテージフォロワ接続されたアンプ４１は、高インピーダンス入力と低インピーダンス出力特性を具備し、入力端子４０１に発生した分圧帰還電圧１０６を電圧レベルシフト回路４２に伝える。電圧レベルシフト回路４２は、抵抗４２３、４２４による分圧によってアンプ４１の出力電圧を引き上げることで、アンプ４１において低下する数ｍＶ程度の入力オフセット電圧分を引き上げる。これにより、入力端子４０１から入力された分圧帰還電圧１０６を、精度よく出力端子４０２に出力することが可能となる。

本発明に係る起動制御信号２０１の信号レベルは、第１の実施の形態と同様に、待機状態と、起動状態（極性反転動作状態）とで異なる値を示し、これにより、スイッチ１４、５１のオンオフが制御される。本一例では、スイッチ１４、５１は、待機状態においてオンとなり、起動状態（極性反転動作状態）においてオフとなるように制御される。

例えば、待機状態の極性反転型スイッチングレギュレータには、ローレベル“Ｌｏｗ”の起動制御信号２０１が入力される。スイッチ１４及びスイッチ５１は、ローレベルの起動制御信号２０１に応じてオンとなる。スイッチ１４がオンとなることで、誤差アンプ２３の第１非反転入力端子に入力されるソフトスタート信号１０４の電圧は、第２非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆより低いため有効電圧となるとともに、当該有効電圧は、非反転入力端子に入力される分圧帰還電圧１０６と同電圧となる。又、スイッチ５１がオンとなることで、誤差アンプ２３の出力（ノード２０、ＰＷＭ回路３０の入力端子）と待機電圧供給端子５０とが接続され、誤差アンプ２３の出力は、待機電圧Ｖ１と同電圧となる。これにより、コンパレータ３１の非反転入力端子に、反転入力端子に入力される三角波信号１０５よりも高い待機電圧Ｖ１が供給され、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１がオフ状態となる。このようにスイッチ５１は、待機状態において、コンパレータ３１の反転入力端子よりも高い電圧を非反転入力端子に供給することで、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１を確実にオフ状態とする役割を果す。

一方、起動状態（極性反転動作状態）の極性反転型スイッチングレギュレータには、ハイレベル“Ｈｉｇｈ”の起動制御信号２０１が入力される。スイッチ１４及びスイッチ５１は、ハイレベルの起動制御信号２０１に応じてオフとなる。スイッチ１４がオフとなることで、誤差アンプ２３の非反転入力端子には、電流源１７によって容量１８から放電されることで発生（低下）する電圧が、ソフトスタート信号１０４として入力される。又、スイッチ５１がオフとなることで、ノード２０（ＰＷＭ回路３０の入力端子）と待機電圧供給端子５０とが分離される。これにより、コンパレータ３１の非反転入力端子には、ソフトスタート信号１０４の電圧と分圧帰還電圧１０６との比較結果（差分）に基づいた誤差アンプ２３の出力が入力される。又、コンパレータ３１の反転入力端子には、三角波信号１０５が入力されている。コンパレータ３１は、誤差アンプ２３の出力と三角波信号１０５との比較結果（差分）に基づいたＰＷＭ信号をＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１のゲートに出力する。Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１は、コンパレータ３１から入力されるＰＷＭ信号に応じたスイッチング動作を行う。

（動作）
次に、第３の実施の形態における極性反転型スイッチングレギュレータの起動時における動作の詳細を説明する。

図１２を参照して、図１０に示す極性反転型スイッチングレギュレータにおける待機状態から極性反転動作状態に至る一連の動作の一例を説明する。図１２は、第３の実施の形態における極性反転型スイッチングレギュレータの動作例を示すタイミングチャートである。尚、本一例における各定数は下記の値として説明する。又、ショットキダイオード２１３の順バイアス電圧は０Ｖに近似できるものとする。

Ｖｒｅｆ＝１Ｖ、Ｖ４＝２Ｖ、Ｃｓ／Ｉｓ＝−８ｍＳ／０．７１４Ｖ（電流源Ｉｓが容量Ｃｓを、１．７１４Ｖから１．０Ｖまでの０．７１４Ｖ放電する時間が８ｍＳ）、ＶＩＮ＝３Ｖ、Ｒ３＝６００ｋΩ、Ｒ１＝１００ｋΩ、Ｃｏ＝１００μＦ、三角波信号１０５のＨｉｇｈレベル電圧＝０．７Ｖ、三角波信号１０５のＬｏｗレベル電圧＝０．２Ｖ、ショットキダイオード１１３の順バイアス電圧≒０Ｖ

本一例では、図１及び図２に示す従来例と比較するため、起動時間Ｔｋが時間“８ｍｓ”に設定されているものとする。ただし、本実施の形態では、入力電圧ＶＩＮに対して出力電圧ＶＯＵＴの極性反転の開始から極性反転が完了する（所望の電圧に達する）までの時間を起動時間Ｔｋとする。

時刻Ｔ０において、ローレベルの起動制御信号２０１が制御回路１００に入力され、極性反転型スイッチングレギュレータは待機状態となる（図１２（１）時刻Ｔ０）。この間、出力電圧ＶＯＵＴは、ショットキダイオード２１３を介して印加された接地電圧と同じ値を示す。ここではコイル２１２が接地されているため、出力電圧ＶＯＵＴは０Ｖとなる。又、帰還抵抗２１６の一端には電圧源２１７から電圧Ｖ４＝２Ｖが印加されている。このため、帰還抵抗２１５、２１６の両端に印加される２Ｖが、帰還抵抗２１５（Ｒ３＝６００ｋΩ）及び帰還抵抗２１６（Ｒ４＝１００ｋΩ）によって分圧されることで、ＦＢ端子１０３は１．７１４Ｖの分圧帰還電圧１０６となる。これにより、誤差アンプ２３の反転入力端子には、１．７１４Ｖの分圧帰還電圧１０６が入力されることとなる。又、帰還電圧検出回路４０の出力端子４０２からは、１．７１４Ｖの電圧が出力される。

一方、待機状態では、ローレベルの起動制御信号２０１に応じてスイッチ１４はオンとなっているため、帰還電圧検出回路４０は、分圧帰還電圧１０６と同じ１．７１４Ｖを出力端子１５に出力する。すなわち、出力端子１５は分圧帰還電圧１０６と同じ１．７１４Ｖにバイアスされ一定電圧値となる。これにより、誤差アンプ２３の第１非反転入力端子には、反転入力端子と同じ電圧“１．７１４Ｖ”のソフトスタート信号１０４が入力される（図１２（２）時刻Ｔ０）。よって、誤差アンプ２３の第１非反転入力端子には第２非反転入力端子に供給される基準電圧Ｖｒｅｆ“１Ｖ”より高い電圧が供給され、第１非反転入力端子が有効となる。

又、待機状態では、ローレベルの起動制御信号２０１に応じて、スイッチ５１はオンとなっているため、ノード２０は待機電圧供給端子５０に接続される。この結果、ノード２０を介してコンパレータ３１の反転入力端子が三角波信号１０５の最大電圧よりも高い電圧Ｖ１にバイアスされる。従って、待機状態の間、出力端子１０２からＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１のゲートに入力されるＰＷＭ信号の電圧は、常にＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１の閾値電圧を上回るため、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１はオフとなる。この結果、待機状態において出力電圧ＶＯＵＴは、接地電圧“０Ｖ”を維持し、出力容量１１４からコイル２１２に発生する入力電流Ｉｉｎは発生しない（図１２（３）時刻Ｔ０）。

時刻Ｔ１において、起動制御信号２０１がハイレベルに遷移することで極性反転型スイッチングレギュレータは起動状態となる（図１２（１）時刻Ｔ１）。詳細には、スイッチ１４はハイレベルの起動制御信号２０１に応じてオフとなり、出力端子１５と帰還電圧検出回路４０の出力端子４０２とを切り離す。これにより、電流源１７からの電流Ｉｓによって容量Ｃｓ内の電荷は放電され、ソフトスタート信号１０４の電圧は待機時に設定された１．７１４Ｖから下降し始める（図１２（２）時刻Ｔ１）。本一例におけるソフトスタート信号１０４の電圧値は、電流源１７の電流Ｉｓに基づく一定の傾き（割合）で下降し、８ｍＳ後に基準電圧Ｖｒｅｆの１Ｖに達する（図１２（２）時刻Ｔ１から時刻Ｔ２）。

一方、スイッチ５１は、ハイレベルの起動制御信号２０１に応じてオフとなり、ノード２０と待機電圧供給端子５０とを切り離す。これにより、コンパレータ３１は、誤差アンプ２３の出力信号と、三角波信号１０５との比較結果（差分）に基づいたＰＷＭ信号をＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１のゲートに出力する。ここで、誤差アンプ２３は、高い電位の非反転入力端子が有効となる。待機状態が解除された当初は第１非反転入力端子に入力されるソフトスタート信号１０４の電圧値が、第２非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ“１Ｖ”よりも高いため、ＰＷＭ信号は、ソフトスタート信号１０４と分圧帰還電圧１０６との比較結果（差分）に基づいた誤差アンプ２３の出力に応じた電圧を示す。ここでは、ソフトスタート信号１０４の電圧の降下に伴う誤差アンプ２３の出力電圧の下降により、ノード２０の電圧が待機電圧Ｖ１から下降して直ちに三角波信号１０５の振幅内の値となる。これにより、コンパレータ３１（ドライバー３２）は、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ２１１をスイッチング制御して出力電圧ＶＯＵＴの極性反転動作を開始する（起動状態となる）（図１２（３）時刻Ｔ１）。ここで、出力電圧ＶＯＵＴは、（５）式に示すようにソフトスタート信号１０４の電圧値Ｓ１に正比例して降下する（図１２（３）時刻Ｔ１から時刻Ｔ２）。

ＶＯＵＴ＝Ｖ４−（Ｖ４−Ｓ１）×（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４ ・・・（５）

このように、コンパレータ３１の非反転入力端子（ノード２０）の電圧は、待機状態の終了とともに接地電圧から直ちに上昇して三角波信号の振幅内の値となり、極性反転のためのスイッチング動作が開始される。すなわち、本発明による極性反転型スイッチングレギュレータの起動動作（極性反転動作）は、起動制御信号２０１の信号レベルが遷移（本一例ではローレベルからハイレベルに遷移）すると、直ちに開始される。このため、本発明では従来技術のように起動前処理時間Ｔｂは発生しない。

時刻Ｔ２において、ソフトスタート信号１０４が基準電圧Ｖｒｅｆ“１Ｖ”より低い電圧まで下降すると、第２非反転入力端子が有効となり、ＰＷＭ信号は、基準電圧Ｖｒｅｆと分圧帰還電圧１０６との比較結果（差分）に基づいた誤差アンプ２３の出力に応じた電圧を示す。このとき、出力電圧ＶＯＵＴは、（６）式に従って決まる“−５Ｖ”（設定電圧（目標電圧））となり安定する（図１２（３）時刻Ｔ２）。このように、本発明による極性反転型スイッチングレギュレータは、正電圧の入力電圧から、負の定電圧を出力することができる。尚、ソフトスタート信号１０４は時刻Ｔ２以降も下降を続け、接地電圧“０Ｖ”で安定する（図１２（２）時刻Ｔ３）。
ＶＯＵＴ＝Ｖ４−（Ｖ４−Ｖｒｅｆ）×（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４ ・・・（６）

第３の実施の形態における極性型スイッチングレギュレータも、第１の実施の形態と同様に、ソフトスタート信号１０４の電圧値が反転及び降下する期間（ソフトスタート時間Ｔｓ）と、出力電圧ＶＯＵＴを所定の電圧まで極性反転する期間（起動時間Ｔｋ）は、時刻Ｔ１から時刻Ｔ２までの期間（ここでは８ｍＳ）として一致する。本発明では、従来技術のような起動前処理時間Ｔｂは発生せず、ソフトスタート信号が降下する全ての期間を、出力電圧ＶＯＵＴの極性反転の期間（起動期間Ｔｋ）とできることから、ソフトスタート回路１０の動作開始から出力電圧ＶＯＵＴの降圧終了までの時間（ソフトスタート時間Ｔｓ）を、従来よりも短縮できる。

尚、本構成における回路要素の各定数（Ｖｒｅｆ、Ｖ４、Ｃｓ／Ｉｓ、ＶＩＮ、Ｒ３、Ｒ４、Ｃｏ、三角波信号の信号レベル、ショットキダイオードの順バイアス電圧、出力電圧ＶＯＵＴの設定値（目標値））の値は、上述に限らず、任意に設定され得る。例えば、帰還抵抗２１５、２１６の抵抗比（Ｒ３：Ｒ４）を変え、出力電圧ＶＯＵＴの設定値（目標値）を変えた場合や、入力電圧ＶＩＮの値を変えた場合でも、上述と同様な動作により、起動前処理時間Ｔｂを削減することができる。すなわち、各定数を変更しても、起動制御信号２０１がＬｏｗレベルの待機状態において、帰還電圧検出回路４０が、ソフトスタート回路１０の出力端子１５に分圧帰還電圧１０６をバイアスすることで、ソフトスタート信号１０４の反転開始時の電圧値が分圧帰還電圧１０６と一致する。これにより、起動前処理時間Ｔｂを無くすことができる。

第３の実施の形態における極性反転スイッチングレギュレータは、第１の実施の形態と同様に、従来技術に対してソフトスタート時間Ｔｓを固定して突入電流を削減することや、第２の実施の形態と同様に、突入電流を固定してソフトスタートＴｓ時間を短縮することができる。又、回路要素の定数を任意の値に設定することで、起動前処理時間Ｔｂを発生せずに、突入電流Ｉｉｎ、ソフトスタート時間Ｔｓ、起動時間Ｔｋ、ＶＯＵＴの設定値（目標値）を任意に設定できることは言うまでもない。

以上のように、本発明によれば、ソフトスタート回路の動作開始電圧（昇圧開始電圧又は極性反転開始電圧）を出力電圧ＶＯＵＴの分圧（分圧期間電圧１０６）と同じ値とすることができるため、従来発生していた起動前処理時間を無くすことが可能となる。これにより、突入電流を増加させることなくソフトスタート時間Ｔｓを短縮したり、ソフトスタート時間を増加させることなく突入電流を削減することが可能となる。

以上、本発明の実施の形態を詳述してきたが、具体的な構成は上記実施の形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の変更があっても本発明に含まれる。例えば、起動制御信号２０１の信号レベルとスイッチ１４、５１、５３のスイッチ動作（オン・オフ）の関係は上述に限らず、起動制御信号２０１がハイレベルのときスイッチ１４、５１、５３はオフとなり、ローレベルのときにオンとなるように制御されても良い。又、上述した回路では、電源電圧の一方を接地した形態を示したがこれに限らず、電源電圧よりも低い電源電圧が供給される電源端子に接続されていても構わない。更に、上述下回路ではスイッチング素子としてＭＯＳトランジスタを一例として説明したが、他の構造のスイッチング素子が利用されても構わない。更に、整流素子としてショットキダイオードを一例として説明したが、他の構造のダイオードが利用されても、あるいはスイッチング素子に対してオンとオフが逆相に制御された第２のスイッチング素子が利用されても構わない。

１０：ソフトスタート回路
１１：基準電圧源
１２、１７：電流源
１３、１８：容量
１４、５１、５３：スイッチ
１５：ソフトスタート回路の出力端子
２０：ノード
２１、２２、２３：誤差アンプ
３０：ＰＷＭ回路
３１：コンパレータ
３２：ドライバ
３３：三角波発生回路
４０：帰還電圧検出回路
４１：アンプ
４２：電圧レベルシフト回路
５０：待機電圧供給端子
５２、５４、２１７：電圧源
１００：制御回路
１０１：起動制御端子
１０２：スイッチングレギュレータの出力端子
１０３：フィードバック端子（ＦＢ端子）
１０４：ソフトスタート信号
１０５：三角波信号
１０６：分圧帰還電圧
１１０：スイッチングレギュレータの入力端子
１１１：Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ
１１２、２１２：コイル
１１３、２１３：ショットキダイオード
１１４：出力容量
１１５、１１６、２１５、２１６：帰還抵抗
１２０：スイッチングレギュレータの出力端子
２０１：起動制御信号
２１１：Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ
４０１：帰還電圧検出回路の入力端子
４０２：帰還電圧検出回路の出力端子
４２１〜４２４：抵抗

Claims (10)

1. 入力電圧から所望の出力電圧に変換するスイッチングレギュレータにおいて、
   前記出力電圧と第１電圧との間の電位差を分圧し、分圧帰還電圧として出力する分圧抵抗回路と、
   直列接続された電流源と容量との間に流れる電流に応じた第２電圧と、前記分圧帰還電圧との一方を選択してソフトスタート信号として出力するソフトスタート回路と、
   前記ソフトスタート信号と前記分圧帰還電圧との比較結果と、三角波信号との比較結果に基づいたＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルス信号をスイッチング素子の制御端子に出力するＰＷＭ回路と、
   前記ＰＷＭ信号に応じたスイッチング動作により、一端に前記入力電圧が供給されるコイルの両端の差電圧を制御することで、前記コイルに流れる電流を制御して前記出力電圧を目標電圧に変更するスイッチング素子と
   を具備し、
   前記ソフトスタート回路は、待機状態において前記分圧帰還電圧を前記ソフトスタート信号として出力し、起動状態において、前記第２電圧を前記ソフトスタート信号として出力する
   スイッチングレギュレータ。
2. 請求項１に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   前記分圧帰還電圧を検出する帰還電圧検出回路を更に具備し、
   前記ソフトスタート回路は、前記ソフトスタート信号が出力される第１出力端子と、前記帰還電圧検出回路において検出された前記分圧帰還電圧が出力される第２出力端子との接続を、起動制御信号に応じて制御する第１スイッチを備え、
   前記第１スイッチは、前記待機状態における第１レベルの前記起動制御信号に応じて前記第１出力端子と前記第２出力端子とを接続し、前記起動状態における第２レベルの前記起動制御信号に応じて前記第１出力端子と前記第２出力端子とを切り離す
   スイッチングレギュレータ。
3. 請求項２に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   前記スイッチング素子は、ゲートに入力される前記ＰＷＭ信号に応じて前記コイルの一端と接地端子との接続を制御するトランジスタであり、
   前記コイルの一端は、ダイオードを介して前記出力電圧が出力される第３出力端子に接続され、他端は、前記入力電圧が入力される入力端子に接続され、
   前記第３出力端子は、他端が接地された出力容量の一端に接続され、
   前記分圧抵抗回路は、前記第３出力端子と接地端子の間に直列接続された２つの抵抗を備え、前記２つの抵抗の接続端子から前記分圧帰還電圧が出力される
   スイッチングレギュレータ。
4. 請求項３に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   前記電流源の一端は基準電圧源に接続され、他端は、前記第１出力端子を介して前記容量の一端に接続され、前記容量の他端は接地され、
   前記反転入力端子に入力された前記ソフトスタート信号と、非反転入力端子に入力された前記分圧帰還電圧との比較結果を、ノードを介して前記ＰＷＭ回路におけるコンパレータの反転入力端子に出力する誤差アンプと、
   前記三角波信号の振幅の最大値よりも高い待機電圧が供給される待機電圧供給端子と前記ノードとの接続を、前記起動制御信号に応じて制御する第２スイッチと
   を具備し、
   前記第２スイッチは、前記第１レベルの前記起動制御信号に応じて前記待機電圧供給端子と前記ノードとを接続し、前記第２レベルの前記起動制御信号に応じて前記待機電圧供給端子と前記ノードとを切り離す
   スイッチングレギュレータ。
5. 請求項３に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   前記電流源の一端は、基準電圧よりも高い第３電圧を供給する第１電圧源に接続され、他端は、前記第１出力端子を介して前記容量の一端に接続され、前記容量の他端は接地され、
   第１非反転入力端子に入力される電圧と第２非反転入力端子に入力される電圧の低い方を有効電圧とし、前記有効電圧と、反転入力端子に入力された前記分圧帰還電圧との比較結果を出力する誤差アンプと、
   前記三角波信号の振幅の最小値よりも低い待機電圧が供給される待機電圧供給端子と前記ノードとの接続を、前記起動制御信号に応じて制御する第３スイッチと
   を具備し、
   前記第３スイッチは、前記第１レベルの前記起動制御信号に応じて前記待機電圧供給端子と前記ノードとを接続し、前記第２レベルの前記起動制御信号に応じて前記待機電圧供給端子と前記ノードとを切り離す
   スイッチングレギュレータ。
6. 請求項２に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   前記スイッチング素子は、ゲートに入力される前記ＰＷＭ信号に応じて前記コイルの一端と、前記入力電圧が入力される入力端子との接続を制御するトランジスタであり、
   前記コイルの一端は、ダイオードを介して前記出力電圧が出力される第３出力端子に接続され、他端は接地され、
   前記第３出力端子は、他端が接地された出力容量の一端に接続され、
   前記分圧抵抗回路は、前記第３出力端子と、基準電圧よりも高い前記第１電圧を供給する第２電圧源との間に直列接続された２つの抵抗を備え、前記２つの抵抗の接続端子から前記分圧帰還電圧が出力される
   スイッチングレギュレータ。
7. 請求項６に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   前記電流源の一端は接地され、他端は、前記第１出力端子を介して前記容量の一端に接続され、前記容量の他端は、前記基準電圧よりも高い第４電圧を供給する第３電圧源に接続され、
   前記第１非反転入力端子に入力される電圧と前記第２非反転入力端子に入力される電圧の高い方を有効電圧とし、前記有効電圧と、反転入力端子に入力された前記分圧帰還電圧との比較結果を出力する誤差アンプと、
   前記三角波信号の振幅の最大値よりも高い待機電圧が供給される待機電圧供給端子と前記ノードとの接続を、前記起動制御信号に応じて制御する第２スイッチと
   を具備し、
   前記第２スイッチは、前記第１レベルの前記起動制御信号に応じて前記待機電圧供給端子と前記ノードとを接続し、前記第２レベルの前記起動制御信号に応じて前記待機電圧供給端子と前記ノードとを切り離す
   スイッチングレギュレータ。
8. 請求項２から７のいずれか１項に記載のスイッチングレギュレータにおいて、
   前記帰還電圧検出回路は、電圧フォロワ接続されたアンプを備え、前記アンプの出力は前記第２出力端子に接続され、前記アンプの入力は、前記分圧帰還電圧が出力されるフィードバック端子に接続される
   スイッチングレギュレータ。
9. 出力電圧と第１電圧との間の電位差を分圧し、分圧帰還電圧として出力するステップと、
   直列接続された電流源と容量との間に流れる電流に応じた第２電圧と、前記分圧帰還電圧との一方を選択してソフトスタート信号として出力するステップと、
   前記ソフトスタート信号と前記分圧帰還電圧との比較結果と、三角波信号との比較結果に基づいたＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルス信号によるスイッチング動作によって、入力電圧から所望の電圧に変換するステップと
   を具備し、
   前記ソフトスタート信号を出力するステップは、待機状態において前記分圧帰還電圧を前記ソフトスタート信号として出力し、起動状態において、前記第２電圧を前記ソフトスタート信号として出力するステップを備える
   スイッチングレギュレータにおける電圧変換方法。
10. 請求項９に記載の電圧変換方法において、
    前記ソフトスタート信号を出力するステップは、第１スイッチが、前記待機状態における第１レベルの起動制御信号に応じて、前記ソフトスタート信号が出力される第１出力端子と前記分圧帰還電圧が出力される第２出力端子とを接続ステップと、前記起動状態における第２レベルの前記起動制御信号に応じて前記第１出力端子と前記第２出力端子とを切り離すステップとを備える
    スイッチングレギュレータにおける電圧変換方法。

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