JPWO2005078910A1

JPWO2005078910A1 - スイッチング電源装置及び携帯機器

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Publication number: JPWO2005078910A1
Application number: JP2005517913A
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Inventors: 喜之北條
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2004-02-13
Filing date: 2005-01-20
Publication date: 2007-10-18
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Abstract

コイルＬを流れる電流値を検出した後、電圧値に変換して比較器４の反転入力端子に入力し、帰還された出力電圧値と基準電圧との差を表す電圧と比較される。この比較器４の反転入力端子に入力される電圧値に対してオフセット電圧が与えられるように、電圧源２０が比較器４の反転入力端子に設けられる。

Description

本発明は、軽負荷時の損失を低減して効率を改善するスイッチング電源装置に関するもので、特に、出力側のコイル電流を検出してスイッチング制御を行うカレントモードを採用したスイッチング電源装置、及び、当該スイッチング電源装置を備えた消費電力が低減される携帯機器に関する。

内部に備えたスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御によって負荷に供給する電力量を制御するスイッチング電源装置において、従来は、スイッチング電源装置の軽負荷時の損失を低減するために、スイッチング素子のスイッチング動作を停止する期間を有する間欠スイッチング動作に切り換えられる間欠制御が行われている（特許文献１参照）。この間欠制御を行うスイッチング電源装置において、出力電圧に応じた電圧を間欠制御するための基準電圧Ｖburstと比較する比較器を備える。

そして、この比較器において、軽負荷となって出力電圧に応じた電圧が基準電圧Ｖburstより高くなったことが確認されると、ドライバによるスイッチング素子のスイッチング制御動作が停止される。その後、この比較器にヒステリシス特性を備えることにより、出力電圧が低くなったことが確認されると、ドライバによるスイッチング素子のスイッチング制御動作が再開される。軽負荷時において、このような動作が繰り返されることによって、間欠制御用の比較器による間欠制御が行われ、その効率を高くすることができる。
特開平６−３０３７６６号公報

しかしながら、この従来のスイッチング電源装置は、軽負荷時の効率を高くするために、ドライバによるスイッチング素子のスイッチング動作を間欠的に行うための間欠制御用の比較器を設ける必要がある。このように間欠制御用の比較器を備える分だけ、スイッチング電源装置を構成する回路規模を増大させるとともに、このようなスイッチング電源装置が設置される携帯機器の小型化の妨げとなる。

このような問題を鑑みて、本発明は、軽負荷時における間欠制御用の回路を新たに設けることなく、高効率を維持することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源装置は、ＯＮ／ＯＦＦ動作を行うスイッチング素子と、該スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行う制御回路と、前記スイッチング素子によって流れる電流量が制御されるコイルと、該コイルと接続されるとともに該コイルとともに整流動作を行うコンデンサと、一定の周期毎に前記スイッチング素子をＯＮと制御するための発振信号を前記制御回路に出力する発振器と、を備えるとともに、前記コンデンサと前記コイルとの接続ノードより出力電圧を出力するスイッチング電源装置において、前記コイルを流れる電流値を検出して電圧値に変換して電流検出電圧として出力する電流検出部と、前記電流検出部からの前記電流検出電圧にオフセット電圧を与える電圧源と、前記電圧源で前記オフセット電圧が与えられた前記電流検出電圧と、前記出力電圧に応じた電圧と基準電圧との差に応じた電圧と、を比較する比較器と、を備え、前記比較器において、前記オフセット電圧が与えられた前記電流検出電圧の大きさが前記出力電圧に応じた電圧と前記基準電圧との差に応じた電圧よりも大きいことが確認されたとき、前記発振器からの前記発振信号を無効とするとともに、前記スイッチング素子をＯＦＦとすることを特徴とする。

本発明によると、検出したコイルを流れる電流値を表す電流検出電圧にオフセット電圧を与えることによって、出力電圧と基準電圧との差が小さくなる無負荷又は軽負荷時において、比較器が、電流検出電圧の大きさが出力電圧と基準電圧との差より大きいことが確認される。このとき、スイッチング素子をＯＮとする発振器の発振信号を無効とすることができるため、出力電圧と基準電圧との差が大きくなるまで、スイッチング素子のスイッチング動作を間欠制御することができる。よって、従来のように、間欠制御するための比較器を付加する構成とする必要がなくなるため、軽負荷又は無負荷時における高い効率を維持するとともに装置の小型化を図ることができる。

は、第１の実施形態のスイッチング電源装置の内部構成を示すブロック図である。は、図１のスイッチング電源装置の重負荷時における各部の動作を説明するタイミングチャートである。は、図１のスイッチング電源装置の軽負荷又は無負荷時における各部の動作を説明するタイミングチャートである。は、図１のスイッチング電源装置における電流検出回路周辺の構成の一例を示す回路図である。は、第２の実施形態のスイッチング電源装置の内部構成を示すブロック図である。は、図５のスイッチング電源装置の重負荷時における各部の動作を説明するタイミングチャートである。は、図５のスイッチング電源装置の軽負荷又は無負荷時における各部の動作を説明するタイミングチャートである。は、図５のスイッチング電源装置における電流検出回路周辺の構成の一例を示す回路図である。は、第３の実施形態のスイッチング電源装置の内部構成を示すブロック図である。は、図９のスイッチング電源装置の重負荷時における各部の動作を説明するタイミングチャートである。は、図９のスイッチング電源装置の軽負荷又は無負荷時における各部の動作を説明するタイミングチャートである。は、図９のスイッチング電源装置における電流検出回路周辺の構成の一例を示す回路図である。は、昇圧型のスイッチング電源装置に適用したときの構成の一例を示すブロック図である。は、反転型のスイッチング電源装置に適用したときの構成の一例を示すブロック図である。

符号の説明

１ドライバ
２差動増幅器
３レベルシフタ
４比較器
５ＲＳフリップフロップ
６発振器
２０，２０ａ，２１電圧源
Ｔｒ１，Ｔｒ２ＭＯＳトランジスタ
Ｌコイル
Ｃコンデンサ
Ｒ１，Ｒ２抵抗

＜第１の実施形態＞
本発明の第１の実施形態について、図面を参照して説明する。図１は、本実施形態のスイッチング電源装置の内部構成を示すブロック図である。

図１のスイッチング電源装置は、電源電位及び接地電位がそれぞれソースに印加されたｐチャネルのＭＯＳトランジスタＴｒ１及びｎチャネルのＭＯＳトランジスタＴｒ２と、ＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のゲートに信号を与えてＯＮ／ＯＦＦ制御するドライバ１と、ＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２それぞれのドレインの接続ノードに一端が接続されたコイルＬと、コイルＬの他端に一端が接続されるとともに他端が接地されたコンデンサＣと、コイルＬ及びコンデンサＣの接続ノードと接地電位との間に直列に接続される抵抗Ｒ１，Ｒ２と、コイルＬとコンデンサＣとの接続ノードに現れる電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧と基準電圧Ｖrefとが入力される差動増幅器２と、エラーアンプ２からの出力電圧をレベルシフトするレベルシフタ３と、レベルシフタ３からの電圧とコイルＬを流れる電流を表す電圧とを比較する比較器４と、比較器４からの出力がリセット端子に入力されるＲＳフリップフロップ５と、ＲＳフリップフロップ５のセット端子に信号を入力する発振器６と、を備える。

そして、ドライバ１及びＲＳフリップフロップ５によって制御回路７が構成されるとともに、検出されたコイルＬを流れる電流値を表す電圧にオフセット電圧Ｖoff（例えば、３０ｍＶ）を与える電圧源２０が比較器４の反転入力端子に接続された構成とされる。即ち、コイルＬを流れる電流値ＩLが電圧値ＶLに変換されて比較器４の反転入力端子に入力される際、電圧源２０からのオフセット電圧Ｖoffが与えられる。そして、比較器４において、オフセット電圧Ｖoffが与えられた電圧値ＶLが、差動増幅器２及びレベルシフタ３を介してその非反転入力端子に帰還される電圧Ｖthと比較される。
このように構成されたスイッチング電源装置において、コイルＬとコンデンサＣとの接続ノードである出力端子ＯＵＴに重負荷が接続されたとき、従来のスイッチング電源装置と同様の動作を行う。このときの各部の信号の遷移図を図２に示す。図２（ｄ）のように、発振器６よりハイとなるクロック信号がＲＳフリップフロップ５のセット端子に与えられると、図２（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５の出力がハイとなり、ドライバ１が、ＭＯＳトランジスタＴｒ１をＯＮとするとともにＭＯＳトランジスタＴｒ２をＯＦＦとする。

よって、図２（ａ）のように、ＭＯＳトランジスタＴｒ１からコイルＬに電流が流れ込み、コイルＬに流れる電流値ＩLが増加するため、図２（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLが低くなる。尚、図２（ａ）に示す電流値Ｉ０は、コイルＬを流れる電流値ＩLの平均値である。そして、発振器６よりハイとなるクロック信号が与えられてから時間ｔａが経過したときに、図２（ｂ）のように、レベルシフタ３より比較器４の非反転入力端子に入力される電圧Ｖthより低くなると、図２（ｅ）のように、比較器４からハイとなる信号が出力される。

尚、出力端子ＯＵＴに現れる出力電圧が抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧されて差動増幅器２に帰還され、基準電圧Ｖrefとの差分値が増幅されて、出力電圧を表す帰還電圧と基準電圧Ｖrefとの誤差を表す電圧信号が出力される。その後、この電圧信号がレベルシフタ３に与えられて電源電位側にレベルシフトされる。そのため、レベルシフタ３から出力される電圧Ｖthは、出力端子ＯＵＴに現れる出力電圧が高くなると、差動増幅器２からの電圧が低くなるため、その電圧値が高くなる。このように、レベルシフタ３から比較器４の非反転入力端子に与えられる電圧Ｖthが出力端子ＯＵＴに現れる出力電圧を表す。

そして、比較器４からハイとなる信号がＲＳフリップフロップ５のリセット端子に入力されるため、ＲＳフリップフロップ４の出力が図２（ｃ）のようにローとなり、ドライバ１が、ＭＯＳトランジスタＴｒ１をＯＦＦとするとともに、ＭＯＳトランジスタＴｒ２をＯＮとする。よって、図２（ａ）のように、コイルＬを流れる電流値ＩLが減少し、コイルＬからＭＯＳトランジスタＴｒ２に電流が流れるようになる。よって、図２（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLが高くなる。その後、発振器６よりハイとなるクロック信号が与えられてから時間ｔｂが経過すると、図２（ｄ）のように、次の周期のクロック信号が発振器６より出力され、上述した動作が繰り返される。

このような動作を繰り返すことによって、出力端子ＯＵＴよりほぼ一定となる直流電圧を負荷に出力する。即ち、発振器６から出力されるクロック信号の周期ｔｂに対するＭＯＳトランジスタＴｒ１をＯＮとする期間ｔａの長さを、コイルＬを流れる電流値と出力端子ＯＵＴの出力電圧との比較結果により調整することで、出力端子ＯＵＴの出力電圧を一定に保持することができる。尚、このように重負荷が接続されたとき、コイルＬを流れる電流ＩLが検出されて得られた電圧が、電圧源２０からのオフセット電圧Ｖoffに比べて十分に大きい。即ち、オフセット電圧Ｖoffは、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLに対して与える影響について考慮しなくても良い範囲の電圧値とされる。

又、出力端子ＯＵＴに接続される負荷が無負荷又は軽負荷であるときの動作について、以下に図３を参照して説明する。このとき、出力端子ＯＵＴに現れる出力電圧が高くなって、抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧電圧と基準電圧Ｖrefとの誤差が小さくなるため、差動増幅器２からの電圧が低くなる。よって、図３（ｂ）のように、レベルシフタ３から出力される電圧Ｖthの電圧値が高くなる。このように、レベルシフタ３から比較器４の非反転入力端子に与えられる電圧Ｖthが出力端子ＯＵＴに現れる出力電圧を表す。

このとき、ＭＯＳトランジスタＴｒ１がＯＦＦであるとともにＭＯＳトランジスタＴｒ２がＯＮであり、図３（ａ）のように、コイルＬに電流が流れていない状態であるため、比較器４の反転入力端子に与えられる電圧ＶLは、電源電圧Ｖccから電圧源２０によるオフセット電圧Ｖoff分だけ電圧降下させた値Ｖcc−Ｖoffとなる。そして、図３（ｂ）のように、レベルシフタ３から出力される電圧Ｖthが電圧ＶL（＝Ｖcc−Ｖoff）よりも高いとき、比較器４よりハイとなる信号が出力される。

そのため、図３（ｄ）のように、発振器６より周期ｔｂ毎にハイとなるクロック信号が出力されても、図３（ｅ）のように、比較器４からＲＳフリップフロップ５のリセット端子にハイとなる信号が入力されるため、図３（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの出力信号はローのままである。よって、ドライブ１によって、ＭＯＳトランジスタＴｒ１がＯＦＦに保持されるとともにＭＯＳトランジスタＴｒ２がＯＮに保持される。

又、このとき、コンデンサＣが放電されるため、出力端子ＯＵＴにおける出力電圧が低くなる。そのため、図３（ｂ）のように、レベルシフタ３から出力される電圧Ｖthの電圧値が徐々に低くなる。そして、レベルシフタ３から出力される電圧Ｖthが電圧ＶL（＝Ｖcc−Ｖoff）よりも低くなると、図３（ｅ）のように、比較器４よりローとなる信号が出力される。このように、比較器４からの信号がローに切りかわった後に、図３（ｄ）のように、発振器６よりハイとなるクロック信号が出力されると、図３（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの信号がハイに切りかわる。

よって、ドライブ１によってＭＯＳトランジスタＴｒ１がＯＮとされるとともにＭＯＳトランジスタＴｒ２がＯＦＦとされ、図３（ａ）のように、コイルＬに電流が流れ始める。よって、このコイルＬに流れる電流ＩL分だけ、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLが電圧降下する。そして、図３（ａ）のようなコイルＬに流れる電流ＩLの増加に伴って、図３（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLが低くなる。そして、図３（ｂ）のように、この電圧ＶLがレベルシフタ３からの電圧Ｖthよりも低くなったとき、図３（ｅ）のように、比較器４からの信号がハイに切りかわるため、図３（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの信号がローとなる。

このようにＲＳフリップフロップ５からの信号がローとなり、ドライバ１によって、ＭＯＳトランジスタＴｒ１がＯＦＦとされるとともにＭＯＳトランジスタＴｒ２がＯＮとされ、コイルＬを流れる電流値ＩLが図３（ａ）のように減少する。このとき、コイルＬに保持されたエネルギーが放出されるため、コンデンサＣが充電されて出力端子ＯＵＴからの出力電圧が高くなり、図３（ｂ）のように、レベルシフタ３からの電圧Ｖthが高くなる。その後、再び、コンデンサＣが放電することで出力端子ＯＵＴからの出力電圧が低くなり、上述の動作が繰り返される。

このような動作を繰り返すことによって、出力端子ＯＵＴからの電圧が所定の電圧より高い間は、ＲＳフリップフロップ５のリセット端子にハイとなる信号を与えて、発振器６からのクロック信号を間引くことができる。そのため、ＭＯＳトランジスタＴｒ１のＯＮとする周期を重負荷を与えたときに比べて長くすることができるとともに、ＭＯＳトランジスタＴｒ１をＯＮとする期間を表すデューティ比を重負荷を与えたときに比べて小さくすることができる。即ち、重負荷において周期ｔｂ毎に行われるスイッチング動作を複数周期毎に間欠することにより、無負荷又は軽負荷時の効率を改善することができる。

このようなスイッチング電源装置において、コイルＬを流れる電流量を検出して電圧値に変換する電流検出回路１０の構成の一例を図４に示す。即ち、ＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲート及びドレインそれぞれにゲート及びドレインそれぞれが接続されたｐチャネルのＭＯＳトランジスタＴｒａと、ＭＯＳトランジスタＴｒａのソースにドレインが接続されるとともにソースに電源電位が与えられゲートに基準電位が与えられたｐチャネルのＭＯＳトランジスタＴｒｂと、によって、電流検出回路１０が構成される。

このとき、ＭＯＳトランジスタＴｒｂは抵抗として動作する。そして、ドライバ１からＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲートに与えられる電圧と同一の電圧が、ＭＯＳトランジスタＴｒａのゲートに与えられることによって、ＭＯＳトランジスタＴｒａを駆動する。このとき、ＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のドレインの接続ノードに現れる電圧が、ＭＯＳトランジスタＴｒａのドレインに与えられ、ＭＯＳトランジスタＴｒ１を流れる電流に比例した電流がＭＯＳトランジスタＴｒａ，Ｔｒｂを流れる。

そして、ＭＯＳトランジスタＴｒｂのＯＮ抵抗によって電圧降下された電圧が、ＭＯＳトランジスタＴｒ１を流れる電流に比例した電流値に比例した値、即ち、コイルＬを流れる電流値に比例した値として現れる。このように、ＭＯＳトランジスタＴｒｂのＯＮ抵抗によって電圧降下された電圧が、コイルＬの検出電流値として、ＭＯＳトランジスタＴｒａのソースとＭＯＳトランジスタＴｒｂのドレインとの接続ノードに現れ、比較器４の反転入力端子に与えられる。

更に、図４に示すように、このＭＯＳトランジスタＴｒａのソースとＭＯＳトランジスタＴｒｂのドレインとの接続ノードに、一端が比較器４の反転入力端子に接続された抵抗Ｒａの他端が接続されるとともに、比較器４の反転入力端子に定電流を流す定電流源１１が接続される。この定電流源１１の他端が接地される。このように、抵抗Ｒａ及び定電流源１１が接続されることによって、抵抗Ｒａに定電流源１１による定電流Ｉoffを流すことで発生する抵抗Ｒａの電圧降下Ｒａ×Ｉoffをオフセット電圧Ｖoffとして与える。即ち、抵抗Ｒａ及び定電流原１０が電圧源２０として動作する。

よって、電源電圧をＶccとするとともに、ＭＯＳトランジスタＴｒｂのＯＮ抵抗をＲｘとし、コイルＬの電流値ＩLに対してＭＯＳトランジスタＴｒａを流れる電流値がＡ×ＩLとなるとき、ＭＯＳトランジスタＴｒａのソースとＭＯＳトランジスタＴｒｂのドレインとの接続ノードに、Ｖcc−Ｒｘ×Ａ×ＩLとなる電圧が現れる。この電圧Ｖcc−Ｒｘ×Ａ×ＩLが、電流検出回路１０の出力として出力されて抵抗Ｒａの一端に与えられるとき、比較器４の反転入力端子には、電圧ＶLとして、抵抗Ｒａの電圧降下によるオフセットが与えられた電圧Ｖcc−Ｒｘ×Ａ×ＩL−Ｒａ×Ｉoff（＝Ｖcc−Ｒｘ×Ａ×ＩL−Ｖoff）が与えられる。

＜第２の実施形態＞
本発明の第２の実施形態について、図面を参照して説明する。図５は、本実施形態のスイッチング電源装置の内部構成を示すブロック図である。図５のスイッチング電源装置において、図１のスイッチング電源装置と同一の目的で使用する素子及び部分については、同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。

図５のスイッチング電源装置は、図１のスイッチング電源装置における電圧源２０の代わりに、比較器４の出力に応じて切り換えられるオフセット電圧Ｖｘoffを与える電圧源２０ａを備える。即ち、コイルＬを流れる電流値ＩLが電圧値ＶLに変換されて比較器４の反転入力端子に入力される際、電圧源２０ａからのオフセット電圧Ｖｘoffが与えられる。このとき、比較器４の出力がハイとなるとき、電圧源２０ａからのオフセット電圧Ｖｘoffの値がＶｈoff（例えば、３０ｍＶ）となり、比較器４の出力がローとなるとき、電圧源２０ａからのオフセット電圧Ｖｘoffの値がＶｌoff（例えば、２０ｍＶ）となる。このオフセット電圧Ｖｈoff，Ｖｌoffの関係は、Ｖｈoff＞Ｖｌoffである。

このように構成されたスイッチング電源装置において、まず、コイルＬとコンデンサＣとの接続ノードである出力端子ＯＵＴに重負荷が接続されたときの動作について、以下に説明する。このスイッチング電源装置は、比較器４の出力によって電圧源２０ａからのオフセット電圧Ｖｘoffの値が切りかわることにより電圧ＶLの値が切りかわること以外は、第１の実施形態のスイッチング電源装置（図１）と同様の動作を行う。よって、以下において、比較器４の出力が切りかわるときの動作について説明し、他の部分の動作については、第１の実施形態における説明を参照するものとする。

本実施形態のスイッチング電源装置各部の信号の遷移図を図６に示す。第１の実施形態と同様、図６（ａ）のように、ＭＯＳトランジスタＴｒ１からコイルＬに電流が流れ込み、コイルＬに流れる電流値ＩLが増加すると、図６（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLが低くなる。そして、発振器６よりハイとなるクロック信号が与えられてから時間ｔａが経過したときに、この電圧ＶLが、図６（ｂ）のように、レベルシフタ３より比較器４の非反転入力端子に入力される電圧Ｖthより低くなると、図６（ｅ）のように、比較器４からハイとなる信号が出力される。

よって、電圧源２０ａからのオフセット電圧Ｖｘoffが電圧値Ｖｌoffから電圧値Ｖｈoffに切りかわるため、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLの電圧値が、図６（ｂ）のように、Ｖｈoff−Ｖｌoff分だけ低くなる。又、図６（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの信号がローとなり、ドライバ１によってＭＯＳトランジスタＴｒ１がＯＦＦとされるとともにＭＯＳトランジスタＴｒ２がＯＮとされる。よって、コイルＬを流れる電流値ＩLが図６（ａ）のように減少するとともに、図６（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLが高くなる。

その後、この電圧ＶLが、図６（ｂ）のように、レベルシフタ３より比較器４の非反転入力端子に入力される電圧Ｖthより高くなると、図６（ｅ）のように、比較器４からローとなる信号が出力される。よって、電圧源２０ａからのオフセット電圧Ｖｘoffが電圧値Ｖｈoffから電圧値Ｖｌoffに切りかわるため、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLの電圧値が、図６（ｂ）のように、Ｖｈoff−Ｖｌoff分だけ高くなる。このように、電圧源２０ａのオフセット電圧Ｖｘoffの切換動作が、比較器４からの信号が切りかわるたびに行われる。

尚、本実施形態においても、このように重負荷が接続されたとき、第１の実施形態と同様、コイルＬを流れる電流ＩLが検出されて得られた電圧が、電圧源２０からのオフセット電圧Ｖｘoffに比べて十分に大きい。即ち、オフセット電圧Ｖｘoffとして与えられる電圧値Ｖｈoff，Ｖｌoffは、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLに対して与える影響について考慮しなくても良い範囲の電圧値とされる。

同様に、出力端子ＯＵＴに接続される負荷が無負荷又は軽負荷であるときの動作について、以下に図７を参照して説明する。このときも、比較器４の出力によって電圧源２０ａからのオフセット電圧Ｖｘoffの値が切りかわることにより電圧ＶLの値が切りかわること以外は、第１の実施形態のスイッチング電源装置（図１）と同様の動作を行う。よって、以下において、比較器４の出力が切りかわるときの動作について説明し、他の部分の動作については、第１の実施形態における説明を参照するものとする。

第１の実施形態と同様、図７（ｅ）のように比較器４の出力がハイであるとき、ＭＯＳトランジスタＴｒ１がＯＦＦであるとともにＭＯＳトランジスタＴｒ２がＯＮであり、図７（ａ）のようにコイルＬに電流が流れない。よって、電圧源２０ａからのオフセット電圧Ｖｘoffの値がＶｈoffとなり、図７（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に与えられる電圧ＶLは、電源電圧Ｖccからオフセット電圧Ｖｈoff分だけ電圧降下させた値Ｖcc−Ｖｈoffとなる。このとき、図７（ｂ）のように、レベルシフタ３から出力される電圧Ｖthが電圧ＶL（＝Ｖcc−Ｖｈoff）よりも高い。

そのため、図７（ｄ）のように、発振器６より周期ｔｂ毎にハイとなるクロック信号が出力されても、図７（ｅ）のように、比較器４からＲＳフリップフロップ５のリセット端子にハイとなる信号が入力されるため、図７（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの出力信号はローのままである。そして、出力端子ＯＵＴにおける出力電圧が低くなり、図７（ｂ）のように、レベルシフタ３から出力される電圧Ｖthの電圧値が徐々に低くなり、レベルシフタ３から出力される電圧Ｖthが電圧ＶL（＝Ｖcc−Ｖｈoff）よりも低くなる。

このとき、図７（ｅ）のように、比較器４よりローとなる信号が出力される。よって、電圧源２０ａからのオフセット電圧Ｖｘoffの値がＶｌoffとなり、図７（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に与えられる電圧ＶLは、電源電圧Ｖccからオフセット電圧Ｖｌoff分だけ電圧降下させた値Ｖcc−Ｖｌoffとなる。このように、比較器４からの信号がローに切りかわった後に、図７（ｄ）のように、発振器６よりハイとなるクロック信号が出力されると、図７（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの信号がハイに切りかわる。

よって、図７（ａ）のように、コイルＬに電流が流れ始めるため、このコイルＬに流れる電流ＩL分だけ、図７（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLが
電圧降下する。そして、図７（ｂ）のように、この電圧ＶLがレベルシフタ３からの電圧Ｖthよりも低くなったとき、図７（ｅ）のように、比較器４からの信号がハイに切りかわるため、図７（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの信号がローとなる。又、電圧源２０ａからのオフセット電圧Ｖｘoffの値がＶｈoffに切り換えられるため、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLがＶｈoff−Ｖｌoff分だけ低くなる。

このようにＲＳフリップフロップ５からの信号がローとなるため、コイルＬを流れる電流値ＩLが図７（ａ）のように減少するため、図７（ｂ）のように、電圧ＶLが高くなりＶcc−Ｖｈoffとなる。このとき、コイルＬに保持されたエネルギーが放出されるため、コンデンサＣが充電されて出力端子ＯＵＴからの出力電圧が高くなり、図７（ｂ）のように、レベルシフタ３からの電圧Ｖthが高くなる。その後、再び、コンデンサＣが放電することで出力端子ＯＵＴからの出力電圧が低くなり、上述の動作が繰り返される。

このようなスイッチング電源装置において、第１の実施形態における図４と同様の構成の電流検出回路１０が設置されるとき、比較器４との接続関係が図８のように示される。このとき、図８に示すように、オフセット電圧Ｖoffを与えるための抵抗Ｒａが、比較器４の出力によって抵抗値が切り換えられる可変抵抗Ｒｂとされる。即ち、可変抵抗Ｒｂと定電流源１１とによって電圧源２１ａが構成される。他の構成については、図４の構成と同一の構成となる。

このように構成されるとき、可変抵抗Ｒｂは、比較器４の出力がハイとなるときの抵抗値が比較器４の出力がローとなるときの抵抗値と比べて大きくなるように、比較器４の出力に応じてその抵抗値が切り換えられる。よって、この可変抵抗Ｒｂの電圧降下によって現れるオフセット電圧Ｖｘoffが、比較器４の出力に応じて切りかわる。この可変抵抗Ｒｂによる抵抗値の切換動作以外の動作については、第１の実施形態と同様となるので、その詳細な説明については、第１の実施形態を参照するものとして省略する。

本実施形態のように、コイルＬの検出電流を表す電圧値に対して与えるオフセット電圧に、比較器４の出力に応じて切り換えてヒステリシスを与えることによって、第１の実施形態と比べて、比較器４からクロック信号をより確実に出力させることができ、ＲＳフリップフロップ５における誤動作を防ぐことができる。

＜第３の実施形態＞
本発明の第３の実施形態について、図面を参照して説明する。図９は、本実施形態のスイッチング電源装置の内部構成を示すブロック図である。図９のスイッチング電源装置において、図１のスイッチング電源装置と同一の目的で使用する素子及び部分については、同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。

図９のスイッチング電源装置は、図１のスイッチング電源装置と異なり、発振器６よりスロープ補償を行うための周期ｔｂとなるスロープ補償用信号が出力されるとともに、このスロープ補償用信号に応じて電圧値が変化する電圧源２１を比較器４の反転入力端子と電圧源２０の間に備える。そのため、コイルＬを流れる電流値ＩLが電圧値ＶLに変換されて比較器４の反転入力端子に入力される際、オフセット電圧Ｖoff及びスロープ補償電圧Ｖslopeが付加される。このように、比較器４の反転入力端子に与えられる電圧値ＶLが異なるのみで、他の動作については第１の実施形態と同様である。よって、以下において、比較器４の反転入力端子に与えられる電圧値ＶLとスロープ補償電圧Ｖslopeとの関係について説明し、他の部分については、第１の実施形態における説明を参照するものとする。

このように構成されたスイッチング電源装置において、まず、コイルＬとコンデンサＣとの接続ノードである出力端子ＯＵＴに重負荷が接続されたときの動作について、以下に説明する。このスイッチング電源装置は、電圧ＶLの値がスロープ補償電圧Ｖslopeによって変化すること以外は、第１の実施形態のスイッチング電源装置（図１）と同様の動作を行う。即ち、図１０（ｆ）のように変化する電圧源２１からのスロープ補償電圧Ｖslope及び電圧源２０からのオフセット電圧Ｖoffが、図１０（ａ）のようなコイルＬの検出電流ＩLより得られた電圧値より減算されることで、図１０（ｂ）のような電圧ＶLが比較器４の反転入力端子に入力される。

このとき、発振器６より、図１０（ｄ）のように周期ｔｂ毎にハイとなるクロック信号が出力されるとともに、このクロック信号と同様の周期ｔｂを備えるスロープ補償信号が出力される。よって、電圧源２１からのスロープ補償電圧Ｖslopeが、図１０（ｆ）のように、周期ｔｂの間に、その値が徐々に大きくなって最大値ＶSmax（例えば、２０ｍＶ）に達した後に、最小値である０となる。尚、図１０（ｃ）、（ｆ）のように、スロープ補償電圧Ｖslopeが最大値ＶSmaxから最小値０に変位した後に、発振器６よりクロック信号が出力される。このように、電圧源２１からのスロープ補償電圧Ｖslopeが、図１０（ｆ）のように、周期ｔｂ毎にほぼ三角波形状に近い値で変化する。

図１０（ｆ）のように、電圧源２１からのスロープ補償電圧Ｖslopeが変化するため、図１０（ｃ）のようにＲＳフリップフロップ５からの出力がハイとなるとき、図１０（ｂ）のように、電圧ＶLの変化率が、第１の実施形態と比べて大きくなり、又、図１０（ｃ）のようにＲＳフリップフロップ５からの出力がローとなるとき、図１０（ｂ）のように、電圧ＶLの変化率が、第１の実施形態と比べて小さくなる。そして、図１０（ｄ）のように発振器６からのクロック信号が出力されて、図１０（ｃ）のようにＲＳフリップフロップ５からの出力がローからハイに切りかわるとき、電圧源２１からのスロープ補償電圧Ｖslopeの値が図１０（ｆ）のようにＶSmaxから０に変化するため、電圧ＶLが図１０（ｂ）のように電圧値ＶSmax分だけ高くなる。

同様に、出力端子ＯＵＴに接続される負荷が無負荷又は軽負荷であるときの動作について、以下に図１１を参照して説明する。このときも、電圧ＶLの値がスロープ補償電圧Ｖslopeによって変化すること以外は、第１の実施形態のスイッチング電源装置（図１）と同様の動作を行う。即ち、図１１（ｆ）のように変化する電圧源２１からのスロープ補償電圧Ｖslope及び電圧源２０からのオフセット電圧Ｖoffが、図１１（ａ）のようなコイルＬの検出電流ＩLより得られた電圧値より減算されることで、図１１（ｂ）のような電圧ＶLが比較器４の反転入力端子に入力される。又、図１１（ｆ）に示す電圧源２１からのスロープ補償電圧Ｖslopeは、上述の図１０（ｆ）と同様の変化を行う。

よって、第１の実施形態と同様、図１１（ｅ）のように比較器４の出力がハイであるとき、ＭＯＳトランジスタＴｒ１がＯＦＦであるとともにＭＯＳトランジスタＴｒ２がＯＮであり、図１１（ａ）のようにコイルＬに電流が流れない。よって、図１１（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に与えられる電圧ＶLは、電圧源２０からのオフセット電圧Ｖoff分と電圧源２１からの図１１（ｆ）のようなスロープ補償電圧Ｖslope分とを電源電圧Ｖccから電圧降下させた値Ｖcc−Ｖoff−Ｖslopeとなる。このとき、図１１（ｂ）のように、レベルシフタ３から出力される電圧Ｖthが電圧ＶL（＝Ｖcc−Ｖoff−Ｖslope）よりも高い。

そのため、図１１（ｄ）のように、発振器６より周期ｔｂ毎にハイとなるクロック信号が出力されても、図１１（ｅ）のように、比較器４からＲＳフリップフロップ５のリセット端子にハイとなる信号が入力されるため、図１１（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの出力信号はローのままである。そして、出力端子ＯＵＴにおける出力電圧が低くなり、図１１（ｂ）のように、レベルシフタ３から出力される電圧Ｖthの電圧値が徐々に低くなる。

そして、図１１（ｃ）のように発振器５からクロックが出力される直前に、図１１（ｆ）のように電圧源２１からのスロープ補償電圧Ｖslopeが最大値ＶSmaxから最小値０に変位するとき、図１１（ｂ）のように、レベルシフタ３から出力される電圧Ｖthが電圧ＶLよりも低くなる。即ち、図１１（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に与えられる電圧ＶLの値が、Ｖcc−Ｖoff−ＶSmaxからＶcc−Ｖoffに変位して高くなるとき、電圧Ｖthが電圧値Ｖcc−Ｖoffよりも低くなる。

このとき、図１１（ｅ）のように、比較器４よりローとなる信号が出力される。そして、スロープ補償電圧Ｖslopeが最大値ＶSmaxから最小値０に変位した直後に、図７（ｄ）のように、発振器６よりハイとなるクロック信号が出力される。そのため、ＲＳフリップフロップ５のリセット端子がローとなる信号が入力された後に、セット端子にハイとなる信号が入力されて、図１１（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの信号がハイに切りかわる。又、スロープ補償電圧Ｖslopeが最低値０となった後、図１１（ｆ）のように、再びその値が徐々に高くなる。そのため、図１１（ｂ）のように、スロープ補償電圧Ｖslopeの増加に応じて、比較器４の反転入力端子に与えられる電圧ＶLが低くなる。

このとき、ＲＳフリップフロップ５からの信号がハイとなるため、図１１（ａ）のように、コイルＬに電流が流れ始め、このコイルＬに流れる電流ＩL分だけ、図１１（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLが電圧降下する。そして、図１１（ｂ）のように、この電圧ＶLがレベルシフタ３からの電圧Ｖthよりも低くなったとき、図１１（ｅ）のように、比較器４からの信号がハイに切りかわるため、図１１（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの信号がローとなる。

このようにＲＳフリップフロップ５からの信号がローとなるため、コイルＬを流れる電流値ＩLが図１１（ａ）のように減少するため、図１１（ｂ）のように、電圧ＶLが高くなりＶcc−Ｖoff−Ｖslopeとなる。このとき、コイルＬに保持されたエネルギーが放出されるため、コンデンサＣが充電されて出力端子ＯＵＴからの出力電圧が高くなり、図１１（ｂ）のように、レベルシフタ３からの電圧Ｖthが高くなる。その後、再び、コンデンサＣが放電することで出力端子ＯＵＴからの出力電圧が低くなり、上述の動作が繰り返される。

このようなスイッチング電源装置において、第１の実施形態における図４と同様の構成の電流検出回路１０が設置されるとき、比較器４との接続関係が図１２のように示される。このとき、図１２に示すように、抵抗Ｒａと定電流源１１との接続ノードにドレインが接続されたｎチャネルのＭＯＳトランジスタＴｒｘと、ＭＯＳトランジスタＴｒｘのゲートにゲート及びドレインが接続されたＭＯＳトランジスタＴｒｙと、ＭＯＳトランジスタＴｒｙのソースにドレインが接続されたＭＯＳトランジスタＴｒｚと、ＭＯＳトランジスタＴｒｘのソースに接続された抵抗Ｒｃと、ＭＯＳトランジスタＴｒｙのソースに接続されたコンデンサＣ１と、ＭＯＳトランジスタＴｒｘのドレインに定電流源１２と、を備えることで、電流源２１が構成される。他の構成については、図４の構成と同一の構成となる。

このように構成されるとき、定電流源１２に電源電位が印加されるとともに、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒｃそれぞれの他端が接地される。そして、ＭＯＳトランジスタＴｒｚのゲートに発振器６からのクロック信号が入力される。このとき、ＭＯＳトランジスタＴｒｘを流れる電流Ｉslopeによる抵抗Ｒａの電圧降下量Ｒａ×Ｉslopeにより、電流源２１による電圧Ｖslopeが生成される。又、第１の実施形態と同様、定電流源１１を流れる電流Ｉoffによる抵抗Ｒａの電圧降下量Ｒａ×Ｉoffにより、電流源２０による電圧Ｖoffが生成される。

即ち、ハイとなるクロック信号がＭＯＳトランジスタＴｒｚのゲートに入力されると、ＭＯＳトランジスタＴｒｚがＯＮとなるため、コンデンサＣ１が放電され、ＭＯＳトランジスタＴｒｙのソース電圧が低くなって、ＭＯＳトランジスタＴｒｘ，Ｔｒｙのゲート電圧が低くなる。よって、ＭＯＳトランジスタＴｒｘに流れる電流値Ｉslopeが減少し、ＭＯＳトランジスタＴｒｘを流れる電流Ｉslopeによる抵抗Ｒａにおける電圧降下量Ｖslope（＝Ｒａ×Ｉslope）が小さくなる。

その後、発振器６からの信号がローとなると、ＭＯＳトランジスタＴｒｚがＯＦＦとなるため、コンデンサＣ１が充電され、ＭＯＳトランジスタＴｒｙのソース電圧が徐々に高くなって、ＭＯＳトランジスタＴｒｘ，Ｔｒｙのゲート電圧が徐々に高くなる。よって、ＭＯＳトランジスタＴｒｘに流れる電流値Ｉslopeが徐々に増加し、ＭＯＳトランジスタＴｒｘを流れる電流Ｉslopeによる抵抗Ｒａにおける電圧降下量Ｖslope（＝Ｒａ×Ｉslope）が大きくなる。

このように、抵抗Ｒａにスロープ補償電圧Ｖslopeが現れることによって、このスロープ補償電圧Ｖslopeが比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLに付加される。即ち、電源電圧Ｖccとするとともに、ＭＯＳトランジスタＴｒｂのＯＮ抵抗をＲｘとし、コイルＬの電流値ＩLに対してＭＯＳトランジスタＴｒａを流れる電流値がＡ×ＩLとなるとき、比較４の反転入力端子に、電圧ＶLとして、抵抗Ｒａの電圧降下によるオフセットが与えられた電圧Ｖcc−Ｒｘ×Ａ×ＩL−（Ｉoff＋Ｉslope）×Ｒａ（＝Ｖcc−Ｒｘ×Ａ×ＩL−Ｖoff−Ｖslope）が与えられる。

本実施形態のように、コイルＬの検出電流を表す電圧値に対してスロープ補償電圧を与えることによって、重負荷が与えられたときには、ＭＯＳトランジスタＴｒ１がＯＮとなるデューティ比が大きくなったときのコイルＬにおける電流バラツキを小さくすることができ、分周発振を抑制することができる。又、軽負荷又は無負荷が与えられるときには、クロック信号が与えられるときに同期して、比較器４からの出力をローとさせることができ、第１の実施形態と比べて、より効率よく動作させることができる。

尚、本実施形態において、第１の実施形態と同様、電圧源２０により一定のオフセット電圧Ｖoffが与えられるものとしたが、第２の実施形態と同様に、比較器４の出力に応じてオフセット電圧Ｖｘoffを切り換える電圧源２０ａを備えるものとしても構わない。このように、電圧源２０ａを備えてオフセット電圧Ｖｘoffを切り換えてヒステリシスを与えることで、第２の実施形態と同様、比較器４からクロック信号をより確実に出力させることができ、ＲＳフリップフロップ５における誤動作を防ぐことができる。

又、上述の各実施形態において、降圧型のスイッチング電源装置としたが、図１３Ａのような構成の昇圧型のスイッチング電源装置、又は、図１３Ｂのような構成の反転型のスイッチング電源装置としても構わない。尚、図１３Ａ及び図１３Ｂは、昇圧型及び反転型のスイッチング電源装置を第１の実施形態のスイッチング電源装置に適用したときの構成を示すものであるが、第２又は第３の実施形態におけるスイッチング電源装置に適用することもできる。

即ち、図１３Ａのような昇圧型のスイッチング電源装置は、電源電位が一端に印加されたコイルＬと、コイルＬの他端にドレインが接続されるとともにドライバ１ａによって制御されるｎチャネルのＭＯＳトランジスタＴｒｎと、ＭＯＳトランジスタＴｒｎのドレインにアノードが接続されるダイオードＤと、ダイオードＤのカソードに一端が接続されたコンデンサＣと、を備える。そして、コイルＬ又はＭＯＳトランジスタＴｒｎを流れる電流が電圧値として比較器４の反転入力端子に帰還される。このとき、オフセット電圧Ｖoffが電圧源２０によって与えられる。

又、図１３Ｂのような反転型のスイッチング電源装置は、一端が接地されたコイルＬと、コイルＬの他端にドレインが接続されるとともにドライバ１ｂによって制御されるｐチャネルのＭＯＳトランジスタＴｒｐと、ＭＯＳトランジスタＴｒｐのドレインにカソードが接続されるダイオードＤと、ダイオードＤのアノードに一端が接続されたコンデンサＣと、を備える。そして、コイルＬ又はＭＯＳトランジスタＴｒｐを流れる電流が電圧値として比較器４の反転入力端子に帰還される。このとき、オフセット電圧Ｖoffが電圧源２０によって与えられる。

更に、上述の各実施形態において、電源電位を基準にして各ブロックが動作するものとしたが、接地電位を基準にして各ブロックが動作するものとしても構わない。このとき、各ブロックがそれぞれ逆の極性となるように構成すれば良く、各ブロックの基本的な構成は上述の各実施形態における構成と同様とすることで実現可能である。更に、上述の各実施形態において、差動増幅器からの出力がレベルシフタを介して比較器に入力されるものとしたが、レベルシフタを解することなく差動増幅器からの出力が比較器に直接入力されるものとしても構わない。

本発明のスイッチング電源装置は、携帯電話や携帯端末装置などの携帯機器に適用することが可能である。このとき、携帯機器において、２次電池からの電圧を変圧して他の回路装置に電圧供給するスイッチング電源装置として動作する。よって、本発明のように構成することで、携帯機器の他の回路装置をＯＦＦとして軽負荷又は無負荷状態となったとき、スイッチング電源装置を高効率で動作させることができ、その消費電力を抑制することができる。

そのため、図３（ｄ）のように、発振器６より周期ｔｂ毎にハイとなるクロック信号が出力されても、図３（ｅ）のように、比較器４からＲＳフリップフロップ５のリセット端子にハイとなる信号が入力されるため、図３（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの出力信号はローのままである。よって、ドライバ１によって、ＭＯＳトランジスタＴｒ１がＯＦＦに保持されるとともにＭＯＳトランジスタＴｒ２がＯＮに保持される。

よって、ドライバ１によってＭＯＳトランジスタＴｒ１がＯＮとされるとともにＭＯＳトランジスタＴｒ２がＯＦＦとされ、図３（ａ）のように、コイルＬに電流が流れ始める。よって、このコイルＬに流れる電流ＩL分だけ、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLが電圧降下する。そして、図３（ａ）のようなコイルＬに流れる電流ＩLの増加に伴って、図３（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLが低くなる。そして、図３（ｂ）のように、この電圧ＶLがレベルシフタ３からの電圧Ｖthよりも低くなったとき、図３（ｅ）のように、比較器４からの信号がハイに切りかわるため、図３（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの信号がローとなる。

更に、図４に示すように、このＭＯＳトランジスタＴｒａのソースとＭＯＳトランジスタＴｒｂのドレインとの接続ノードに、一端が比較器４の反転入力端子に接続された抵抗Ｒａの他端が接続されるとともに、比較器４の反転入力端子に定電流を流す定電流源１１が接続される。この定電流源１１の他端が接地される。このように、抵抗Ｒａ及び定電流源１１が接続されることによって、抵抗Ｒａに定電流源１１による定電流Ｉoffを流すことで発生する抵抗Ｒａの電圧降下Ｒａ×Ｉoffをオフセット電圧Ｖoffとして与える。即ち、抵抗Ｒａ及び定電流原１１が電圧源２０として動作する。

尚、本実施形態においても、このように重負荷が接続されたとき、第１の実施形態と同様、コイルＬを流れる電流ＩLが検出されて得られた電圧が、電圧源２０aからのオフセット電圧Ｖｘoffに比べて十分に大きい。即ち、オフセット電圧Ｖｘoffとして与えられる電圧値Ｖｈoff，Ｖｌoffは、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLに対して与える影響について考慮しなくても良い範囲の電圧値とされる。

よって、図７（ａ）のように、コイルＬに電流が流れ始めるため、このコイルＬに流れる電流ＩL分だけ、図７（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLが電圧降下する。そして、図７（ｂ）のように、この電圧ＶLがレベルシフタ３からの電圧Ｖthよりも低くなったとき、図７（ｅ）のように、比較器４からの信号がハイに切りかわるため、図７（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの信号がローとなる。又、電圧源２０ａからのオフセット電圧Ｖｘoffの値がＶｈoffに切り換えられるため、比較器４の反転入力端子に入力される電圧ＶLがＶｈoff−Ｖｌoff分だけ低くなる。

このようなスイッチング電源装置において、第１の実施形態における図４と同様の構成の電流検出回路１０が設置されるとき、比較器４との接続関係が図８のように示される。このとき、図８に示すように、オフセット電圧Ｖoffを与えるための抵抗Ｒａが、比較器４の出力によって抵抗値が切り換えられる可変抵抗Ｒｂとされる。即ち、可変抵抗Ｒｂと定電流源１１とによって電圧源２０aが構成される。他の構成については、図４の構成と同一の構成となる。

そして、図１１（ｃ）のように発振器６からクロックが出力される直前に、図１１（ｆ）のように電圧源２１からのスロープ補償電圧Ｖslopeが最大値ＶSmaxから最小値０に変位するとき、図１１（ｂ）のように、レベルシフタ３から出力される電圧Ｖthが電圧ＶLよりも低くなる。即ち、図１１（ｂ）のように、比較器４の反転入力端子に与えられる電圧ＶLの値が、Ｖcc−Ｖoff−ＶSmaxからＶcc−Ｖoffに変位して高くなるとき、電圧Ｖthが電圧値Ｖcc−Ｖoffよりも低くなる。

このとき、図１１（ｅ）のように、比較器４よりローとなる信号が出力される。そして、スロープ補償電圧Ｖslopeが最大値ＶSmaxから最小値０に変位した直後に、図１１（ｄ）のように、発振器６よりハイとなるクロック信号が出力される。そのため、ＲＳフリップフロップ５のリセット端子がローとなる信号が入力された後に、セット端子にハイとなる信号が入力されて、図１１（ｃ）のように、ＲＳフリップフロップ５からの信号がハイに切りかわる。又、スロープ補償電圧Ｖslopeが最低値０となった後、図１１（ｆ）のように、再びその値が徐々に高くなる。そのため、図１１（ｂ）のように、スロープ補償電圧Ｖslopeの増加に応じて、比較器４の反転入力端子に与えられる電圧ＶLが低くなる。

このようなスイッチング電源装置において、第１の実施形態における図４と同様の構成の電流検出回路１０が設置されるとき、比較器４との接続関係が図１２のように示される。このとき、図１２に示すように、抵抗Ｒａと定電流源１１との接続ノードにドレインが接続されたｎチャネルのＭＯＳトランジスタＴｒｘと、ＭＯＳトランジスタＴｒｘのゲートにゲート及びドレインが接続されたＭＯＳトランジスタＴｒｙと、ＭＯＳトランジスタＴｒｙのソースにドレインが接続されたＭＯＳトランジスタＴｒｚと、ＭＯＳトランジスタＴｒｘのソースに接続された抵抗Ｒｃと、ＭＯＳトランジスタＴｒｙのソースに接続されたコンデンサＣ１と、ＭＯＳトランジスタＴｒｙのドレインに定電流源１２と、を備えることで、電流源２１が構成される。他の構成については、図４の構成と同一の構成となる。

符号の説明

Claims

ＯＮ／ＯＦＦ動作を行うスイッチング素子と、該スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行う制御回路と、前記スイッチング素子によって流れる電流量が制御されるコイルと、該コイルと接続されるとともに該コイルとともに整流動作を行うコンデンサと、一定の周期毎に前記スイッチング素子をＯＮと制御するための発振信号を前記制御回路に出力する発振器と、を備えるとともに、前記コンデンサと前記コイルとの接続ノードより出力電圧を出力するスイッチング電源装置において、
前記コイルを流れる電流値を検出して電圧値に変換して電流検出電圧として出力する電流検出部と、
前記電流検出部からの前記電流検出電圧にオフセット電圧を与える電圧源と、
前記電圧源で前記オフセット電圧が与えられた前記電流検出電圧と、前記出力電圧に応じた電圧と基準電圧との差に応じた電圧と、を比較する比較器と、
を備え、
前記比較器において、前記オフセット電圧が与えられた前記電流検出電圧の大きさが前記出力電圧に応じた電圧と前記基準電圧との差に応じた電圧よりも大きいことが確認されたとき、前記発振器からの前記発振信号を無効とするとともに、前記スイッチング素子をＯＦＦとすることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記比較器に与えられる前記電流検出電圧に対してスロープ補償波形が重畳されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記スロープ補償波形による周期が、前記発振器からの前記発振信号と同一の周期であることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
前記電圧源から与えられる前記オフセット電圧が、前記比較器の比較結果に応じて変化することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記出力電圧に応じた電圧と前記基準電圧とが入力される差動増幅器を備えるとともに、該差動増幅器から出力される前記出力電圧に応じた電圧と前記基準電圧との差に応じた電圧が前記比較器に与えられることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記差動増幅器から出力される電圧のレベル変換を行うレベルシフタを備えることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
前記制御回路が、
前記発振器からの前記発振信号がセット端子に入力されるとともに、前記比較器からの出力がリセット端子に入力されるフリップフロップ回路と、
該フリップフロップ回路からの出力に応じて前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するドライバと、
を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記電流検出部が、
前記スイッチング素子の出力側と第１電極が接続されるとともに、前記制御回路から前記スイッチング素子に与える信号が制御電極に入力される検出用トランジスタと、
該検出用トランジスタの第２電極に一端が接続されるとともに他端に直流電圧が印加された抵抗と、
を備え、
前記検出用トランジスタの第２電極に現れる電圧が、前記電流検出電圧となることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
請求項１〜請求項８のいずれかに記載のスイッチング電源装置を備えることを特徴とする携帯機器。