JP2014003812A - 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 - Google Patents
電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2014003812A JP2014003812A JP2012137680A JP2012137680A JP2014003812A JP 2014003812 A JP2014003812 A JP 2014003812A JP 2012137680 A JP2012137680 A JP 2012137680A JP 2012137680 A JP2012137680 A JP 2012137680A JP 2014003812 A JP2014003812 A JP 2014003812A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- power supply
- pulse
- time
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/36—Means for starting or stopping converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
Abstract
【課題】電源装置の低消費電力化を実現する。
【解決手段】電源装置１は、誤差電圧ＥＲＲとスロープ電圧ＳＬＰとを比較して比較信号Ｓ０を生成するコンパレータ１０９と、クロック信号ＣＬＫと比較信号Ｓ０に基づいてＰＷＭパルスＳ１ａを生成するＰＷＭパルス生成部１１０と、比較信号Ｓ０をトリガとしてオン時間とオン回数が一定のオン時間固定パルスＳ１ｂを生成するオン時間固定パルス生成部１１１と、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが所定の閾値電圧を上回った時点で一度だけオン時間とオン回数が一定のワンショットパルスＳ１ｃを生成するワンショットパルス生成部１１２と、ＰＷＭパルスＳ１ａ、オン時間固定パルスＳ１ｂ、及び、ワンショットパルスＳ１ｃのいずれか一つを選択するセレクタ１１４と、を有する。
【選択図】図１
【解決手段】電源装置１は、誤差電圧ＥＲＲとスロープ電圧ＳＬＰとを比較して比較信号Ｓ０を生成するコンパレータ１０９と、クロック信号ＣＬＫと比較信号Ｓ０に基づいてＰＷＭパルスＳ１ａを生成するＰＷＭパルス生成部１１０と、比較信号Ｓ０をトリガとしてオン時間とオン回数が一定のオン時間固定パルスＳ１ｂを生成するオン時間固定パルス生成部１１１と、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが所定の閾値電圧を上回った時点で一度だけオン時間とオン回数が一定のワンショットパルスＳ１ｃを生成するワンショットパルス生成部１１２と、ＰＷＭパルスＳ１ａ、オン時間固定パルスＳ１ｂ、及び、ワンショットパルスＳ１ｃのいずれか一つを選択するセレクタ１１４と、を有する。
【選択図】図１
Description
本発明は、電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両に関する。
昨今、車載分野における低消費電力型の電源装置が注目されている。低消費電力型の電源装置としては、一般に、ＬＤＯ［low drop-out］レギュレータとスイッチングレギュレータ（チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ）の２種類を挙げることができる。
低消費電力型の電源装置では、その入力電流をいかに削減するかが重要となる。入力電流をＩｉｎ、出力電流をＩｏｕｔ、入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔとした場合、ＬＤＯレギュレータ及びスイッチングレギュレータの入出力電流特性は、それぞれ、次の（１ａ）式及び（１ｂ）式で表すことができる。
上記の（２）式から、降圧型（Ｖｉｎ＞Ｖｏｕｔ）のスイッチングレギュレータでは、Ｉｉｎ＜Ｉｏｕｔという関係が成り立つことが分かる。すなわち、スイッチングレギュレータは、ＬＤＯレギュレータよりも入力電流Ｉｉｎを小さく絞ることができるので、より低消費電力化を実現しやすいという長所を持つ。
なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１や特許文献２を挙げることができる。
しかしながら、上記の（２）式は、スイッチングレギュレータの電力効率ξが１である場合にのみ成り立つ理想式であり、実際の入力電流Ｉｉｎは、次の（２）式で示したように、理想状態の１／ξ（ただし０＜ξ＜１）となる。そのため、入力電流Ｉｉｎは、電力効率ξが下がるほど増加してしまう。
電力効率ξを決定する一つの要素としては、スイッチングレギュレータの内部消費電流Ｉｃｃが挙げられる。以下では、Ｉｃｃ＝３００μＡである場合を例に挙げながら、内部消費電流Ｉｃｃが電力効率ξに与える影響について考察する。
第１ケースとして、Ｖｉｎ＝１２Ｖ、Ｖｏｕｔ＝６Ｖ、Ｉｏｕｔ＝２Ａという負荷状態（重負荷状態）を仮定した場合、入力電流Ｉｉｎは次の（３）式で算出される。
一方、第２ケースとして、Ｖｉｎ＝１２Ｖ、Ｖｏｕｔ＝６Ｖ、Ｉｏｕｔ＝３００μＡという負荷状態（軽負荷状態）を仮定した場合には、入力電流Ｉｉｎが次の（４）式で算出される。
第１ケースのように、出力電流Ｉｏｕｔが内部消費電流Ｉｃｃと比べて十分に大きい負荷状態（重負荷状態）であれば、入力電流Ｉｉｎに対する内部消費電流Ｉｃｃの影響を殆ど無視することができる。これに対して、第２ケースのように、出力電流Ｉｏｕｔが内部消費電流Ｉｃｃと同程度まで小さくなった負荷状態（軽負荷状態）では、入力電流Ｉｉｎに対する内部消費電流Ｉｃｃの影響を無視することができなくなり、電力効率ξの低下が顕在化してしまう。低消費電力型のスイッチングレギュレータには、第２ケースのような負荷状態（軽負荷状態）での低消費電力化が求められているので、軽負荷時の内部消費電流Ｉｃｃをいかに抑えるかが重要な課題の一つであった。
また、電源装置の入力電流Ｉｉｎを削減して低消費電力化を実現するための別のアプローチとしては、出力電圧Ｖｏｕｔを用いて電源装置の制御回路を駆動させる構成が考えられる。このような構成を採用すれば、出力側から制御回路に電荷を供給することができるようになるので、入力側から制御回路への電荷供給（すなわち入力電流Ｉｉｎ）を削減することが可能となる。
しかしながら、制御回路に対して出力電圧Ｖｏｕｔを単純に帰還供給させるだけでは、（１）電源投入時には出力電圧Ｖｏｕｔが０Ｖであり、制御回路が起動しないので、出力電圧Ｖｏｕｔを立ち上げることができない、（２）異常保護動作時に出力電圧Ｖｏｕｔの生成動作を強制的に停止すると、出力電圧Ｖｏｕｔが低下して制御回路が動作不能（自殺回路）となる、（３）出力電圧Ｖｏｕｔに意図しない変動（低下）が生じた場合にも、制御回路が動作不能となる、といった不具合があり、実用化に向けてはさらなる検討が必要であった。
本発明は、上記の問題点に鑑み、低消費電力化を実現することのできる電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両を提供することを目的とする。
＜第１の技術的特徴＞
本明細書中に開示されている種々の電源装置のうち、第１の技術的特徴を備えた電源装置は、オン時間とオン回数が一定のオン時間固定パルスを生成して出力トランジスタをオン／オフさせることによりコイルに電荷を供給する動作期間と、前記オン時間固定パルスの生成を停止する静止期間とを交互に繰り返すことにより、入力電圧から出力電圧を生成する制御回路を有する構成（第１−１の構成）とされている。
本明細書中に開示されている種々の電源装置のうち、第１の技術的特徴を備えた電源装置は、オン時間とオン回数が一定のオン時間固定パルスを生成して出力トランジスタをオン／オフさせることによりコイルに電荷を供給する動作期間と、前記オン時間固定パルスの生成を停止する静止期間とを交互に繰り返すことにより、入力電圧から出力電圧を生成する制御回路を有する構成（第１−１の構成）とされている。
なお、第１−１の構成から成る電源装置において、前記制御回路は、前記コイルに供給された電荷が負荷への出力電流として全て消費される毎に前記オン時間固定パルスを生成するオン時間固定パルス生成部を含む構成（第１−２の構成）にするとよい。
また、第１−２の構成から成る電源装置において、前記制御回路は、前記オン時間固定パルスのオン時間とオン回数の少なくとも一方を調整するオン時間固定パルス調整部を含む構成（第１−３の構成）にするとよい。
また、第１−３の構成から成る電源装置において、前記オン時間固定パルス調整部は、外部端子に入力される外部制御信号に応じてオン時間調整信号とオン回数調整信号を生成する構成（第１−４の構成）にするとよい。
また、第１−２〜第１−４いずれかの構成から成る電源装置において、前記制御回路は出力帰還制御に応じてＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、前記負荷の重さに応じて前記オン時間固定パルスと前記ＰＷＭパルスの一方を選択するセレクタと、前記セレクタの出力に応じて前記出力トランジスタをオン／オフさせるドライバと、を含む構成（第１−５の構成）にするとよい。
また、第１−５の構成から成る電源装置において、前記制御回路は、前記出力電圧に応じた帰還電圧を生成する帰還電圧生成部と、所定の基準電圧と前記帰還電圧との差分に応じた誤差電圧を生成するエラーアンプと、所定のスロープ電圧と前記誤差電圧との比較結果に応じた比較信号を生成して前記ＰＷＭパルス生成部に出力するコンパレータと、をさらに含む構成（第１−６の構成）にするとよい。
また、第１−６の構成から成る電源装置において、前記オン時間固定パルス生成部は、前記比較信号のパルスエッジが検出されたときに前記オン時間固定パルスを生成した後、次に前記比較信号のパルスエッジが検出されるまで前記オン時間固定パルスの生成を停止する構成（第１−７の構成）にするとよい。
また、第１−５〜第１−７いずれかの構成から成る電源装置において、前記制御回路は前記入力電圧が所定の閾値電圧よりも高いときには前記負荷の重さに依ることなく前記ＰＷＭパルスを選択するように前記セレクタを制御するオン時間固定パルス無効部を含む構成（第１−８の構成）にするとよい。
また、第１−８の構成から成る電源装置において、前記オン時間固定パルス無効部は、前記入力電圧が前記閾値電圧より低いときには前記ＰＷＭパルスと前記オン時間固定パルスのいずれかを選択するように前記セレクタを制御する構成（第１−９の構成）にするとよい。
また、本明細書中に開示されている車載機器は、第１−１〜第１−９いずれかの構成から成る電源装置を有する構成（第１−１０の構成）とされている。
また、本明細書中に開示されている車両は、第１−１０の構成から成る車載機器と、前記車載機器に電力を供給するバッテリを有する構成（第１−１１の構成）とされている。
＜第２の技術的特徴＞
また、本明細書中に開示されている種々の電源装置のうち、第２の技術的特徴を備えた電源装置は、出力トランジスタをオン／オフさせて入力電圧から出力電圧を生成する制御回路と、外部電源電圧から内部電源電圧を生成する内部電源電圧生成回路と、前記制御回路の駆動電圧として前記内部電源電圧と前記出力電圧のいずれを供給するかを切り替える電源切替回路と、を有する構成（第２−１の構成）とされている。
また、本明細書中に開示されている種々の電源装置のうち、第２の技術的特徴を備えた電源装置は、出力トランジスタをオン／オフさせて入力電圧から出力電圧を生成する制御回路と、外部電源電圧から内部電源電圧を生成する内部電源電圧生成回路と、前記制御回路の駆動電圧として前記内部電源電圧と前記出力電圧のいずれを供給するかを切り替える電源切替回路と、を有する構成（第２−１の構成）とされている。
なお、第２−１の構成から成る電源装置において、前記制御回路は、前記電源装置が起動してから緩やかに上昇を開始するソフトスタート電圧を生成するソフトスタート電圧生成部を含み、前記電源切替回路は、前記ソフトスタート電圧が所定の閾値電圧を上回っているか否かに応じて電源切替制御を行う構成（第２−２の構成）にするとよい。
また、第２−１または第２−２の構成から成る電源装置において、前記電源切替回路は前記出力電圧またはこれに応じた帰還電圧が正常範囲内に収まっているか否かに応じて電源切替制御を行う構成（第２−３の構成）にするとよい。
また、第２−１〜第２−３いずれかの構成から成る電源装置において、前記電源切替回路は、前記電源装置の強制停止状態が解除されているか否かに応じて電源切替制御を行う構成（第２−４の構成）にするとよい。
また、第２−２の構成から成る電源装置において、前記ソフトスタート電圧生成部は、電流源とこれに直列接続されたトランジスタとを用いて、前記電流源と前記トランジスタとの接続ノードに接続されるコンデンサの充放電制御を行うことにより、前記ソフトスタート電圧を制御する構成（第２−５の構成）にするとよい。
また、第２−５の構成から成る電源装置において、前記ソフトスタート電圧生成部は、前記電源装置の強制停止信号が入力されたときに前記トランジスタをオンさせて前記ソフトスタート電圧を放電し、前記電源切替回路は、前記強制停止信号が入力されたときに前記制御回路の駆動電圧として前記内部電源電圧を供給するように電源切替を行う構成（第２−６の構成）にするとよい。
また、第２−６の構成から成る電源装置において、前記制御回路は、ソフトスタート完了信号と強制停止信号と異常検出信号が入力される論理演算回路を含み、前記電源切替回路は、前記論理演算回路の出力に基づいて、ソフトスタートが完了し、かつ、強制停止が解除され、かつ、異常が検出されていないときに、前記制御回路の駆動電圧として前記出力電圧を供給するように電源切替を行う構成（第２−７の構成）にするとよい。
また、第２−２の構成から成る電源装置において、前記電源切替回路は、前記電源装置の起動時において、前記ソフトスタート電圧が前記閾値電圧に上昇するまでの間、前記制御回路の駆動電圧として前記内部電源電圧を供給するように電源切替を行う構成（第２−８の構成）にするとよい。
また、第２−１〜第２−８いずれかの構成から成る電源装置において、前記内部電源電圧生成回路は、前記外部電源電圧から内部電圧を生成するプリレギュレータ回路と、前記プリレギュレータ回路で生成される前記内部電圧を受けて前記内部電源電圧の生成に用いられる一定の基準電圧を生成する基準電圧生成部と、を含む構成（第２−９の構成）にするとよい。
また、本明細書中に開示されている車載機器は、第２−１〜第２−９いずれかの構成から成る電源装置を有する構成（第２−１０の構成）とされている。
また、本明細書中に開示されている車両は、第２−１０の構成から成る車載機器と、前記車載機器に電力を供給するバッテリを有する構成（第２−１１の構成）とされている。
＜第３の技術的特徴＞
また、本明細書中に開示されている種々の電源装置のうち、第３の技術的特徴を備えた電源装置は、入力電圧から出力電圧を生成するためにオン／オフされる出力トランジスタと、前記出力電圧に応じた帰還電圧を生成する帰還電圧生成部と、起動時緩やかに上昇するソフトスタート電圧を生成するソフトスタート電圧生成部と、所定の基準電圧及び前記ソフトスタート電圧のいずれか低い方と前記帰還電圧との差分に応じた誤差電圧を生成するエラーアンプと、所定周波数のクロック信号を生成するオシレータと、前記クロック信号に同期してスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、前記誤差電圧と前記スロープ電圧とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、前記クロック信号と前記比較信号に基づいてＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、前記比較信号をトリガとしてオン時間とオン回数が一定のオン時間固定パルスを生成するオン時間固定パルス生成部と、前記ソフトスタート電圧が所定の閾値電圧を上回った時点で一度だけオン時間とオン回数が一定のワンショットパルスを生成するワンショットパルス生成部と、前記ＰＷＭパルス、前記オン時間固定パルス、及び、前記ワンショットパルスのいずれか一つを選択するセレクタと、前記セレクタの出力に応じて前記出力トランジスタをオン／オフさせるドライバと、を有する構成（第３−１の構成）とされている。
また、本明細書中に開示されている種々の電源装置のうち、第３の技術的特徴を備えた電源装置は、入力電圧から出力電圧を生成するためにオン／オフされる出力トランジスタと、前記出力電圧に応じた帰還電圧を生成する帰還電圧生成部と、起動時緩やかに上昇するソフトスタート電圧を生成するソフトスタート電圧生成部と、所定の基準電圧及び前記ソフトスタート電圧のいずれか低い方と前記帰還電圧との差分に応じた誤差電圧を生成するエラーアンプと、所定周波数のクロック信号を生成するオシレータと、前記クロック信号に同期してスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、前記誤差電圧と前記スロープ電圧とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、前記クロック信号と前記比較信号に基づいてＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、前記比較信号をトリガとしてオン時間とオン回数が一定のオン時間固定パルスを生成するオン時間固定パルス生成部と、前記ソフトスタート電圧が所定の閾値電圧を上回った時点で一度だけオン時間とオン回数が一定のワンショットパルスを生成するワンショットパルス生成部と、前記ＰＷＭパルス、前記オン時間固定パルス、及び、前記ワンショットパルスのいずれか一つを選択するセレクタと、前記セレクタの出力に応じて前記出力トランジスタをオン／オフさせるドライバと、を有する構成（第３−１の構成）とされている。
なお、第３−１の構成から成る電源装置は、負荷の重さに応じて前記ＰＷＭパルスと前記オン時間固定パルスの一方を選択するようにセレクタ制御信号を生成するセレクタ制御部をさらに有する構成（第３−２の構成）にするとよい。
また、第３−２の構成から成る電源装置において、前記セレクタは、前記ソフトスタート電圧が前記閾値電圧を上回った時点で前記セレクタ制御信号に依ることなく前記ワンショットパルスを選択する構成（第３−３の構成）にするとよい。
また、第３−３の構成から成る電源装置において、前記セレクタ制御部は、前記比較信号が同一の論理レベルに維持されている期間を監視して、前記負荷の重さを判定する構成（第３−４の構成）にするとよい。
また、第３−２の構成から成る電源装置において、前記セレクタで前記ＰＷＭパルスが選択されているＰＷＭモードで負荷が軽くなり、前記出力トランジスタの一端に現れるスイッチ電圧が連続モードから不連続モードに移行したとき、前記ＰＷＭパルスのオン時間は、最小オン時間となる構成（第３−５の構成）にするとよい。
また、第３−５の構成から成る電源装置において、前記ＰＷＭモードでさらに負荷が軽くなり、前記スイッチ電圧が前記不連続モードから間欠発振モードに移行して、前記比較信号が所定のマスク期間に亘って同一の論理レベルに維持されたとき、前記セレクタ制御部は、前記セレクタで前記オン時間固定パルスが選択されるオン時間固定モードへの移行を行うように、前記セレクタ制御信号を生成する構成（第３−６の構成）にするとよい。
また、第３−６の構成から成る電源装置は、外部端子に入力される外部制御信号に応じて前記マスク期間を調整するためのマスク期間調整信号を生成し、これを前記セレクタ制御部に送出するカウンタ調整部をさらに有する構成（第３−７の構成）にするとよい。
また、第３−１の構成から成る電源装置において、前記ソフトスタート電圧生成部は、前記ソフトスタートが前記閾値電圧を上回ったことを検出してソフトスタート完了信号を生成し、前記ワンショットパルス生成部は、前記ソフトスタート完了信号のエッジをトリガとして前記ワンショットパルスを生成する構成（第３−８の構成）にするとよい。
また、本明細書中に開示されている車載機器は、第３−１〜第３−８いずれかの構成から成る電源装置を有する構成（第３−９の構成）とされている。
また、本明細書中に開示されている車両は、第３−９の構成から成る車載機器と、前記車載機器に電力を供給するバッテリとを有する構成（第３−１０の構成）とされている。
＜第４の技術的特徴＞
また、本明細書中に開示されている種々の電源装置のうち、第４の技術的特徴を備えた電源装置は、入力電圧から出力電圧を生成するためにオン／オフされる出力トランジスタと、前記出力電圧に応じた帰還電圧を生成する帰還電圧生成部と、所定の基準電圧と前記帰還電圧との差分に応じた誤差電圧を生成するエラーアンプと、所定周波数のクロック信号を生成するオシレータと、前記クロック信号に同期してスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、前記誤差電圧と前記スロープ電圧とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、前記クロック信号と前記比較信号に基づいてＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、前記比較信号をトリガとしてオン時間とオン回数が一定のオン時間固定パルスを生成するオン時間固定パルス生成部と、前記ＰＷＭパルスと前記オン時間固定パルスの一方を選択するセレクタと、前記セレクタの出力に応じて前記出力トランジスタをオン／オフさせるドライバと、前記比較信号が所定のマスク期間に亘って同一の論理レベルに維持されたか否かに応じて前記ＰＷＭパルスと前記オン時間固定パルスの一方を選択するように前記セレクタの制御信号を生成するセレクタ制御部と、を有する構成（第４−１の構成）とされている。
また、本明細書中に開示されている種々の電源装置のうち、第４の技術的特徴を備えた電源装置は、入力電圧から出力電圧を生成するためにオン／オフされる出力トランジスタと、前記出力電圧に応じた帰還電圧を生成する帰還電圧生成部と、所定の基準電圧と前記帰還電圧との差分に応じた誤差電圧を生成するエラーアンプと、所定周波数のクロック信号を生成するオシレータと、前記クロック信号に同期してスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、前記誤差電圧と前記スロープ電圧とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、前記クロック信号と前記比較信号に基づいてＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、前記比較信号をトリガとしてオン時間とオン回数が一定のオン時間固定パルスを生成するオン時間固定パルス生成部と、前記ＰＷＭパルスと前記オン時間固定パルスの一方を選択するセレクタと、前記セレクタの出力に応じて前記出力トランジスタをオン／オフさせるドライバと、前記比較信号が所定のマスク期間に亘って同一の論理レベルに維持されたか否かに応じて前記ＰＷＭパルスと前記オン時間固定パルスの一方を選択するように前記セレクタの制御信号を生成するセレクタ制御部と、を有する構成（第４−１の構成）とされている。
なお、第４−１の構成から成る電源装置において、前記比較信号は、前記誤差電圧が前記スロープ電圧よりも高いときにローレベルとなり前記誤差電圧が前記スロープ電圧よりも低いときにハイレベルとなる２値信号であり、前記セレクタ制御部は、前記比較信号のローレベル期間を計時するカウンタを含む構成（第４−２の構成）にするとよい。
また、第４−２の構成から成る電源装置において、前記セレクタ制御部は、前記ローレベル期間が前記マスク期間よりも短ければ前記ＰＷＭパルスを選択するように前記制御信号を生成し、前記ローレベル期間が前記マスク期間よりも長ければ前記オン時間固定パルスを選択するように前記制御信号を生成する構成（第４−３の構成）にするとよい。
また、第４−３の構成から成る電源装置において、前記マスク期間は、前記クロック信号のパルス周期よりも長い構成（第４−４の構成）にするとよい。
また、第４−４の構成から成る電源装置は、前記マスク期間を調整するカウンタ調整部をさらに有する構成（第４−５の構成）にするとよい。
また、第４−３の構成から成る電源装置において、前記ＰＷＭパルスが選択されるＰＷＭモードから、前記オン時間固定パルスが選択されるオン時間固定モードに切り替わる際の第１閾値電流は、前記ＰＷＭモードにおいて前記出力トランジスタが１回オンする毎に負荷に供給される電荷と、軽負荷時における前記ＰＷＭモードのスイッチング周期とによって決定される構成（第４−６の構成）にするとよい。
また、第４−３の構成から成る電源装置において、前記オン時間固定パルスが選択されるオン時間固定モードから、前記ＰＷＭパルスが選択されるＰＷＭモードに切り替わる際の第２閾値電流は、前記オン時間固定モードにおいて前記出力トランジスタがＮ回オンする毎に負荷に供給される電荷と、前記オン時間固定パルスの１パルス毎のオン時間とによって決定される構成（第４−７の構成）にするとよい。
また、第４−７の構成から成る電源装置において、前記第２閾値電流は、Ｎ×Ｑ／Ｔｍａｓｋ（ただし、Ｎは前記オン時間固定パルスのオン回数、Ｑは前記出力トランジスタが１回オンする毎に前記負荷に供給される電荷、及びＴｍａｓｋは前記マスク期間）で表される構成（第４−８の構成）にするとよい。
また、第４−５の構成から成る電源装置において、前記カウンタ調整部は、外部端子から入力される外部制御信号に応じて前記マスク期間を調整するマスク期間調整信号を生成し、これを前記セレクタ制御部に送出する構成（第４−９の構成）にするとよい。
また、本明細書中に開示されている車載機器は、第４−１〜第４−９いずれかの構成から成る電源装置を有する構成（第４−１０の構成）とされている。
また、本明細書中に開示されている車両は、第４−１０の構成から成る車載機器と、前記車載機器に電力を供給するバッテリを有する構成（第４−１１の構成）とされている。
本発明によれば、低消費電力化を実現することのできる電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両を提供することが可能となる。
＜全体構成＞
図１は、電源装置の全体構成を示すブロック図である。本構成例の電源装置１は、半導体装置１０と、これに外部接続される種々のディスクリート部品（コイルＬ１、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ１及びＲ２、並びに、キャパシタＣ１〜Ｃ６）と、を有する降圧型のスイッチングレギュレータである。
図１は、電源装置の全体構成を示すブロック図である。本構成例の電源装置１は、半導体装置１０と、これに外部接続される種々のディスクリート部品（コイルＬ１、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ１及びＲ２、並びに、キャパシタＣ１〜Ｃ６）と、を有する降圧型のスイッチングレギュレータである。
半導体装置１０は、スイッチング制御回路１００と、内部電源電圧生成回路２００と、電源切替回路３００と、を集積化したモノリシック半導体集積回路装置（例えば、車載用の電源ＩＣ）である。また、半導体装置１０は、外部端子Ｔ１〜Ｔ１０を有する。
半導体装置１０の外部において、外部端子Ｔ１は、キャパシタＣ４を介して接地端に接続されている。外部端子Ｔ２は、出力電圧Ｖｏの印加端に接続されている。出力電圧Ｖｏの印加端と接地端との間には、キャパシタＣ２が接続されている。外部端子Ｔ３には、入力電圧Ｖｉの印加端（例えば車載バッテリの正極）に接続されている。入力電圧Ｖｉの印加端と接地端との間には、キャパシタＣ１が接続されている。外部端子Ｔ４は、コイルＬ１の第１端とダイオードＤ１のカソードに接続されている。コイルＬ１の第２端は、出力電圧Ｖｏの印加端に接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、接地端に接続されている。なお、ダイオードＤ１は、同期整流トランジスタと置換することも可能である。外部端子Ｔ５は、キャパシタＣ３を介して入力電圧Ｖｉの印加端に接続されている。外部端子Ｔ６は、後述するパワーグッド信号Ｓ８の出力端子である。外部端子Ｔ７は、外部電源電圧Ｖｃｃ（入力電圧Ｖｉから生成される定電圧）の入力端子である。なお、外部電源電圧Ｖｃｃとして入力電圧Ｖｉの直接供給を受ける場合には、外部端子Ｔ７を省略することができる。外部端子Ｔ８は、キャパシタＣ５を介して接地端に接続されている。外部端子Ｔ９は、直列接続された抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ６を介して接地端に接続されている。外部端子Ｔ１０は、抵抗Ｒ２を介して接地端に接続されている。
スイッチング制御回路１００は、出力トランジスタ１０１をオン／オフさせて入力電圧Ｖｉから出力電圧Ｖｏを生成する回路ブロックであり、出力トランジスタ１０１と、ドライバ１０２と、ローレベル電圧生成部１０３と、帰還電圧生成部１０４と、ソフトスタート電圧生成部１０５と、エラーアンプ１０６と、オシレータ１０７と、スロープ電圧生成部１０８と、コンパレータ１０９と、ＰＷＭ［pulse width modulation］パルス生成部１１０と、オン時間固定パルス生成部１１１と、ワンショットパルス生成部１１２と、セレクタ制御部１１３と、セレクタ１１４と、コンパレータ１１５及び１１６と、ＯＲゲート１１７と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ１１８と、を含む。
出力トランジスタ１０１は、外部端子Ｔ３と外部端子Ｔ４との間に接続されており、入力電圧Ｖｉから出力電圧Ｖｏを生成するためにオン／オフされる。なお、本構成例では、出力トランジスタ１０１としてＰチャネル型ＭＯＳ［metal oxide semiconductor］電界効果トランジスタを用いているが、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタを用いてもよいし、或いは、ｐｎｐ型やｎｐｎ型のバイポーラトランジスタに置き換えてもよい。
ドライバ１０２は、セレクタ１１４から出力されるパルス信号Ｓ２に応じて出力トランジスタ１０１のゲート信号Ｇ１を生成し、出力トランジスタ１０１をオン／オフさせる。ドライバ１０２の上側電源端は、外部端子Ｔ３（入力電圧Ｖｉの印加端）に接続されている。ドライバ１０２の下側電源端は、ローレベル電圧生成部１０３の出力端（ローレベル電圧ＶＬの印加端）に接続されている。従って、ゲート信号Ｇ１は、入力電圧Ｖｉとローレベル電圧ＶＬとの間でパルス駆動される。なお、本構成例では、ドライバ１０２としてインバータが用いられている。従って、ゲート信号Ｇ１は、パルス信号Ｓ２がハイレベルであるときにローレベルとなり、パルス信号Ｓ２がローレベルであるときにハイレベルとなる。すなわち、出力トランジスタ１０１は、パルス信号Ｓ２がハイレベルであるときにオンとなり、パルス信号Ｓ２がローレベルであるときにオフとなる。
ローレベル電圧生成部１０３は、ドライバ１０２の下側電源端と外部端子Ｔ５との間に接続されており、入力電圧Ｖｉを所定値だけ低下させたローレベル電圧ＶＬを生成する。ローレベル電圧生成部１０３を設けることにより、入力電圧Ｖｉが変動してもドライバ１０２の上側電源端と下側電源端との間に印加される駆動電圧（＝Ｖｉ−ＶＬ）を適正範囲内に収めることができるので、ドライバ１０２の耐圧を不要に高めずに済む。
帰還電圧生成部１０４は、部端子Ｔ２と接地端との間に直列接続された抵抗Ｒａ及びＲｂを含み、抵抗Ｒａ及びＲｂの接続ノードから出力電圧Ｖｏに応じた帰還電圧Ｖｆｂ（＝出力電圧Ｖｏの分圧電圧）を出力する。
ソフトスタート電圧生成部１０５は、外部端子Ｔ８に接続されたキャパシタＣ５を充電することにより、電源装置１の起動時において緩やかに上昇するソフトスタート電圧Ｖｓｓを生成する。また、ソフトスタート電圧生成部１０５は、ソフトスタート完了信号Ｓ３を生成する機能も備えている。
エラーアンプ１０６は、第１及び第２非反転入力端（＋）に各々印加される所定の基準電圧Ｖｒｅｆ及びソフトスタート電圧Ｖｓｓのいずれか低い方と、反転入力端（−）に印加される帰還電圧Ｖｆｂとの差分に応じた誤差電圧ＥＲＲを生成する。エラーアンプ１０６の出力端は、外部端子Ｔ９を介して位相補償用の抵抗Ｒ１及びＣ６に接続されている。
オシレータ１０７は、所定周波数のクロック信号ＣＬＫを生成する。クロック信号ＣＬＫの周波数は、外部端子Ｔ１０に接続された抵抗Ｒ２を用いて調整することができる。
スロープ電圧生成部１０８は、クロック信号ＣＬＫに同期して鋸波形、三角波形、或いは、これに準じた波形のスロープ電圧ＳＬＰを生成する。
コンパレータ１０９は、反転入力端（−）に印加される誤差電圧ＥＲＲと、非反転入力端（＋）に印加されるスロープ電圧ＳＬＰとを比較して比較信号Ｓ０を生成する。比較信号Ｓ０は、誤差電圧ＥＲＲがスロープ電圧ＳＬＰよりも高いときにローレベルとなり、誤差電圧ＥＲＲがスロープ電圧ＳＬＰよりも低いときにハイレベルとなる２値信号である。
ＰＷＭパルス生成部１１０は、クロック信号ＣＬＫと比較信号Ｓ０に基づいてＰＷＭパルスＳ１ａを生成する。より具体的に述べると、ＰＷＭパルス生成部１１０は、クロック信号ＣＬＫの立上りエッジをトリガとしてＰＷＭパルスＳ１ａをハイレベルにセットする一方、比較信号Ｓ０の立上りエッジをトリガとしてＰＷＭパルスＳ１ａをローレベルにリセットする。
オン時間固定パルス生成部１１１は、比較信号Ｓ０の立下りエッジをトリガとしてオン時間ｔｏｎとオン回数Ｎが一定のオン時間固定パルスＳ１ｂを生成する。オン時間固定パルスＳ１ｂの生成動作は、クロック信号ＣＬＫに同期して行われる。
ワンショットパルス生成部１１２は、ソフトスタート完了信号Ｓ３を監視しており、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが所定の閾値電圧Ｖｔｈ４を上回った時点で一度だけオン時間ｔｆｉｘとオン回数Ｍが一定のワンショットパルスＳ１ｃを生成する。ワンショットパルスＳ１ｃの生成動作は、クロック信号ＣＬＫに同期して行われる。なお、図１では、オン時間固定パルス生成部１１１とワンショットパルス生成部１１２が独立ブロックとして描写されているが、ワンショットパルス生成部１１２は、オン時間固定パルス生成部１１１と回路の一部ないしは全部を共用することにより、回路規模を縮小することが可能である。
セレクタ制御部１１３は、負荷の重さ（出力電流Ｉｏの大きさ）に応じてＰＷＭパルスＳ１ａとオン時間固定パルスＳ１ｂの一方を選択するようにセレクタ制御信号Ｓ４を生成する。より具体的に述べると、セレクタ制御部１１３は、比較信号Ｓ０のローレベル期間を計時するカウンタを含んでおり、比較信号Ｓ０が所定のマスク期間Ｔｍａｓｋに亘ってローレベルに維持されたか否かに応じてＰＷＭパルスＳ１ａとオン時間固定パルスＳ１ｂの一方を選択するようにセレクタ制御信号Ｓ４を生成する。すなわち、セレクタ制御部１１３は、比較信号Ｓ０がローレベルに維持されている期間を監視して負荷の重さ（出力電流Ｉｏの大きさ）を判定する構成であると言える。
セレクタ１１４は、ソフトスタート完了信号Ｓ３とセレクタ制御信号Ｓ４に基づいて、ＰＷＭパルスＳ１ａ、オン時間固定パルスＳ１ｂ、及び、ワンショットパルスＳ１ｃのいずれか一つを出力信号Ｓ２として選択する。
コンパレータ１１５は、反転入力端（−）に印加される帰還電圧Ｖｆｂと、非反転入力端（＋）に印加される閾値電圧Ｖｔｈ１（＜Ｖｒｅｆ）とを比較してショート保護信号Ｓ５を生成する。ショート保護信号Ｓ５は、帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈ１よりも高いときにローレベル（正常時の論理レベル）となり、帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈ１よりも低いときにハイレベル（異常時（例えば地絡発生時）の論理レベル）となる。
コンパレータ１１６は、非反転入力端（＋）に印加される帰還電圧Ｖｆｂと、反転入力端（−）に印加される閾値電圧Ｖｔｈ２（＞Ｖｒｅｆ）とを比較して過電圧保護信号Ｓ６を生成する。過電圧保護信号Ｓ６は、帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈ２よりも低いときにローレベル（正常時の論理レベル）となり、帰還電圧Ｖｆｂが閾値電圧Ｖｔｈ２よりも高いときにハイレベル（異常時（過電圧発生時）の論理レベル）となる。
ＯＲゲート１１７は、第１入力端に印加されるショート保護信号Ｓ５と第２入力端に印加される過電圧保護信号Ｓ６との論理和演算を行うことにより、異常検出信号Ｓ７を生成する。異常検出信号Ｓ７は、ショート保護信号Ｓ５と過電圧保護信号Ｓ６の両方がローレベル（正常時の論理レベル）であるときにローレベルとなり、ショート保護信号Ｓ５と過電圧保護信号Ｓ６の少なくとも一方がハイレベル（異常時の論理レベル）であるときにハイレベルとなる。
Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ１１８は、外部端子Ｔ６からマイコンなどにパワーグッド信号Ｓ８を出力するためのオープンドレイン出力段を形成する。トランジスタ１１８のドレインは、外部端子Ｔ６に接続されている。なお、外部端子Ｔ６は、不図示の外部抵抗によりプルアップされている。トランジスタ１１８のソースは、接地端に接続されている。トランジスタ１１８のゲートは、ＯＲゲート１１７の出力端に接続されている。トランジスタ１１８は、異常検出信号Ｓ７がローレベルであるときにオフとなり、異常検出信号Ｓ７がハイレベルであるときにオンとなる。従って、パワーグッド信号Ｓ８は異常検出信号Ｓ７がローレベルであるときにハイレベル（正常時の論理レベル）となり、異常検出信号Ｓ７がハイレベルであるときにローレベル（異常時の論理レベル）となる。
内部電源電圧生成回路２００は、外部端子Ｔ７に印加される外部電源電圧Ｖｃｃ（例えば入力電圧Ｖｉ）から内部電源電圧Ｖｒｅｇを生成する回路ブロックであり、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ２０１と、オペアンプ２０２と、プリレギュレータ部２０３と、基準電圧生成部２０４と、抵抗２０５及び２０６（抵抗値：Ｒ２０５、Ｒ２０６）と、を含む。
トランジスタ２０１のドレインは、外部端子Ｔ７に接続されている。トランジスタ２０１のソースは、外部端子Ｔ７に接続される一方、直列接続された抵抗２０５及び２０６を介して接地端にも接続されている。トランジスタ２０１のゲートは、オペアンプ２０２の出力端に接続されている。オペアンプ２０２の非反転入力端（＋）は、基準電圧生成部２０４の出力端に接続されている。オペアンプ２０２の反転入力端（−）は、抵抗２０５と抵抗２０６との接続ノード（分圧電圧Ｖｒｅｇ’の印加端）に接続されている。プリレギュレータ部２０３は、外部電源電圧Ｖｃｃから内部電圧（基準電圧生成部２０４の駆動電圧）を生成する。基準電圧生成部２０４は、プリレギュレータ部２０３から供給される内部電圧を受けて動作し、一定の基準電圧ＶＲＥＦ（例えば温度特性がフラットなバンドギャップ電圧）を生成する。
上記構成から成る内部電源電圧生成回路２００において、オペアンプ２０２は、非反転入力端（＋）に印加される基準電圧ＶＲＥＦと、反転入力端（−）に印加される分圧電圧Ｖｒｅｇ’とが一致するようにトランジスタ２０１の導通度を制御する。従って、内部電源電圧生成回路２００で生成される内部電源電圧Ｖｒｅｇは、次の（５）式で表される。
電源切替回路３００は、スイッチング制御回路１００の駆動電圧Ｖｓｕｐとして内部電源電圧Ｖｒｅｇと出力電圧Ｖｏのいずれを供給するかを切り替える回路ブロックであり、スイッチ３０１及び３０２を含む。
スイッチ３０１は、内部電源電圧Ｖｒｅｇの印加端と駆動電圧Ｖｓｕｐの印加端との間を導通／遮断するスイッチ素子である。スイッチ３０１としては、例えば、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタを用いることができる。
スイッチ３０２は、出力電圧Ｖｏの印加端と駆動電圧Ｖｓｕｐの印加端との間を導通／遮断するスイッチ素子である。スイッチ３０２としては、例えば、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタを用いることができる。
上記構成から成る電源装置１では、出力トランジスタ１０１のオン／オフが繰り返されることにより、コイルＬ１における磁気エネルギーの蓄積と放出が繰り返されて、入力電圧Ｖｉを降圧した出力電圧Ｖｏが生成される。なお、外部端子Ｔ４に現れるスイッチ電圧Ｖｓｗは、出力トランジスタ１０１のオン時にハイレベル（ほぼ入力電圧Ｖｉ）となり、出力トランジスタ１０１のオフ時にローレベル（ほぼ接地電圧ＧＮＤ）となるパルス電圧であり、出力電圧Ｖｏはスイッチ電圧Ｖｓｗを平滑した電圧に相当する。
なお、図１では明示されていないが、半導体装置１０には、上記回路ブロックのほか、各種の保護回路（サーマルシャットダウン回路、過電流保護回路、減電圧保護回路など）も集積化されている。
＜ＰＷＭモード（重負荷モード）＞
図２は、ＰＷＭモードの一動作例を示すタイミングチャートであり、上から順番、クロック信号ＣＬＫ、スロープ電圧ＳＬＰ、誤差電圧ＥＲＲ、ＰＷＭパルスＳ１ａ（出力信号Ｓ２）、スイッチ電圧Ｖｓｗ、及び、コイル電流ＩＬが描写されている。
図２は、ＰＷＭモードの一動作例を示すタイミングチャートであり、上から順番、クロック信号ＣＬＫ、スロープ電圧ＳＬＰ、誤差電圧ＥＲＲ、ＰＷＭパルスＳ１ａ（出力信号Ｓ２）、スイッチ電圧Ｖｓｗ、及び、コイル電流ＩＬが描写されている。
負荷が重い（出力電流Ｉｏが大きい）場合、電源装置１はＰＷＭモードとなる。ＰＷＭモードでは、セレクタ１１４の出力信号Ｓ２としてＰＷＭパルスＳ１ａが選択され、ドライバ１０２はこのパルス信号Ｓ２に応じて出力トランジスタ１０１をオン／オフさせる。出力トランジスタ１０１のオン期間には、スイッチ電圧Ｖｓｗがハイレベル（ほぼ入力電圧Ｖｉ）となってコイル電流ＩＬが増大する。一方、出力トランジスタ１０１のオフ期間には、スイッチ電圧Ｖｓｗがローレベル（ほぼ接地電圧ＧＮＤ）となってコイル電流ＩＬが減少する。
ＰＷＭパルスＳ１ａは、先に述べたように、クロック信号ＣＬＫの立上りエッジをトリガとしてハイレベルとなり、比較信号Ｓ０の立上りエッジをトリガとしてローレベルとなる。クロック信号ＣＬＫは、一定のスイッチング周期ＴＰＷＭでハイレベルとなり、比較信号Ｓ０は、誤差電圧ＥＲＲがスロープ電圧ＳＬＰよりも低くなった時点でハイレベルとなる。従って、出力トランジスタ１０１のオンデューティ（スイッチング周期ＴＰＷＭに占めるＰＷＭパルスＳ１ａのハイレベル期間の割合）は、誤差電圧ＥＲＲが低いほど短くなり、誤差電圧ＥＲＲが高いほど長くなる。
上記のようにＰＷＭパルスＳ１ａに応じて出力トランジスタ１０１のオン／オフ制御を行うＰＷＭモードでは、帰還電圧Ｖｆｂが基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように出力帰還制御が掛かり、出力電圧Ｖｏが所望の目標値に維持される。
＜オン時間固定モード（軽負荷モード）＞
図３は、オン時間固定モードの一動作例を示すタイミングチャートであり、上から順にクロック信号ＣＬＫ、スロープ電圧ＳＬＰ、誤差電圧ＥＲＲ、オン時間固定パルスＳ１ｂ（出力信号Ｓ２）、スイッチ電圧Ｖｓｗ、及び、コイル電流ＩＬが描写されている。
図３は、オン時間固定モードの一動作例を示すタイミングチャートであり、上から順にクロック信号ＣＬＫ、スロープ電圧ＳＬＰ、誤差電圧ＥＲＲ、オン時間固定パルスＳ１ｂ（出力信号Ｓ２）、スイッチ電圧Ｖｓｗ、及び、コイル電流ＩＬが描写されている。
負荷が軽い（出力電流Ｉｏが小さい）場合、電源装置１は、軽負荷時における内部消費電流Ｉｃｃを抑えるために、ＰＷＭモードからオン時間固定モードに切り替わる。オン時間固定モードでは、セレクタ１１４の出力信号Ｓ２としてオン時間固定パルスＳ１ｂが選択され、ドライバ１０２はこのパルス信号Ｓ２に応じて出力トランジスタ１０１をオン／オフさせる。
オン時間固定パルス生成部１１１は、比較信号Ｓ０のパルスエッジ（例えば立下りエッジ）が検出されると、オン時間ｔｏｎとオン回数Ｎが一定のオン時間固定パルスＳ１ｂを生成した後、次に比較信号Ｓ０のパルスエッジが検出されるまで、オン時間固定パルスＳ１ｂの生成を停止する。すなわち、オン時間固定パルス生成部１１１は、コイルＬ１に供給された電荷Ｑが負荷への出力電流Ｉｏとして全て消費される毎に、オン時間固定パルスＳ１ｂを生成する。
このように、オン時間固定モードにおいて、スイッチング制御回路１００は、オン時間固定パルスＳ１ｂを生成して出力トランジスタ１０１をオン／オフさせることによりコイルＬ１に電荷を供給する動作期間Ｔｏｎと、オン時間固定パルスＳ１ｂの生成を停止する静止期間Ｔｏｆｆとを交互に繰り返すことによって、入力電圧Ｖｉから出力電圧Ｖｏを生成する。
なお、動作期間Ｔｏｎにおける内部消費電流Ｉｃｃの電流値をＩｏｎとし、静止期間Ｔｏｆｆにおける内部消費電流Ｉｃｃの電流値をＩｏｆｆ（＜Ｉｏｎ）とした場合、オン時間固定パルスＳ１ｂの周期Ｔ（＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）における内部消費電流Ｉｃｃの平均値は、次の（６）式で算出することができる。
上記の（６）式において、Ｉｏｎ、Ｉｏｆｆ、Ｔｏｎが固定である場合、周期Ｔに占める動作期間Ｔｏｎの割合が小さいほど内部消費電流Ｉｃｃは小さくなり、逆に、周期Ｔに占める動作期間Ｔｏｎの割合が大きいほど内部消費電流Ｉｃｃは大きくなる。
このオン時間固定モードでは、トランジスタ１０１が１回オンする毎に電荷Ｑが負荷に供給されるので、トランジスタ１０１がＮ回オンされた場合、負荷に供給される電荷の総量は（Ｎ×Ｑ）となる。
また、コイルＬ１のインダクタンスをＬとし、オン時間固定パルスＳ１ｂのオン時間をｔｏｎとし、オフ時間をｔｏｆｆとした場合、コイル電流ＩＬのピーク値ＩＬｐは、次の（７ａ）式で表すことができる。従って、トランジスタ１０１が１回オンする毎に負荷に供給される電荷Ｑは、次の（７ｂ）式で算出することができる。
上記の（７ｂ）式から分かるように、電荷Ｑはオン時間ｔｏｎの２乗に比例するので、オン時間ｔｏｎを固定すれば、負荷に供給される電荷Ｑが決定し、周期Ｔが決定する。以上をまとめると、周期Ｔと電荷Ｑとの間には、次の（８）式が成立する。
上記の（８）式から、オン時間固定パルスＳ１ｂの周期Ｔは、オン時間ｔｏｎ或いはオン回数Ｎを大きく設定するほど長くなる。従って、オン時間ｔｏｎ或いはオン回数Ｎを適切に設定することにより、周期Ｔに占める動作期間Ｔｏｎの割合を小さく抑えて、内部消費電流Ｉｃｃを低減することが可能となる。
ところで、出力電圧Ｖｏのリップル成分ΔＶｐｐとオン時間固定パルスＳ１ｂの周期Ｔとの間には、次の（９）式が成立する。
上記（９）式から分かるように、リップル成分ΔＶｐｐは周期Ｔの関数となっているので、内部消費電流Ｉｃｃを削減しようとして周期Ｔを長く設定すると、リップル成分ΔＶｐｐが大きくなる。特に、入力電圧Ｖｉが高いときにはその関係が顕著に表れる。
このように、内部消費電流Ｉｃｃの削減とリップル成分ΔＶｐｐの抑制は、トレードオフの関係にあるが、いずれを優先すべきかについては、電源装置１の用途に応じて異なるので、一概に決めることはできない。
そこで、本構成例のスイッチング制御回路１００には、オン時間固定パルスＳ１ｂの調整手段ないしは無効手段が設けられている。図４は、オン時間固定パルス調整部とオン時間固定パルス無効部の一構成例を示すブロック図である。
オン時間固定パルス調整部１１９は、オン時間固定パルスＳ１ｂのオン時間ｔｏｎとオン回数Ｎを調整するための手段としてスイッチング制御回路１００に設けられたロジック回路である。より具体的に述べると、オン時間固定パルス調整部１１９は、半導体装置１０に設けられた外部端子Ｔ１１及びＴ１２に各々入力される外部制御信号Ｓ９及びＳ１０に応じて、オン時間調整信号Ｓ１１及びオン回数調整信号Ｓ１２を各々生成し、これをオン時間固定パルス生成部１１１に送出する。
例えば、オン時間固定パルス調整部１１９は、外部制御信号Ｓ９がハイレベルであるときにはオン時間ｔｏｎを第１オン時間ｔｏｎ１とする一方、外部制御信号Ｓ９がローレベルであるときにはオン時間ｔｏｎを第２オン時間ｔｏｎ２とするように、オン時間調整信号Ｓ１１を生成する。また、オン時間固定パルス調整部１１９は、外部制御信号Ｓ１０がハイレベルであるときにはオン回数Ｎを第１オン回数Ｎ１とする一方、外部制御信号Ｓ１０がローレベルであるときにはオン回数Ｎを第２オン回数Ｎ２とするように、オン回数調整信号Ｓ１２を生成する。
本構成例の電源装置１であれば、半導体装置１０の外部端子Ｔ１１及びＴ１２を用いることにより、オン時間固定パルスＳ１ｂのオン時間ｔｏｎ及びオン回数Ｎを任意に変更することができるので、電源装置１の用途に応じて最適な設定を行うことが可能となる。
オン時間固定パルス無効部１２０は、非反転入力端（＋）に印加される分圧電圧Ｖｉ２（入力電圧Ｖｉの分圧電圧）と、反転入力端（−）に印加される閾値電圧Ｖｔｈ３とを比較してオン時間固定パルス無効信号Ｓ１３を生成し、これをセレクタ１１４に送出するコンパレータである。分圧電圧Ｖｉ２は、入力電圧Ｖｉの印加端と接地端との間に直列接続された抵抗Ｒ３及びＲ４から成る分圧回路によって生成され、半導体装置１０に設けられた外部端子Ｔ１３を介してオン時間固定パルス無効部１２０に印加されている。
オン時間固定パルス無効信号Ｓ１３は、分圧電圧Ｖｉ２が閾値電圧Ｖｔｈ３よりも低いときにローレベルとなり、分圧電圧Ｖｉ２が閾値電圧Ｖｔｈ３よりも高いときにハイレベルとなる。
オン時間固定パルス無効信号Ｓ１３がローレベルであるときには、セレクタ制御信号Ｓ４に応じてＰＷＭパルスＳ１ａとオン時間固定パルスＳ１ｂのいずれかを選択するようにセレクタ１１４が制御される。一方、オン時間固定パルス無効信号Ｓ１３がハイレベルであるときには、セレクタ制御信号Ｓ４に依ることなく、ＰＷＭパルスＳ１ａを選択するようにセレクタ１１４が制御される。すなわち、分圧電圧Ｖｉ２（延いては入力電圧Ｖｉ）が閾値電圧Ｖｔｈ３よりも高いときには、負荷の重さに依ることなくＰＷＭパルスＳ１ａを選択するようにセレクタ１１４が制御される。
本構成例の電源装置１であれば、例えば、軽負荷時において入力電圧Ｖｉが所定値よりも低いときには、内部消費電流Ｉｃｃの削減を優先する一方、軽負荷時において入力電圧Ｖｉが所定値よりも高いときにはリップル成分ΔＶｐｐの抑制を優先させるといった使い方を実現することができる。
なお、オン時間固定パルスＳ１ｂの有効／無効が切り替わる入力電圧レベルについては抵抗Ｒ３及びＲ４によって任意に調整することが可能である。
＜電源切替回路＞
図５は、電源切替回路３００の一構成例を示すブロック図である。本構成例の電源切替回路３００は、先述のスイッチ３０１及び３０２のほかに、インバータ３０３を含む。スイッチング制御回路１００から電源切替回路３００に入力される切替制御信号Ｓ１４は、スイッチ３０１に制御端に直接入力される一方、インバータ３０３を介してスイッチ３０２の制御端に反転入力されている。切替制御信号Ｓ１４がローレベルであるときには、スイッチ３０１がオンとなり、スイッチ３０２がオフとなる。従って、電源切替回路３００は、スイッチング制御回路１００の駆動電圧Ｖｓｕｐとして内部電源電圧Ｖｒｅｇを選択する状態となる。一方、切替制御信号Ｓ１４がハイレベルであるときには、スイッチ３０１がオフとなり、スイッチ３０２がオンとなる。従って、電源切替回路３００は、スイッチング制御回路１００の駆動電圧Ｖｓｕｐとして出力電圧Ｖｏを選択する状態となる。
図５は、電源切替回路３００の一構成例を示すブロック図である。本構成例の電源切替回路３００は、先述のスイッチ３０１及び３０２のほかに、インバータ３０３を含む。スイッチング制御回路１００から電源切替回路３００に入力される切替制御信号Ｓ１４は、スイッチ３０１に制御端に直接入力される一方、インバータ３０３を介してスイッチ３０２の制御端に反転入力されている。切替制御信号Ｓ１４がローレベルであるときには、スイッチ３０１がオンとなり、スイッチ３０２がオフとなる。従って、電源切替回路３００は、スイッチング制御回路１００の駆動電圧Ｖｓｕｐとして内部電源電圧Ｖｒｅｇを選択する状態となる。一方、切替制御信号Ｓ１４がハイレベルであるときには、スイッチ３０１がオフとなり、スイッチ３０２がオンとなる。従って、電源切替回路３００は、スイッチング制御回路１００の駆動電圧Ｖｓｕｐとして出力電圧Ｖｏを選択する状態となる。
スイッチング制御回路１００は、切替制御信号Ｓ１４を生成する手段として、ＮＯＲゲート１２１を含む。ＮＯＲゲート１２１は、ソフトスタート完了信号Ｓ３と、論理和信号（異常検出信号）Ｓ７と、電源装置１の強制停止信号ＳＤＮ（サーマルシャットダウン信号など）の否定論理和演算を行うことにより、切替制御信号Ｓ１４を生成する。従って、切替制御信号Ｓ１４は、入力される３信号の少なくとも一つがハイレベルであればローレベルとなり、入力される３信号全てがハイレベルであるときにのみローレベルとなる。
ソフトスタート完了信号Ｓ３は、ソフトスタート電圧生成回路１０５で生成される。ソフトスタート電圧生成回路１０５は、電流源１０５ａと、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ１０５ｂと、コンパレータ１０５ｃと、を含む。電流源１０５ａは、電源端と外部端子Ｔ８との間に接続されており、外部端子Ｔ８に外付けされたキャパシタＣ５の充電電流を生成する。トランジスタ１０５ｂは、外部端子Ｔ８と接地端との間に接続されており、強制停止信号ＳＤＮがハイレベル（強制停止時の論理レベル）となったときにオンしてソフトスタート電圧Ｖｓｓ（キャパシタＣ５の充電電圧）を放電する。コンパレータ１０５ｃは、反転入力端（−）に印加されるソフトスタート電圧Ｖｓｓと、非反転入力端（＋）に印加される閾値電圧Ｖｔｈ４とを比較してソフトスタート完了信号Ｓ３を生成する。ソフトスタート完了信号Ｓ３は、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが閾値電圧Ｖｔｈ４よりも低いとき（ソフトスタート動作が完了していないとき）にハイレベルとなり、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが閾値電圧Ｖｔｈ４よりも高いとき（ソフトスタート動作が完了しているとき）にローレベルとなる。
異常検出信号Ｓ７は、ショート保護信号Ｓ５と過電圧保護信号Ｓ６との論理和演算により生成される。従って、異常検出信号Ｓ７は、入力される２信号の少なくとも一方がハイレベル（異常時の論理レベル）であればハイレベルとなり、入力される２信号の両方がローレベル（正常時の論理レベル）であるときにのみローレベルとなる。
強制停止信号ＳＤＮは、電源装置１を強制停止状態とするときにハイレベルとなり、電源装置１の強制停止状態を解除するときにローレベルとなる。
従って、切替制御信号Ｓ１４は、ソフトスタート動作が完了しており（Ｓ３＝Ｌ）、半導体装置１０の異常が検出されておらず（Ｓ７＝Ｌ）、かつ、電源装置１の強制停止状態が解除されているとき（ＳＤＮ＝Ｌ）にのみハイレベルとなり、その余の場合にはローレベルとなる。
すなわち、電源切替回路３００では、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが所定の閾値電圧Ｖｔｈ４を上回っているか否か、帰還電圧Ｖｆｂ（延いては出力電圧Ｖｏ）が正常範囲内（Ｖｔｈ１＜Ｖｆｂ＜Ｖｔｈ２）に収まっているか否か、及び、電源装置１の強制停止状態が解除されているか否かの監視結果に基づいて電源切替制御が行われる。
具体的に述べると、電源切替回路３００は、ソフトスタート動作が完了しており（Ｓ３＝Ｌ）、半導体装置１０の異常が検出されておらず（Ｓ７＝Ｌ）、かつ、電源装置１の強制停止状態が解除されているとき（ＳＤＮ＝Ｌ）にのみ、スイッチング制御回路１００の駆動電圧Ｖｓｕｐとして出力電圧Ｖｏを選択し、その余の場合にはスイッチング制御回路１００の駆動電圧Ｖｓｕｐとして内部電源電圧Ｖｒｅｇを選択する。
図６は、電源切替動作の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、基準電圧Ｖｒｅｆ、ソフトスタート電圧Ｖｓｓ、出力電圧Ｖｏ、ソフトスタート完了信号Ｓ３、異常検出信号Ｓ７、強制停止信号ＳＤＮ、切替制御信号Ｓ１４、及び、駆動電圧Ｖｓｕｐが描写されている。なお、図６の横軸に示した時間は、時刻ｔ１〜ｔ１１の順に進んでいくものとする。
図６で示した通り、電源装置１の起動時には、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが閾値電圧Ｖｔｈ４に上昇するまでの間、スイッチング制御回路１００の駆動電圧Ｖｓｕｐとして内部電源電圧Ｖｒｅｇが供給される（時刻ｔ１〜ｔ４を参照）。このような電源切替制御を行うことにより、電源装置１の起動時に出力電圧Ｖｏを問題なく立ち上げることができる。
その後、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが閾値電圧Ｖｔｈ４を上回ると、スイッチング制御回路１００の駆動電圧Ｖｓｕｐとして出力電圧Ｖｏが供給される（時刻ｔ４〜ｔ５、及び時刻ｔ６〜ｔ７を参照）。このような電源切替制御を行うことにより、出力側からスイッチング制御回路１００に電荷を供給することができるようになるので、入力側からスイッチング制御回路１００への電荷供給（すなわち入力電流）を削減することが可能となる。
ただし、ソフトスタート動作の完了後であっても、出力電圧Ｖｏが正常範囲から外れた場合（時刻ｔ５〜ｔ６を参照）や、電源装置１が強制停止状態に移行された場合（時刻ｔ７〜ｔ８を参照）には、電源装置１の起動時と同様、スイッチング制御回路１００の駆動電圧Ｖｓｕｐとして内部電源電圧Ｖｒｅｇが供給される。このような電源切替制御を行うことにより、出力電圧Ｖｏの変動時や電源装置１の強制停止時において、スイッチング制御回路１００が動作不能状態に陥らないように、スイッチング制御回路１００の駆動電圧Ｖｓｕｐを確保することが可能となる。
上記で説明したように、本構成例の電源装置１において、スイッチング制御回路１００に出力側から電荷が供給されるのは、出力電圧Ｖｏが安定しているときのみである。例えば、車載用の電源装置１には、通常動作時における低消費電力化が求められているので、上記の電源切替シーケンスによって要求を満たすことが可能となる。
また、切替制御信号Ｓ１４は、電源装置１に既存の内部信号（ソフトスタート完了信号Ｓ３、異常検出信号Ｓ７、及び、強制停止信号ＳＤＮ）から生成されるので、回路規模を不要に増大することもない。
なお、出力電圧Ｖｏの帰還供給に関する上記の技術思想については、スイッチングレギュレータに限らず、いかなる方式の電源装置にも適用することが可能である。
＜モード切替動作＞
図７は、負荷に応じてスイッチ電圧Ｖｓｗの挙動が変化する様子を示す図であり、左から右へ向かうほど負荷が小さくなるものとする。
図７は、負荷に応じてスイッチ電圧Ｖｓｗの挙動が変化する様子を示す図であり、左から右へ向かうほど負荷が小さくなるものとする。
電源装置１がＰＷＭモードで駆動している状態（電源装置１の起動時、または、重負荷状態）において、負荷を軽くしていくとスイッチ電圧Ｖｓｗの挙動は、一般に、まず連続モード（Ａ）から不連続モード（Ｂ）へと切り替わる。ただし、連続モード（Ａ）におけるスイッチング周期Ｔａと、不連続モード（Ｂ）における周期Ｔｂは、いずれも半導体装置１０の内部で決定されるスイッチング周期ＴＰＷＭ（＝クロック信号ＣＬＫの周期）に維持されている。
さらに負荷を軽くしていくと、ＰＷＭパルスＳ１ａのパルス抜けが生じてスイッチング周期ＴＰＷＭを維持することができなくなり、スイッチ電圧Ｖｓｗの挙動は、間欠発振モード（Ｃ）に移行する（Ｔｃ＞ＴＰＷＭ）。このとき、電源装置１の動作モードは、後述する負荷判定動作に従い、ＰＷＭモードからオン時間固定モード（Ｄ）に切り替わる。
先にも述べたように、オン時間固定モードのスイッチング周期Ｔｄ（図３の周期Ｔに相当）は、軽負荷時においてＰＷＭモードのスイッチング周期ＴＰＷＭよりも十分大きくなるように設計されているので、オン時間固定パルスＳ１ｂは、Ｎ発のパルスが生成された後、少なくともスイッチング周期ＴＰＷＭの一周期分に亘ってその生成動作がオフとされる。このように、オン時間固定モードの大きな特徴は、オン時間固定パルスＳ１ｂを生成する動作期間Ｔｏｎと、オン時間固定パルスＳ１ｂの生成を停止する静止期間Ｔｏｆｆとを交互に繰り返すことにより、一周期当たりの内部消費電流Ｉｃｃ（平均値）を低減して軽負荷時の電力効率ξを改善する点にある。
なお、ＰＷＭモードにおいてトランジスタ１０１が１回オンする毎に負荷に供給される電荷をＱ１とし、ＰＷＭパルスＳ１ａの最小オン時間（最小パルス幅）をｔｍｉｎとした場合、ＰＷＭモードからオン時間固定モードに切り替わる際の閾値電流Ｉｔｈ１は、一般に、次の（１０）式から求めることができる。
また、オン時間固定モードからＰＷＭモードへの切り替わりについても、上記と同様に理解することができる。なお、オン時間固定モードにおいてトランジスタ１０１がＮ回オンする毎に負荷に供給される電荷をＱ２とし、オン時間固定パルスＳ１ｂの１パルス毎のオン期間をｔｏｎとした場合、オン時間固定モードからＰＷＭモードに切り替わる際の閾値電流Ｉｔｈ２は、一般に、次の（１１）式から求めることができる。
上記の切替負荷ポイント（Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２）は極めて重要である。オン時間固定モードは、オン時間ｔｏｎとオン回数Ｎが固定であるので、閾値電流Ｉｔｈ２を設計しやすく、また、超軽負荷での電力効率ξを調整しやすい。
しかし、軽負荷状態での電力効率ξを高めるために、オン時間ｔｏｎやオン回数Ｎを大きく設定すると、軽負荷から重負荷に切り替わる閾値電流Ｉｔｈ２が大きくなり、本来ならばＰＷＭモードで動作させたい領域までオン時間固定モードで動作させてしまうという問題が生じる。以下では、このような問題が生じる原理について、より詳細に説明する。
先出の図３で示したように、オン時間固定モードでは、オン時間ｔｏｎが固定されたオン時間固定パルスＳ１ｂを用いて出力トランジスタ１０１をオン／オフさせることにより負荷に電荷を供給する。なお、先出の（７）式でも示したように、オン時間固定モードにおいて、トランジスタ１０１が１回オンする毎に負荷に供給される電荷Ｑは、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ、及び、オン時間ｔｏｎの関数となる。
このオン時間固定パルスＳ１ｂをＮ発だけ生成した場合、負荷に供給される総電荷量は（Ｎ×Ｑ）となり、この電荷が周期Ｔに亘って負荷に流れる出力電流Ｉｏとして消費される。この事実を鑑みると、オン時間固定モードにおけるスイッチング周期Ｔは、次の（１２）式で算出することができる。
ここで、仮に、オン時間固定モードのスイッチング周期ＴがＰＷＭモードのスイッチング周期ＴＰＷＭと一致するまで短くならない限り、オン時間固定モードからＰＷＭモードへの切替を行わない構成とした場合、オン時間固定モードからＰＷＭモードに切り替わる際の閾値電流Ｉｔｈ２は、次の（１３）式で求められる。
例えば、Ｖｉ＝１２Ｖ、Ｖｏ＝５Ｖ、ｔｏｎ＝６００ｎｓ、Ｎ＝４、Ｌ＝１０μＨ、及び、ｆ＝５００ｋＨｚ（ＴＰＷＭ＝２μｓ）である場合、連続モード（Ａ）と不連続モード（Ｂ）との境目となる出力電流Ｉｏが約２１０ｍＡであるのに対して、閾値電流Ｉｔｈ２が約６００ｍＡとなる。すなわち、ＰＷＭモードでの動作が十分に可能な負荷領域であるにも関わらず、オン時間固定モードでの動作が継続されてしまう。
そこで、本構成例の電源装置１は、オン時間固定モードのスイッチング周期Ｔが所定のマスク期間Ｔｍａｓｋ（＞ＴＰＷＭ）と一致したときに、オン時間固定モードからＰＷＭモードへの切替を行う構成とされている。
より具体的述べると、上記のモード切替動作を実現するために、セレクタ制御部１１３は、比較信号Ｓ０のローレベル期間がマスク期間Ｔｍａｓｋよりも短ければＰＷＭパルスＳ１ａを選択するようにセレクタ制御信号Ｓ４を生成し、比較信号Ｓ０のローレベル期間がマスク期間Ｔｍａｓｋよりも長ければオン時間固定パルスＳ１ｂを選択するようにセレクタ制御信号Ｓ４を生成する構成とされている。
このような構成を採用した場合、オン時間固定モードからＰＷＭモードに切り替わる際の閾値電流Ｉｔｈ２は、次の（１４）式で求められる。
例えば、Ｖｉ＝１２Ｖ、Ｖｏ＝５Ｖ、ｔｏｎ＝６００ｎｓ、Ｎ＝４、Ｌ＝１０μＨ、及び、Ｔｍａｓｋ＝３２μｓである場合、閾値電流Ｉｔｈ２は約３７ｍＡとなる。このように、本構成例の電源装置１であれば、軽負荷状態での電力効率ξを高めるために、オン時間ｔｏｎやオン回数Ｎを大きく設定した場合であっても、閾値電流Ｉｔｈ２を軽負荷側にシフトさせることができるので、オン時間固定モードからＰＷＭモードへの切替を遅滞なく適切に実行することが可能となる。
また、本構成例の電源装置１であれば、比較信号Ｓ０のローレベル期間がマスク期間Ｔｍａｓｋに亘って継続しない限り、ＰＷＭモードからオン時間固定モードへの切替が行われないので、負荷変動時やノイズ重畳時における動作モードの意図しない切り替わりを防止することも可能となる。
＜カウンタ調整部＞
ところで、負荷変動時間やノイズ重畳時間は、電源装置１の用途や負荷によって異なるので、マスク期間Ｔｍａｓｋを一概に決めることはできない。そこで、本構成例のスイッチング制御回路１００には、カウンタ調整部が設けられている。図８は、カウンタ調整部の一構成例を示すブロック図である。
ところで、負荷変動時間やノイズ重畳時間は、電源装置１の用途や負荷によって異なるので、マスク期間Ｔｍａｓｋを一概に決めることはできない。そこで、本構成例のスイッチング制御回路１００には、カウンタ調整部が設けられている。図８は、カウンタ調整部の一構成例を示すブロック図である。
カウンタ調整部１２２は、マスク期間Ｔｍａｓｋを調整するための手段としてスイッチング制御回路１００に設けられたロジック回路である。具体的に述べると、カウンタ調整部１２２は、半導体装置１０に設けられた外部端子Ｔ１４に入力される外部制御信号Ｓ１５に応じてマスク期間調整信号Ｓ１６を生成しこれをセレクタ制御部１１３に送出する。
例えば、カウンタ調整部１２２は、外部制御信号Ｓ１５がハイレベルであるときにはマスク期間Ｔｍａｓｋを第１マスク期間Ｔｍａｓｋ１とする一方、外部制御信号Ｓ１５がローレベルであるときにはマスク期間Ｔｍａｓｋを第２マスク期間Ｔｍａｓｋ２とするように、マスク期間調整信号Ｓ１６を生成する。
本構成例の電源装置１であれば、半導体装置１０の外部端子Ｔ１４を用いることによりマスク期間Ｔｍａｓｋを任意に変更することができるので、電源装置１の用途や負荷に応じてマスク期間Ｔｍａｓｋの最適な設定を行うことが可能となる。また、マスク期間Ｔｍａｓｋの調整機能を流用すれば、ＰＷＭモードとオン時間固定モードとの切り替わりポイントとなる閾値電流Ｉｔｈ１及びＩｔｈ２を任意に調整することも可能となる。
＜ワンショットモード＞
先出の図７で示したように、電源装置１がＰＷＭモードで動作している状態（電源装置１の起動時、または、重負荷状態）において、負荷を軽くしていくと、スイッチ電圧Ｖｓｗの挙動は、連続モード（Ａ）から不連続モード（Ｂ）に移行する。このとき、ＰＷＭパルスＳ１ａのオン時間（パルス幅）は、半導体装置１０の内部で定まる最小オン時間（最小パルス幅）ｔｍｉｎとなる。
先出の図７で示したように、電源装置１がＰＷＭモードで動作している状態（電源装置１の起動時、または、重負荷状態）において、負荷を軽くしていくと、スイッチ電圧Ｖｓｗの挙動は、連続モード（Ａ）から不連続モード（Ｂ）に移行する。このとき、ＰＷＭパルスＳ１ａのオン時間（パルス幅）は、半導体装置１０の内部で定まる最小オン時間（最小パルス幅）ｔｍｉｎとなる。
さらに、負荷が軽くなると、スイッチ電圧Ｖｓｗの挙動は、間欠発振モード（Ｃ）に移行し、比較信号Ｓ０のハイレベル期間が所定のマスク期間Ｔｍａｓｋに亘って維持された時点でオン時間固定モード（Ｄ）に移行する。
つまり、ＰＷＭモードからオン時間固定モードに切り替わる際の閾値電流Ｉｔｈ１は、ＰＷＭパルスＳ１ａの最小オン時間ｔｍｉｎとマスク期間Ｔｍａｓｋに応じて、次の（１５）式から求めることができる。
上記の（１５）式から分かるように、ＰＷＭパルスＳ１ａの最小オン時間ｔｍｉｎを小さく設定するほど、トランジスタ１０１が１回オンする毎に負荷に供給される電荷Ｑも小さくなり、延いては、閾値電流Ｉｔｈ１がより軽負荷側にシフトするので、ＰＷＭモードからオン時間固定モードへの切替タイミングが遅れて、軽負荷時の電力効率ξを高めることができなくなる。特に、本構成例の電源装置１では、セレクタ制御部１１３において、ＰＷＭパルスＳ１ａのスイッチング周波数ＴＰＷＭよりも長いマスク期間Ｔｍａｓｋが設定されているので、閾値電流Ｉｔｈ１はより大きく軽負荷側にシフトする。
しかしながら、電源装置１の起動時において、ソフトスタート動作を有効に機能させるためには、ＰＷＭパルスＳ１ａの最小オン時間ｔｍｉｎを十分に小さく設定しておく必要があり、これを大きく設定し過ぎるとオーバーシュートなどの原因となってしまう。
そこで、本構成例の電源装置１は、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが所定の閾値電圧Ｖｔｈ４を上回った時点で一度だけオン時間ｔｆｉｘ（＞ｔｍｉｎ）とオン回数Ｍが一定のワンショットパルスＳ１ｃを生成するワンショットパルス生成部１１２と、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが閾値電圧Ｖｔｈ４を上回った時点でセレクタ制御信号Ｓ４に依ることなくワンショットパルス１ｃを選択するセレクタ１１４と、を有する構成とされている。
図９は、ワンショットパルス生成動作の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、基準電圧Ｖｒｅｆ、ソフトスタート電圧Ｖｓｓ、出力電圧Ｖｏ、ソフトスタート完了信号Ｓ３、及び、ワンショットパルスＳ１ｃ（出力信号Ｓ２）が描写されている。
図９で示すように、電源装置１が起動すると、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが緩やかに上昇を開始し、これに追従するように出力電圧Ｖｏが上昇していく。このとき、電源装置１はＰＷＭモードで動作するが、ＰＷＭパルスＳ１ａ（図９では不図示）の最小オン時間ｔｍｉｎを十分に小さく設定しておくことにより、ソフトスタート動作を有効に機能させてオーバーシュートなどを抑制することが可能となる。
その後、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが閾値電圧Ｖｔｈ４を上回ると、ソフトスタート完了信号Ｓ３がローレベルに立ち下がる。ソフトスタート完了信号Ｓ３は、電源装置１の起動時に種々の内部信号をマスク（無効化）するための既存信号である。
ワンショットパルス生成部１１２は、上記のソフトスタート完了信号Ｓ３を監視しており、ソフトスタート完了信号Ｓ３の立下りエッジをトリガとして、オン時間ｔｆｉｘとオン回数Ｍが一定のワンショットパルスＳ１ｃを生成する。なお、ワンショットパルスＳ１ｃのオン時間ｔｆｉｘ及びオン回数Ｍは、オン時間固定パルスＳ１ｂのオン時間ｔｏｎ及びオン回数Ｎと同じ設定値であってもよいし、異なる設定値であってもよい。
また、セレクタ１１４も、上記のソフトスタート完了信号Ｓ３を監視しており、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが閾値電圧Ｖｔｈ４を上回った時点で、セレクタ制御信号Ｓ４に依ることなくワンショットパルスＳ１ｃを選択する。
その結果、電源装置１の起動時には、ソフトスタート動作が完了してから一度だけワンショットパルスＳ１ｃによる出力トランジスタ１０１のオン／オフ制御が行われる。このとき、ＰＷＭモードからオン時間固定モードに切り替わる際の閾値電流Ｉｔｈ１’は、ワンショットパルスＳ１ｃのオン時間ｔｆｉｘ及びオン回数Ｍとマスク期間Ｔｍａｓｋに応じて、次の（１６）式から求めることができる。
上記の（１６）式から分かるように、ワンショットモードでは、ワンショットパルスＳ１ｃのオン時間ｔｆｉｘとオン回数Ｍを適切に設定することにより、ソフトスタート動作中のＰＷＭモードに比べて、負荷に供給される電荷Ｑ’を増加させることができるので、ＰＷＭモードからオン時間固定モードに切り替わる際の閾値電流Ｉｔｈ１’を重負荷側にシフトさせることが可能となる。
例えば、Ｖｉ＝１２Ｖ、Ｖｏ＝５Ｖ、Ｌ＝１０μＨ、ｔｍｉｎ＝１５０ｎｓ、及び、Ｔｍａｓｋ＝５０μｓである場合、閾値電流Ｉｔｈ１は約３３０μＡとなる。一方、上記と同条件下でｔｆｉｘ＝４００ｎｓ、及び、Ｍ＝２であるワンショットパルスＳ１ｃを生成すると、閾値電流Ｉｔｈ１’は約５ｍＡとなる。このように、本構成例の電源装置１であれば、ＰＷＭモードからオン時間固定モードへの切替タイミングを早めて、軽負荷時の電力効率ξを高めることが可能となる。
＜車両＞
図１０は、車載機器を搭載した車両の一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７と、これらの車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７に電力を供給するバッテリ（不図示）と、を搭載している。
図１０は、車載機器を搭載した車両の一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７と、これらの車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７に電力を供給するバッテリ（不図示）と、を搭載している。
車載機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。
車載機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。
車載機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。
車載機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power Steering］制御、電子サスペンション制御など）を行うボディコントロールユニットである。
車載機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。
車載機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、電動サンルーフ、電動シート、及び、エアコンなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。
車載機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［Electronic Toll Collection System］など、ユーザの任意で車両Ｘに装着される電子機器である。
なお、先に説明した電源装置１は、車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７のいずれにも組み込むことが可能である。
＜その他の変形例＞
なお、上記の実施形態では、車載用の電源装置に本発明を適用した構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、他の用途に供される電源装置にも広く適用することが可能である。
なお、上記の実施形態では、車載用の電源装置に本発明を適用した構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、他の用途に供される電源装置にも広く適用することが可能である。
また、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。例えば、バイポーラトランジスタとＭＯＳ電界効果トランジスタとの相互置換や、各種信号の論理レベル反転は任意である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
本発明は、例えば、車載用の電源装置に適用することが可能である。
１ 電源装置
１０ 半導体装置
１００ スイッチング制御回路
１０１ 出力トランジスタ（Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ）
１０２ ドライバ（インバータ）
１０３ ローレベル電圧生成部
１０４ 帰還電圧生成部
Ｒａ、Ｒｂ 抵抗
１０５ ソフトスタート電圧生成部
１０５ａ 電流源
１０５ｂ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
１０５ｃ コンパレータ
１０６ エラーアンプ
１０７ オシレータ
１０８ スロープ電圧生成部
１０９ コンパレータ
１１０ ＰＷＭパルス生成部
１１１ オン時間固定パルス生成部
１１２ ワンショットパルス生成部
１１３ セレクタ制御部（カウンタ）
１１４ セレクタ
１１５ コンパレータ
１１６ コンパレータ
１１７ ＯＲゲート
１１８ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
１１９ オン時間固定パルス調整部
１２０ オン時間固定パルス無効部（コンパレータ）
１２１ ＮＯＲゲート
１２２ カウンタ調整部
２００ 内部電源電圧生成回路
２０１ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
２０２ オペアンプ
２０３ プリレギュレータ部
２０４ 基準電圧生成部
２０５、２０６ 抵抗
３００ 電源切替回路
３０１、３０２ スイッチ（Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ）
３０３ インバータ
Ｌ１ コイル
Ｄ１ ダイオード
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｃ１〜Ｃ６ キャパシタ
Ｔ１〜Ｔ１４ 外部端子
Ｘ 車両
Ｘ１１〜Ｘ１７ 車載機器
１０ 半導体装置
１００ スイッチング制御回路
１０１ 出力トランジスタ（Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ）
１０２ ドライバ（インバータ）
１０３ ローレベル電圧生成部
１０４ 帰還電圧生成部
Ｒａ、Ｒｂ 抵抗
１０５ ソフトスタート電圧生成部
１０５ａ 電流源
１０５ｂ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
１０５ｃ コンパレータ
１０６ エラーアンプ
１０７ オシレータ
１０８ スロープ電圧生成部
１０９ コンパレータ
１１０ ＰＷＭパルス生成部
１１１ オン時間固定パルス生成部
１１２ ワンショットパルス生成部
１１３ セレクタ制御部（カウンタ）
１１４ セレクタ
１１５ コンパレータ
１１６ コンパレータ
１１７ ＯＲゲート
１１８ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
１１９ オン時間固定パルス調整部
１２０ オン時間固定パルス無効部（コンパレータ）
１２１ ＮＯＲゲート
１２２ カウンタ調整部
２００ 内部電源電圧生成回路
２０１ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
２０２ オペアンプ
２０３ プリレギュレータ部
２０４ 基準電圧生成部
２０５、２０６ 抵抗
３００ 電源切替回路
３０１、３０２ スイッチ（Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ）
３０３ インバータ
Ｌ１ コイル
Ｄ１ ダイオード
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｃ１〜Ｃ６ キャパシタ
Ｔ１〜Ｔ１４ 外部端子
Ｘ 車両
Ｘ１１〜Ｘ１７ 車載機器
Claims (10)
- 入力電圧から出力電圧を生成するためにオン／オフされる出力トランジスタと、
前記出力電圧に応じた帰還電圧を生成する帰還電圧生成部と、
起動時緩やかに上昇するソフトスタート電圧を生成するソフトスタート電圧生成部と、
所定の基準電圧及び前記ソフトスタート電圧のいずれか低い方と前記帰還電圧との差分に応じた誤差電圧を生成するエラーアンプと、
所定周波数のクロック信号を生成するオシレータと、
前記クロック信号に同期してスロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、
前記誤差電圧と前記スロープ電圧とを比較して比較信号を生成するコンパレータと、
前記クロック信号と前記比較信号に基づいてＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成部と、
前記比較信号をトリガとしてオン時間とオン回数が一定のオン時間固定パルスを生成するオン時間固定パルス生成部と、
前記ソフトスタート電圧が所定の閾値電圧を上回った時点で一度だけオン時間とオン回数が一定のワンショットパルスを生成するワンショットパルス生成部と、
前記ＰＷＭパルス、前記オン時間固定パルス、及び、前記ワンショットパルスのいずれか一つを選択するセレクタと、
前記セレクタの出力に応じて前記出力トランジスタをオン／オフさせるドライバと、
を有することを特徴とする電源装置。 - 負荷の重さに応じて前記ＰＷＭパルスと前記オン時間固定パルスの一方を選択するようにセレクタ制御信号を生成するセレクタ制御部をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
- 前記セレクタは、前記ソフトスタート電圧が前記閾値電圧を上回った時点で前記セレクタ制御信号に依ることなく前記ワンショットパルスを選択することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
- 前記セレクタ制御部は、前記比較信号が同一の論理レベルに維持されている期間を監視して前記負荷の重さを判定することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
- 前記セレクタで前記ＰＷＭパルスが選択されているＰＷＭモードで負荷が軽くなり、前記出力トランジスタの一端に現れるスイッチ電圧が連続モードから不連続モードに移行したとき、前記ＰＷＭパルスのオン時間は、最小オン時間となることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
- 前記ＰＷＭモードでさらに負荷が軽くなり、前記スイッチ電圧が前記不連続モードから間欠発振モードに移行して、前記比較信号が所定のマスク期間に亘って同一の論理レベルに維持されたとき、前記セレクタ制御部は、前記セレクタで前記オン時間固定パルスが選択されるオン時間固定モードへの移行を行うように、前記セレクタ制御信号を生成することを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
- 外部端子に入力される外部制御信号に応じて前記マスク期間を調整するためのマスク期間調整信号を生成し、これを前記セレクタ制御部に送出するカウンタ調整部をさらに有することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
- 前記ソフトスタート電圧生成部は、前記ソフトスタートが前記閾値電圧を上回ったことを検出してソフトスタート完了信号を生成し、
前記ワンショットパルス生成部は、前記ソフトスタート完了信号のエッジをトリガとして前記ワンショットパルスを生成することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 請求項１〜請求項８のいずれかに記載の電源装置を有することを特徴とする車載機器。
- 請求項９に記載の車載機器と、
前記車載機器に電力を供給するバッテリと、
を有することを特徴とする車両。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012137680A JP2014003812A (ja) | 2012-06-19 | 2012-06-19 | 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 |
| US13/920,465 US9541928B2 (en) | 2012-06-19 | 2013-06-18 | Power supply device, and vehicle-mounted apparatus and vehicle using same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2012137680A JP2014003812A (ja) | 2012-06-19 | 2012-06-19 | 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2014003812A true JP2014003812A (ja) | 2014-01-09 |
Family
ID=49755223
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012137680A Pending JP2014003812A (ja) | 2012-06-19 | 2012-06-19 | 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US9541928B2 (ja) |
| JP (1) | JP2014003812A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20200028465A (ko) * | 2017-07-19 | 2020-03-16 | 선전 차이나 스타 옵토일렉트로닉스 세미컨덕터 디스플레이 테크놀로지 컴퍼니 리미티드 | 출력 전압 조정 회로 및 액정 표시 장치 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9391551B2 (en) * | 2013-06-28 | 2016-07-12 | Stmicroelectronics S.R.L. | Apparatus to detect the zero-cross of the BEMF of a three-phase electric motor and related method |
| US10033280B2 (en) * | 2014-12-19 | 2018-07-24 | Sony Corporation | Voltage conversion circuit, electronic device, and method of controlling voltage conversion circuit |
| JP6407071B2 (ja) * | 2015-03-16 | 2018-10-17 | 株式会社東芝 | 電圧切替回路および電源装置 |
| JP6581443B2 (ja) * | 2015-09-04 | 2019-09-25 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | センサ装置 |
| DE112019000760T5 (de) * | 2018-03-22 | 2020-11-05 | Rohm Co., Ltd. | Schaltsteuerschaltung |
| US11095282B2 (en) * | 2018-12-05 | 2021-08-17 | Texas Instruments Incorporated | Methods and apparatus to implement current limit test mode |
Family Cites Families (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08129360A (ja) | 1994-10-31 | 1996-05-21 | Tdk Corp | エレクトロルミネセンス表示装置 |
| EP1199789A1 (en) * | 2000-10-19 | 2002-04-24 | Semiconductor Components Industries, LLC | Circuit and method of operating a low-noise, on-demand regulator in switched or linear mode |
| JP4110926B2 (ja) * | 2002-07-11 | 2008-07-02 | 富士電機デバイステクノロジー株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP4311564B2 (ja) | 2005-03-10 | 2009-08-12 | 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 | 電流モード制御型ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路および制御方法 |
| WO2007011332A1 (en) * | 2005-07-15 | 2007-01-25 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Power supply controller and method therefor |
| JP4823604B2 (ja) * | 2005-08-05 | 2011-11-24 | ローム株式会社 | ソフトスタート回路、電源装置、電気機器 |
| CN1956615B (zh) | 2005-10-25 | 2010-08-25 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | 放电灯驱动装置及驱动方法 |
| JP4629648B2 (ja) * | 2006-11-28 | 2011-02-09 | ザインエレクトロニクス株式会社 | コンパレータ方式ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US7480159B2 (en) * | 2007-04-19 | 2009-01-20 | Leadtrend Technology Corp. | Switching-mode power converter and pulse-width-modulation control circuit with primary-side feedback control |
| JP2009213228A (ja) * | 2008-03-03 | 2009-09-17 | Nec Electronics Corp | Ｄｃコンバータ |
| JP4618339B2 (ja) | 2008-06-20 | 2011-01-26 | ミツミ電機株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP5195182B2 (ja) | 2008-09-04 | 2013-05-08 | 株式会社リコー | 電流モード制御型スイッチングレギュレータ |
| JP2010081749A (ja) | 2008-09-26 | 2010-04-08 | Fujitsu Microelectronics Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、およびｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 |
| US8018743B2 (en) | 2009-03-05 | 2011-09-13 | Iwatt Inc. | Adaptive control for transition between multiple modulation modes in a switching power converter |
| TWI415374B (zh) * | 2009-03-05 | 2013-11-11 | Richtek Technology Corp | 多相電源供應電路與其控制電路及方法 |
| JP5504685B2 (ja) | 2009-04-27 | 2014-05-28 | 株式会社リコー | スイッチングレギュレータ及びその動作制御方法 |
| JP5576078B2 (ja) | 2009-09-10 | 2014-08-20 | スパンション エルエルシー | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御回路 |
| JP5420433B2 (ja) * | 2010-01-14 | 2014-02-19 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置および電源装置 |
| TWI400864B (zh) * | 2010-07-26 | 2013-07-01 | Richtek Technology Corp | 降低固定導通時間切換式電源調節電路輸出漣波之控制電路及其方法 |
| KR101877552B1 (ko) | 2011-10-12 | 2018-07-12 | 한국전자통신연구원 | Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 |
| JP2014003814A (ja) | 2012-06-19 | 2014-01-09 | Rohm Co Ltd | 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 |
| US9077242B2 (en) | 2012-09-27 | 2015-07-07 | Semiconductor Components Industries, Llc | Converter and method which remains biased for operation in the pulse frequency modulation mode and pulse width modulation mode |
-
2012
- 2012-06-19 JP JP2012137680A patent/JP2014003812A/ja active Pending
-
2013
- 2013-06-18 US US13/920,465 patent/US9541928B2/en active Active
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20200028465A (ko) * | 2017-07-19 | 2020-03-16 | 선전 차이나 스타 옵토일렉트로닉스 세미컨덕터 디스플레이 테크놀로지 컴퍼니 리미티드 | 출력 전압 조정 회로 및 액정 표시 장치 |
| KR102318646B1 (ko) | 2017-07-19 | 2021-10-28 | 선전 차이나 스타 옵토일렉트로닉스 세미컨덕터 디스플레이 테크놀로지 컴퍼니 리미티드 | 출력 전압 조정 회로 및 액정 표시 장치 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20130334876A1 (en) | 2013-12-19 |
| US9541928B2 (en) | 2017-01-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6013036B2 (ja) | 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 | |
| US7538526B2 (en) | Switching regulator, and a circuit and method for controlling the switching regulator | |
| JP5091027B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| US7145316B1 (en) | Control circuit for monitoring and maintaining a bootstrap voltage in an N-channel buck regulator | |
| US9106132B2 (en) | Boundary conduction mode switching regulator and driver circuit and control method thereof | |
| US8773099B2 (en) | Methods to reduce output voltage ripple in constant on-time DC-DC converters | |
| US20100141222A1 (en) | Load transient sensing circuit for a power converter | |
| US8593125B1 (en) | Buck DC-DC converter with dual feedback control | |
| JP2014003812A (ja) | 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 | |
| US8710816B2 (en) | Buck converter having reduced ripple under a light load | |
| EP2973971B1 (en) | Systems and methods for 100 percent duty cycle in switching regulators | |
| JP6002465B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| US20150180341A1 (en) | Switching regulator and control circuit and control method therefor | |
| JP2008072891A (ja) | 任意の等価直列抵抗を伴う出力キャパシタの利用を可能にするための固定オン時間制御利用電圧調整器におけるリプル発生 | |
| US20090184699A1 (en) | Power supply apparatus and power supply method | |
| JP6594199B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP2014003814A (ja) | 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 | |
| JP6101439B2 (ja) | 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 | |
| JP6154584B2 (ja) | 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 | |
| JP2014003770A (ja) | 電源装置、並びに、これを用いた車載機器及び車両 | |
| JP2006166667A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP2017121164A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP2010284046A (ja) | 昇降圧ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2004147418A (ja) | スイッチング電源装置および電源システム | |
| JP2013132100A (ja) | スイッチングレギュレータ |