JP4823604B2 - ソフトスタート回路、電源装置、電気機器 - Google Patents

Description

本発明は、入力電圧から所望の出力電圧を生成する電源装置及びこれを用いた電気機器に関するものであり、特に、そのソフトスタート回路に関するものである。

従来の一般的な直流安定化電源装置は、出力電圧に応じて変動する帰還電圧と所定の基準電圧との差電圧を増幅する誤差増幅器を有して成り、当該誤差増幅器の出力信号（誤差電圧）を用いて出力トランジスタのスイッチング制御を行う構成とされていた。より具体的に述べると、このような直流安定化電源装置は、上記の誤差電圧と所定のスロープ電圧との比較結果に応じたデューティのＰＷＭ［Pulse Width Modulation］信号を生成し、当該ＰＷＭ信号を用いて出力トランジスタのオン／オフを制御する構成とされていた（例えば、本願出願人による特許文献１を参照）。

また、上記従来の直流安定化電源装置は、電源投入時（出力電圧の過小時）における負荷への大電流を防止する手段として、ソフトスタート回路を備えた構成とされていた。より具体的に述べると、上記のソフトスタート回路は、図８に示す通り、定電流源Ｉ１からコンデンサＣｓｓに所定の定電流ｉ１（例えば、１００［ｎＡ］）を流し込むことで、電源投入後から緩やかに上昇を開始するソフトスタート電圧Ｖｓｓを生成する構成とされており、ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰでは、誤差電圧Ｖｅｒｒ及びソフトスタート電圧Ｖｓｓのいずれか低い方と、所定のスロープ電圧Ｖｓｌｐとを比較することで、その比較結果に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成する構成とされていた。

特開平７−３３６９９９号公報

確かに、上記従来の直流安定化電源装置であれば、ソフトスタート回路を設けたことにより、電源投入時における負荷への大電流を防止することができる。

しかしながら、上記従来のソフトスタート回路では、以下のような理由により、ソフトスタート電圧Ｖｓｓの上昇をより一層緩やかなものとすることが難しかった。

すなわち、ソフトスタート電圧Ｖｓｓの上昇傾きを緩やかなものとするためには、コンデンサＣｓｓの容量を大きくするか、或いは、これに流し込む定電流ｉ１を小さくする必要がある。

しかし、コンデンサＣｓｓの容量を大きくするには、非常に大きな占有面積を必要とするため、ＬＳＩへの集積化を図る上では不利な手法であった。例えば、ソフトスタート電圧Ｖｓｓの上昇傾きを現状よりも１／１０に低減したい場合には、コンデンサＣｓｓの容量（占有面積）を１０倍程度に拡大せねばならず、ＬＳＩへの集積化はもはや非現実的であり、通常、このような大容量のコンデンサＣｓｓは、外付けとせざるを得なかった。

一方、コンデンサＣｓｓには、従来より、１００［ｎＡ］程度の微小な定電流ｉ１を流し込んでおり、これを一層低減する場合には、その生成精度をいかにして維持するかが問題であった。なお、単純に定電流源Ｉ１の出力電流を絞るだけでは、定電流ｉ１の生成精度の維持が困難であり、最悪のケースでは、装置が全く立ち上がらないおそれもあった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、占有面積の拡大や精度の悪化を招くことなく、ソフトスタート電圧の上昇をより一層緩やかなものとすることが可能なソフトスタート回路、並びに、これを用いた電源装置及び電気機器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係るソフトスタート回路は、第１定電流を生成する第１定電流源と、第１定電流よりも小さい第２定電流を生成する第２定電流源と、第１定電流から第２定電流を差し引いた電流が流し込まれるコンデンサと、を有して成り、前記コンデンサの一端に現れる充電電圧をソフトスタート用の比較電圧として出力する構成（第１の構成）とされている。

なお、本発明に係るソフトスタート回路は、所定の定電流を生成する定電流源と、前記定電流から第１ミラー電流を生成する第１カレントミラー回路と、前記定電流から第１ミラー電流よりも小さい第２ミラー電流を生成する第２カレントミラー回路と、第１ミラー電流から第２ミラー電流を差し引いた電流が流し込まれるコンデンサと、を有して成り、前記コンデンサの一端に現れる充電電圧をソフトスタート用の比較電圧として出力する構成（第２の構成）としてもよい。

なお、上記第１または第２の構成から成るソフトスタート回路は、前記コンデンサの充電電圧を分圧する分圧回路を有して成り、前記分圧回路で生成される分圧電圧を前記ソフトスタート用の比較電圧として出力する構成（第３の構成）にするとよい。

また、上記第３の構成から成るソフトスタート回路は、前記コンデンサの充電電圧と所定の閾値電圧とを比較するコンパレータと；電源ラインと前記分圧回路の出力端との間に挿入され、前記コンパレータの出力論理に応じてオン／オフ制御されるスイッチ素子と；を有して成り、前記スイッチ素子は、前記コンデンサの充電電圧が前記所定の閾値電圧以上となったときにオン状態に遷移される構成（第４の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第４いずれかの構成から成るソフトスタート回路は、前記コンデンサの一端に接続される外部端子を有して成る構成（第５の構成）にするとよい。

また、本発明に係る電源装置は、そのオン／オフ制御に応じて入力電圧から出力電圧を生成する出力トランジスタと；前記出力電圧に応じた帰還電圧と所定の基準電圧との差分を増幅して誤差電圧を生成する誤差増幅器と；電源投入後から上昇を開始するソフトスタート用の比較電圧を生成するソフトスタート回路と；前記誤差電圧及び前記ソフトスタート用の比較電圧のいずれか低い方と、所定のスロープ電圧とを比較することで、その比較結果に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭコンパレータと；前記ＰＷＭ信号を用いて前記出力トランジスタのオン／オフ制御を行う手段と；を有して成る電源装置であって、前記ソフトスタート回路として、請求項１〜請求項５のいずれかに記載のソフトスタート回路を備えて成る構成（第６の構成）とされている。

また、上記第６の構成から成る電源装置は、一端が前記入力電圧の印加端に接続され、他端が前記出力トランジスタの一端に接続されるインダクタと；アノードが前記出力トランジスタの一端に接続され、カソードが前記出力電圧の引出端に接続されるダイオードと；一端が前記出力電圧の引出端に接続され、他端が基準電圧の印加端に接続されるコンデンサと；を有して成り、前記入力電圧を昇圧して前記出力電圧を生成する構成（第７の構成）にするとよい。

また、本発明に係る電気機器は、機器の電源であるバッテリと、前記バッテリの出力変換手段である電源装置と、を有して成る電気機器であって、前記電源装置として、上記第６又は第７の構成から成る電源装置を備えて成る構成（第８の構成）とされている。

本発明に依れば、占有面積の拡大や精度の悪化を招くことなく、ソフトスタート電圧の上昇をより一層緩やかなものとすることが可能なソフトスタート回路、並びに、これを用いた電源装置及び電気機器を提供することが可能となる。

以下では、携帯電話端末に搭載され、バッテリの出力電圧を変換して端末各部（特に、ＣＣＤ［Charge Coupled device］カメラ）の駆動電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータに本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行う。

図１は、本発明に係る携帯電話端末の一実施形態を示すブロック図（特に、ＣＣＤカメラへの電源系部分）である。本図に示すように、本実施形態の携帯電話端末は、装置電源であるバッテリ１と、バッテリ１の出力変換手段であるシステムレギュレータＩＣ２と、携帯電話端末の撮像手段であるＣＣＤカメラモジュール３と、を有して成る。なお、本図には明示されていないが、本実施形態の携帯電話端末は、上記構成要素のほか、その本質機能（通信機能など）を実現する手段として、送受信回路部、スピーカ部、マイク部、表示部、操作部、メモリ部など、を当然に有して成る。

ＣＣＤカメラモジュール３は、それを構成するＣＣＤ素子やＤＳＰ［Digital Signal Processor］、或いは、そのＩ／Ｏ［Input/Output］回路の駆動に際して、複数の駆動電圧（例えば、＋１５．０［Ｖ］、＋３．０［Ｖ］、＋１．８［Ｖ］、−８．０［Ｖ］）を必要とする。そのため、システムレギュレータＩＣ２は、バッテリ電圧Ｖｂａｔ（例えば３．０［Ｖ］）を所定の正昇圧電圧ＶＰ（例えば＋１８［Ｖ］）まで正昇圧する正昇圧回路２Ｐと、同じくバッテリ電圧Ｖｂａｔを所定の負昇圧電圧ＶＭ（例えば−８［Ｖ］）まで負昇圧する負昇圧回路２Ｍと、を有するほか、バッテリ電圧Ｖｂａｔ或いは正昇圧電圧ＶＰから複数の正電圧ＶＰ１〜Ｖｐｎを生成する手段として、第１〜第ｎレギュレータ回路（シリーズレギュレータ回路）２１〜２ｎを有して成る。なお、正電圧ＶＰ１〜ＶＰｎ及び負昇圧電圧ＶＭは、いずれもＣＣＤカメラモジュール３に供給される。

図２は、正昇圧回路２Ｐの一構成例として、ピークカレントモード方式の電源回路を示す回路図（一部にブロック図を含む）である。本図に示す通り、本実施形態の正昇圧回路２Ｐは、Ｎチャネル電界効果トランジスタＮ１と、センス抵抗Ｒｓと、誤差増幅器ＡＭＰ１と、増幅器ＡＭＰ２と、直流電圧源Ｅ１と、ソフトスタート回路ＳＳと、発振器ＯＳＣと、加算器ＡＤＤと、ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰと、リセット優先型ＳＲフリップフロップＦＦと、ドライバ回路（バッファ回路）ＤＲＶと、を集積化して成るほか、外部端子Ｔ１、Ｔ２に外付けされる素子として、出力インダクタＬ１と、逆流防止ダイオード（ショットキーバリアダイオード）Ｄ１と、出力コンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１〜Ｒ２と、を有して成る。

トランジスタＮ１のドレインは、外部端子（スイッチ端子）Ｔ１に接続されている。トランジスタＮ１のソースは、センス抵抗Ｒｓ（数十［ｍΩ］）を介して接地されている。

誤差増幅器ＡＭＰ１の反転入力端（−）は、外部端子（帰還端子）Ｔ２に接続されている。誤差増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端（＋）は、直流電圧源Ｅ１の正極端に接続されている。直流電圧源Ｅ１の負極端は接地されている。

増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端（＋）は、センス抵抗Ｒｓの一端（電源側）に接続されており、反転入力端（−）は、センス抵抗Ｒｓの他端（接地側）に接続されている。

加算器の一入力端は、増幅器ＡＭＰ２の出力端に接続されており、他入力端は、発振器ＯＳＣの第１出力端（三角波電圧出力端）に接続されている。

ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰの非反転入力端（＋）は、加算器ＡＤＤの出力端に接続されている。ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰの第１反転入力端（−）は、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力端に接続されている。ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰの第２反転入力端（−）は、ソフトスタート回路ＳＳの出力端に接続されている。

フリップフロップＦＦのセット入力端（Ｓ）は、発振器ＯＳＣの第２出力端（クロック出力端）に接続されている。フリップフロップＦＦのリセット入力端（Ｒ）は、ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰの出力端に接続されている。フリップフロップＦＦの出力端（Ｑ）はドライバ回路ＤＲＶを介して、トランジスタＮ１のゲートに接続されている。

システムレギュレータＩＣ２の外部にて、外部端子Ｔ１は、出力インダクタＬ１（数十［μＨ］）を介してバッテリ１の出力端（バッテリ電圧Ｖｂａｔ）に接続される一方、逆流防止ダイオードＤ１のアノードにも接続されている。逆流防止ダイオードＤ１のカソードは、正昇圧回路２Ｐの出力端として、第１レギュレータ２１（不図示）の入力端に接続される一方、出力コンデンサＣ１（数［μＦ］）を介して接地されている。また、正昇圧回路２Ｐの出力端は、抵抗Ｒ１、Ｒ２を介しても接地されている。なお、抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードは、システムレギュレータＩＣ２の外部端子Ｔ２に接続されている。

すなわち、上記構成から成る正昇圧回路２Ｐは、スイッチング素子として異なる２電位間（バッテリ電圧Ｖｂａｔ・接地電圧ＧＮＤ間）に接続されたトランジスタＮ１のドレインから所望の正昇圧電圧ＶＰを得る昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、その駆動方式としては、出力電圧ＶＰのモニタ結果だけでなく、トランジスタＮ１に流れる駆動電流のモニタ結果に基づいて、トランジスタＮ１の駆動制御を行うピークカレントモード制御方式が採用されている。

上記構成から成る正昇圧回路２ＰのＰＷＭ動作（正昇圧電圧ＶＰの定常時）について、図３を参照しながら、詳細に説明する。

誤差増幅器ＡＭＰ１は、非反転入力端（＋）に印加される基準電圧Ｖｒｅｆ（直流電圧源Ｅ１の起電圧）と、反転入力端（−）に印加される帰還電圧Ｖｆｂ（正昇圧電圧ＶＰの分圧電圧）との差電圧を増幅して誤差電圧Ｖｅｒｒを生成する。すなわち、誤差電圧Ｖｅｒｒは、正昇圧電圧ＶＰとその目標値との誤差が大きいほどハイレベルとなる。

ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰは、第１反転入力端（−）に印加される誤差電圧Ｖｅｒｒ及び第２反転入力端に印加されるソフトスタート電圧Ｖｓｓのいずれか低い方と、非反転入力端子（＋）に印加されるスロープ電圧Ｖｓｌｐ（発振器ＯＳＣの基準三角波電圧と増幅器ＡＭＰ２の出力電圧とを足し合わせた加算器ＡＤＤの出力電圧）と、を比較することで、その比較結果に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成する。すなわち、正昇圧電圧ＶＰの定常時（誤差電圧Ｖｅｒｒがソフトスタート電圧Ｖｓｓを下回って以後、すなわち、ソフトスタート期間の終了後）において、上記のＰＷＭ信号の論理は、誤差電圧Ｖｅｒｒがスロープ電圧Ｖｓｌｐよりも高ければローレベルとなり、低ければハイレベルとなる。

上記のＰＷＭ信号（フリップフロップＦＦのリセット信号）がローレベルとされている間、トランジスタＮ１のゲート信号Ｓｇは、フリップフロップＦＦのセット端子（Ｓ）に印加されるクロック信号ＣＬＫ（数百［ｋＨｚ］〜数［ＭＨｚ］）の立上がりでハイレベルに保持される。従って、トランジスタＮ１はオン状態とされる。一方、ＰＷＭ信号がハイレベルとされている間は、クロック信号ＣＬＫに関係なくゲート信号Ｓｇがローレベルに保持される。従って、トランジスタＮ１はオフ状態とされる。

このように、ピークカレントモード制御方式の正昇圧回路２Ｐでは、出力電圧ＶＰのモニタ結果だけでなく、トランジスタＮ１に流れる駆動電流のモニタ結果に基づいて、トランジスタＮ１の駆動制御が行われる。従って、本実施形態の正昇圧回路２Ｐであれば、急峻な負荷変動に誤差電圧Ｖｅｒｒが追従できなくても、トランジスタＮ１に流れる駆動電流のモニタ結果に応じてトランジスタＮ１を直接駆動制御することができるので、正昇圧電圧ＶＰの変動を効果的に抑えることが可能となる。すなわち、本実施形態の正昇圧回路２Ｐであれば、出力コンデンサＣ１を大容量化する必要がないので、不要なコストアップや出力コンデンサＣ１の大型化を回避することもできる。

なお、正昇圧回路２Ｐの起動直後は、正昇圧電圧ＶＰがゼロであるため、誤差電圧Ｖｅｒｒが極めて大きくなる。従って、当該誤差電圧Ｖｅｒｒとスロープ電圧Ｖｓｌｐとの比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成すると、そのデューティが過大となり、出力インダクタＬ１に大電流が流れてしまうことになる。

そこで、本実施形態の正昇圧回路２Ｐは、先述した通り、誤差電圧Ｖｅｒｒとは別に、電源投入後から緩やかに上昇を開始するソフトスタート電圧ＶｓｓをＰＷＭコンパレータＰＣＭＰに入力しておき、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが誤差電圧Ｖｅｒｒよりも低いときには、誤差電圧Ｖｅｒｒに依ることなく、より低いソフトスタート電圧Ｖｓｓとスロープ電圧Ｖｓｌｐとの比較結果に応じてＰＷＭ信号のデューティを決定する構成とされている（図４を参照）。

以下では、ソフトスタート電圧Ｖｓｓを生成するソフトスタート回路ＳＳの構成並びに動作について、図５及び図６を参照しながら、詳細に説明する。図５は、ソフトスタート回路ＳＳの一構成例を示す回路図であり、図６は、ソフトスタート回路ＳＳの動作を説明するための図である。なお、図６（ａ）、（ｂ）の縦軸は、それぞれソフトスタート電圧Ｖｓｓ及びコンデンサＣｓｓの充電電圧Ｖｃを示しており、横軸は、いずれも時間ｔの経過を示している。また、図６（ａ）において、実線Ａは本発明適用時の電圧挙動を示しており、破線Ｂは従来の電圧挙動（すなわち、コンデンサＣｓｓの容量を図５のそれと同値に設定した上で、図８の従来構成を採用した場合の電圧挙動）を参考までに示している。また、小破線Ｃは、後述するソフトスタート電圧Ｖｓｓの引上げ手段（コンパレータＣＭＰ、トランジスタＮｄ、及び、直流電圧源Ｅａ）がない場合の電圧挙動を示している。

図５に示す通り、本実施形態のソフトスタート回路ＳＳは、Ｎチャネル電界効果トランジスタＮａ〜Ｎｄと、Ｐチャネル電界効果トランジスタＰａ〜Ｐｂと、定電流源Ｉ１と、コンデンサＣｓｓと、バッファＢＵＦと、抵抗Ｒａ〜Ｒｂと、コンパレータＣＭＰと、直流電圧源Ｅａと、を有して成る。

トランジスタＮａのドレインは、定電流源Ｉ１を介して、電源ライン（バッテリ電圧Ｖｂａｔ）に接続されている。トランジスタＮａのソースは接地されている。トランジスタＮａのゲートは、トランジスタＮｂ、Ｎｃのゲートに接続される一方、自身のドレインにも接続されている。トランジスタＮｂのドレインは、トランジスタＰａのドレインに接続されている。トランジスタＮｂのソースは接地されている。トランジスタＮｃのドレインは、コンデンサＣｓｓの一端に接続されている。トランジスタＮｃのソースは接地されている。なお、トランジスタＮａ〜Ｎｃのゲート面積ＳＮａ〜ＳＮｃは、ＳＮａ：ＳＮｂ：ＳＮｃ＝１０：１０：８となるように設計されている。

トランジスタＰａ、Ｐｂのソースは、いずれも電源ライン（バッテリ電圧Ｖｂａｔ）に接続されている。トランジスタＰａ、Ｐｂのゲートは、互いに接続されるとともに、トランジスタＰａのドレインにも接続されている。トランジスタＰｂのドレインは、コンデンサＣｓｓの一端に接続されている。なお、トランジスタＰａ、Ｐｂのゲート面積ＳＰａ、ＳＰｂは、ＳＰａ：ＳＰｂ＝１：１となるように設計されている。

コンデンサＣｓｓの一端は、先述したトランジスタＮｃ、Ｐｂの各ドレインのほか、バッファＢＵＦの入力端と、コンパレータＣＭＰの非反転入力端（＋）と、外部端子（テスト端子）Ｔ３と、に各々接続されている。コンデンサＣｓｓの他端は接地されている。

バッファＢＵＦの出力端は、抵抗Ｒａ、Ｒｂを介して接地されている。抵抗Ｒａ、Ｒｂの接続ノードは、ソフトスタート回路ＳＳの出力端として、ＰＷＭコンパレータＰＣＭＰの第２反転入力端（−）に接続されている。

コンパレータＣＭＰの反転入力端（−）は直流電圧源Ｅａの正極端に接続されている。コンパレータＣＭＰの出力端は、トランジスタＮｄのゲートに接続されている。トランジスタＮｄのドレインは、電源ライン（バッテリ電圧Ｖｂａｔ）に接続されている。トランジスタＮｄのソースは、ソフトスタート回路ＳＳの出力端に接続されている。

上記から分かる通り、本実施形態のソフトスタート回路ＳＳは、所定の定電流ｉ１（本実施形態では１００［ｎＡ］）を生成する定電流源Ｉ１と、定電流ｉ１から第１ミラー電流ｍ１（本実施形態では定電流ｉ１と同値）を生成する第１カレントミラー回路（トランジスタＮａ〜Ｎｂ、トランジスタＰａ〜Ｐｂ）と、定電流ｉ１から第１ミラー電流ｍ１よりも小さい第２ミラー電流ｍ２（本実施形態では８０［ｎＡ］）を生成する第２カレントミラー回路（トランジスタＮａ、Ｎｃ）と、第１ミラー電流ｍ１から第２ミラー電流ｍ２を差し引いた電流（ｍ１−ｍ２）（本実施形態では２０［ｎＡ］）が流し込まれるコンデンサＣｓｓと、コンデンサＣｓｓの充電電圧Ｖｃを分圧する分圧回路（抵抗Ｒａ、Ｒｂ）と、を有して成り、前記分圧回路で生成される分圧電圧をソフトスタート電圧Ｖｓｓとして出力する構成とされている。

言い換えれば、本実施形態のソフトスタート回路ＳＳは、図８の従来構成と同様、１００［ｎＡ］の定電流ｉ１及び第１ミラー電流ｍ１を生成しておき、そこから８０［ｎＡ］の第２ミラー電流ｍ２を引き抜くことによって、２０［ｎＡ］という微小な充電電流をコンデンサＣｓｓに流し込み、さらに、その一端で得られる充電電圧ＶｃをバッファＢＵＦで受けた後、分圧回路（Ｒａ、Ｒｂ）にて例えば１／２に分圧することで、所望のソフトスタート電圧Ｖｓｓを生成する構成とされている。

このような構成とすることにより、コンデンサＣｓｓの大容量化（占有面積の拡大）や定電流源Ｉ１の微小電流化（精度の悪化）を招くことなく、ソフトスタート電圧Ｖｓｓの上昇傾きを従来構成（すなわち、コンデンサＣｓｓの容量を図５のそれと同値に設定した上で、図８の従来構成を採用した場合）に比べて１／１０程度にまで低減することができる（図６（ａ）を参照）。従って、正昇圧回路２Ｐにおけるソフトスタート期間を十分に確保して、装置起動時における大電流をより確実に回避することが可能となる。

なお、本実施形態のソフトスタート回路ＳＳは、コンデンサＣｓｓへの充電電流を生成する際に差し引きされる定電流ｍ１、ｍ２を複数の定電流源で各個別に生成するのではなく、単一の定電流ｉ１を基準とする第１、第２カレントミラー回路を用いることで、互いに相関関係のある第１、第２ミラー電流ｍ１、ｍ２を生成する構成とされている。

このような構成とすることにより、複数の定電流源を用いた場合と異なり、回路素子の製造ばらつき等が生じても、第１、第２ミラー電流ｍ１、ｍ２の大小関係が逆転しにくいので、装置が全く立ち上がらないといった不具合発生のおそれを低減することができる。

なお、本実施形態のソフトスタート回路ＳＳは、充電電圧Ｖｃの上昇傾きをさらに寝かせるべく、その充電電圧Ｖｃを１／２に分圧した分圧電圧をソフトスタート電圧Ｖｓｓとして出力する構成であるが故に、その電圧レベルは、最終的にバッテリ電圧Ｖｂａｔの１／２（最大で１．５［Ｖ］）までしか上がらない（図６（ａ）の小破線Ｃを参照）。そのため、バッテリ１の消耗によってバッテリ電圧Ｖｂａｔが落ちてくると、装置が定常状態（起動時以外）であるにも関わらず、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが誤差電圧Ｖｅｒｒを下回り、そのフィードバック動作に支障を生じるおそれがある。

そこで、本実施形態のソフトスタート回路ＳＳは、上記不具合の解消手段（ソフトスタート電圧Ｖｓｓの引上げ手段）として、コンデンサＶｓｓの充電電圧Ｖｃと所定の閾値電圧Ｖｔｈ（本実施形態では、バッテリ電圧Ｖｂａｔと同値、或いは、それよりも僅かに低い電圧値、図６（ｂ）を参照）とを比較するコンパレータＣＭＰと；電源ライン（バッテリ電圧Ｖｂａｔ）と分圧回路（Ｒａ、Ｒｂ）の出力端との間に挿入され、コンパレータＣＭＰの出力論理に応じてオン／オフ制御されるトランジスタＮｄと；を有して成る構成とされている。

このような構成とすることにより、ソフトスタート動作が完了した後には、ソフトスタート電圧Ｖｓｓをバッテリ電圧Ｖｂａｔまで引き上げることができる。従って、バッテリ電圧Ｖｂａｔが落ちてきても、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが正昇圧回路２Ｐのフィードバック動作に支障を生じるおそれを解消することができる。

なお、上記の閾値電圧Ｖｔｈとしては、ソフトスタート動作が確実に不要となるタイミングを示すことのできる電圧値を設定すればよく、例えば、スロープ電圧Ｖｓｌｐの上限電圧値、或いは、それよりも僅かに高い電圧値を設定しても構わない。

また、本実施形態のソフトスタート回路ＳＳは、システムレギュレータＩＣ２の評価用に、コンデンサＣｓｓの一端に接続される外部端子Ｔ３を有して成る構成とされている。このような構成とすることにより、ソフトスタート回路ＳＳに問題がなければ、外部端子Ｔ３をグランドに落とすことで、第１ミラー電流ｍ１（すなわち１００［ｎＡ］）が計測されるはずであり、逆に、外部端子Ｔ３をバッテリ電圧Ｖｂａｔに引き上げることで、第２ミラー電流（すなわち８０［ｎＡ］）が計測されるはずである。すなわち、外部端子Ｔ３を用いた評価手法であれば、２０［ｎＡ］といった微小な充電電流の絶対値を計測するのではなく、第１、第２ミラー電流ｍ１、ｍ２という比較的大きな電流値を計測することで、システムレギュレータＩＣ２の評価を行うことが可能となる。

なお、上記の実施形態では、本発明をピークカレントモード制御方式の正昇圧回路２Ｐに適用した場合を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、入力電圧から所望の出力電圧を生成する直流安定化電源装置全般に広く適用することが可能である。

例えば、図７に示すように、出力電圧ＶＰに応じて変動する帰還電圧Ｖｆｂと所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧を増幅する誤差増幅器ＡＭＰ１を有して成り、当該誤差増幅器ＡＭＰ１の出力信号（誤差電圧Ｖｅｒｒ）を用いて出力トランジスタＮ１のスイッチング制御を行う一般的な直流安定化電源装置につき、図５に示すソフトスタート回路ＳＳを設けた構成としても、上記と同様の作用・効果を得ることが可能である。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、上記実施形態では、コンデンサＣｓｓの充電電圧Ｖｃを分圧する分圧回路（Ｒａ、Ｒｂ）を有して成り、前記分圧回路で生成される分圧電圧をソフトスタート電圧Ｖｓｓとして出力する構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、コンデンサＣｓｓの充電電圧を直接ソフトスタート電圧Ｖｓｓとして出力する構成としても構わない。

また、上記の実施形態では、逆流防止用ダイオードＤ１としてショットキーバリアダイオードを用いた場合のみを示したが、通常のダイオードでも構わないし、同期整流スイッチ回路を追加すれば、これを設けなくても構わない。

また、トランジスタのＰチャネルとＮチャネルが逆構成となる回路にしてもよい。

また、コンデンサＣｓｓの放電回路を設けておくとよい。

また、トランジスタＮ１やセンス抵抗Ｒｓを外付けとしたり、抵抗Ｒ１、Ｒ２を内蔵としてもよい。

本発明は、ソフトスタート期間を十分に確保し、装置起動時における大電流をより確実に回避する必要のあるアプリケーション（例えば、負荷変動に対する応答性の高いピークカレントモード制御方式の直流安定化電源装置や、電池を用いた機器の電源装置など）に好適な技術である。

は、本発明に係る携帯電話端末の一実施形態を示すブロック図である。 は、正昇圧回路２Ｐの一構成例を示す回路図である。 は、正昇圧回路２ＰのＰＷＭ動作（定常時）を説明するための図である。 は、正昇圧回路２ＰのＰＷＭ動作（起動時）を説明するための図である。 は、ソフトスタート回路ＳＳの一構成例を示す回路図である。 は、ソフトスタート回路ＳＳの動作を説明するための図である。 は、正昇圧回路２Ｐの別構成例を示す回路図である。 は、ソフトスタート回路の一従来例を示す回路図である。

符号の説明

１ バッテリ
２ システムレギュレータＩＣ
２Ｐ 正昇圧回路
２Ｍ 負昇圧回路
２１〜２ｎ 第１〜第ｎレギュレータ回路
３ ＣＣＤカメラモジュール
Ｎ１ Ｎチャネル電界効果トランジスタ
Ｒｓ センス抵抗
ＡＭＰ１ 誤差増幅器
ＡＭＰ２ 増幅器
Ｅ１ 直流電圧源
ＳＳ ソフトスタート回路
ＯＳＣ 発振器
ＡＤＤ 加算器
ＰＣＭＰ ＰＷＭコンパレータ
ＦＦ ＳＲフリップフロップ（リセット優先）
ＤＲＶ ドライバ回路
Ｌ１ 出力インダクタ
Ｄ１ 逆流防止ダイオード（ショットキーバリアダイオード）
Ｃ１ 出力コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ２ 抵抗
Ｔ１〜Ｔ３ 外部端子
Ｎａ〜Ｎｄ Ｎチャネル電界効果トランジスタ
Ｐａ〜Ｐｂ Ｐチャネル電界効果トランジスタ
Ｉ１ 定電流源
Ｃｓｓ コンデンサ
ＢＵＦ バッファ
Ｒａ〜Ｒｂ 抵抗
ＣＭＰ コンパレータ

Claims (6)

1. 第１定電流を生成する第１定電流源と、
   第１定電流よりも小さい第２定電流を生成する第２定電流源と、
   第１定電流から第２定電流を差し引いた電流が流し込まれるコンデンサと、
   前記コンデンサの一端に現れる充電電圧を分圧して分圧電圧を生成する分圧回路と、
   を有して成り、
   前記分圧電圧をソフトスタート用の比較電圧として出力するものであって、さらに、
   前記コンデンサの充電電圧と所定の閾値電圧とを比較するコンパレータと、
   電源ラインと前記分圧回路の出力端との間に挿入され、前記コンパレータの出力論理に応じてオン／オフ制御されるスイッチ素子と、
   を有して成り、
   前記スイッチ素子は、前記コンデンサの充電電圧が前記所定の閾値電圧以上となったときにオン状態に遷移されることを特徴とするソフトスタート回路。
2. 所定の定電流を生成する定電流源と、
   前記定電流から第１ミラー電流を生成する第１カレントミラー回路と、
   前記定電流から第１ミラー電流よりも小さい第２ミラー電流を生成する第２カレントミラー回路と、
   第１ミラー電流から第２ミラー電流を差し引いた電流が流し込まれるコンデンサと、
   前記コンデンサの一端に現れる充電電圧を分圧して分圧電圧を生成する分圧回路と、
   を有して成り、
   前記分圧電圧をソフトスタート用の比較電圧として出力するものであって、さらに、
   前記コンデンサの充電電圧と所定の閾値電圧とを比較するコンパレータと、
   電源ラインと前記分圧回路の出力端との間に挿入され、前記コンパレータの出力論理に応じてオン／オフ制御されるスイッチ素子と、
   を有して成り、
   前記スイッチ素子は、前記コンデンサの充電電圧が前記所定の閾値電圧以上となったときにオン状態に遷移されることを特徴とするソフトスタート回路。
3. 前記コンデンサの一端に接続される外部端子を有して成ることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のソフトスタート回路。
4. そのオン／オフ制御に応じて入力電圧から出力電圧を生成する出力トランジスタと；前記出力電圧に応じた帰還電圧と所定の基準電圧との差分を増幅して誤差電圧を生成する誤差増幅器と；電源投入後から上昇を開始するソフトスタート用の比較電圧を生成するソフトスタート回路と；前記誤差電圧及び前記ソフトスタート用の比較電圧のいずれか低い方と、所定のスロープ電圧とを比較することで、その比較結果に応じたデューティのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭコンパレータと；前記ＰＷＭ信号を用いて前記出力トランジスタのオン／オフ制御を行う手段と；を有して成る電源装置であって、前記ソフトスタート回路として、請求項１〜請求項３のいずれかに記載のソフトスタート回路を備えて成ることを特徴とする電源装置。
5. 一端が前記入力電圧の印加端に接続され、他端が前記出力トランジスタの一端に接続されるインダクタと；アノードが前記出力トランジスタの一端に接続され、カソードが前記出力電圧の引出端に接続されるダイオードと；一端が前記出力電圧の引出端に接続され、他端が基準電圧の印加端に接続されるコンデンサと；を有して成り、前記入力電圧を昇圧して前記出力電圧を生成することを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 機器の電源であるバッテリと、前記バッテリの出力変換手段である電源装置と、を有して成る電気機器であって、前記電源装置として、請求項４又は請求項５に記載の電源装置を備えて成ることを特徴とする電気機器。

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