JP6594199B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Description

本発明は、昇降圧型スイッチングレギュレータに関する。

エンジンの再始動を何度も行うアイドリングストップ車ではエンジンを一時的に停止されている期間にＡＶ機器や空調機器などの車載機器によってバッテリの電力が消費され続けるため、クランキング（エンジン始動）時のバッテリ電圧低下が従来よりも厳しくなる。入力電圧（バッテリ電圧）の低下時に出力電圧を保持する昇降圧型スイッチングレギュレータを用いることで、クランキング時にバッテリ電圧が大きく低下した場合でも車載機器を正常動作させることができる。

このため、車載機器市場において、昇降圧型スイッチングレギュレータの需要が高まっている。

ここで、一般的な昇降圧型スイッチングレギュレータの構成及び動作について説明する。図１５は一般的な昇降圧型スイッチングレギュレータの構成を示す図である。

図１５に示す昇降圧型スイッチングレギュレータは、降圧用スイッチであるＭＯＳトランジスタＱ１１及びＱ１２と、インダクタＬ１１と、昇圧用スイッチであるＭＯＳトランジスタＱ１３及びＱ１４と、出力コンデンサＣ１１と、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４と、制御部ＣＮＴ１１と、を備えている。

制御部ＣＮＴ１１は、抵抗Ｒ１１及びＲ１２からなる分圧回路の出力によって出力電圧Ｖ_OUTを監視しており、抵抗Ｒ１３及びＲ１４からなる分圧回路の出力によって入力電圧であるバッテリ電圧Ｖ_BATを監視している。

バッテリ電圧Ｖ_BATが第１の所定値Ａ１よりも大きい場合、制御部ＣＮＴ１１は降圧モードを選択する（図１６参照）。降圧モードでは、制御部ＣＮＴ１１は、出力電圧Ｖ_OUTに応じてＭＯＳトランジスタＱ１１及びＱ１２をオン／オフ制御し、ＭＯＳトランジスタＱ１３を常時オフにし、ＭＯＳトランジスタＱ１４を常時オンにする。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ１１及びＱ１２の接続ノード電圧である第１のスイッチ電圧Ｖ_SW1と、ＭＯＳトランジスタＱ１３及びＱ１４の接続ノード電圧である第２のスイッチ電圧Ｖ_SW2とは図１７Ａに示すようになる。

バッテリ電圧Ｖ_BATが第１の所定値Ａ１以下で第２の所定値Ａ２よりも大きい場合、制御部ＣＮＴ１１は昇降圧モードを選択する（図１６参照）。昇降圧モードでは、制御部ＣＮＴ１１は、出力電圧Ｖ_OUTに応じてＭＯＳトランジスタＱ１１及びＱ１２をオン／オフ制御し、出力電圧Ｖ_OUTに応じてＭＯＳトランジスタＱ１１及びＱ１２をオン／オフ制御する。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ１１及びＱ１２の接続ノード電圧である第１のスイッチ電圧Ｖ_SW1と、ＭＯＳトランジスタＱ１３及びＱ１４の接続ノード電圧である第２のスイッチ電圧Ｖ_SW2とは図１７Ｂに示すようになる。

バッテリ電圧Ｖ_BATが第２の所定値Ａ２以下である場合、制御部ＣＮＴ１１は昇圧モードを選択する（図１６参照）。昇圧モードでは、制御部ＣＮＴ１１は、ＭＯＳトランジスタＱ１１を常時オンにし、ＭＯＳトランジスタＱ１２を常時オフにし、出力電圧Ｖ_OUTに応じてＭＯＳトランジスタＱ１３及びＱ１４をオン／オフ制御する。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ１１及びＱ１２の接続ノード電圧である第１のスイッチ電圧Ｖ_SW1と、ＭＯＳトランジスタＱ１３及びＱ１４の接続ノード電圧である第２のスイッチ電圧Ｖ_SW2とは図１７Ｃに示すようになる。

特許第３５５６６５２号公報

昇降圧モード及び昇圧モードにおけるインダクタＬ１１の平均電流は、降圧モードにおけるインダクタＬ１１の平均電流よりも大きくなる。このため、昇降圧モード及び昇圧モードでは、降圧モードよりも発熱が大きくなり効率が悪くなる。したがって、バッテリ電圧Ｖ_BATが低下しても出来る限り降圧モードから昇降圧モードに移行しないことが望ましい。すなわち、所望の出力電圧Ｖ_OUTが得られる範囲で第１の所定値Ａ１は出来る限り小さいことが望ましい。

しかしながら、図１５に示す昇降圧型スイッチングレギュレータは、降圧モードにおいて、ＭＯＳトランジスタＱ１１及びＱ１２のスイッチング周波数が一定値であるため、当該一定値によってＭＯＳトランジスタＱ１１の最大オンデューティが制限されていた。そして、その制限された最大オンデューティのせいで第１の所定値Ａ１を十分に下げることができなかった。

特許文献１で開示されているＤＣ−ＤＣコンバータも図１５に示す昇降圧型スイッチングレギュレータと同様に上記の問題を有している。

本発明は、上記の状況に鑑み、入力電圧が低下したときに降圧モードから昇降圧モードに移行することを極力抑えることができる昇降圧型スイッチングレギュレータを提供することを目的とする。

本明細書中に開示されているスイッチングレギュレータは、入力電圧から出力電圧を生成するスイッチングレギュレータであって、第１端が前記入力電圧の印加される第１印加端に接続された第１スイッチと、第１端が前記第１スイッチの第２端に接続されて第２端が前記入力電圧よりも低い所定電圧の印加される第２印加端に接続された第２スイッチと、前記第２スイッチを流れる電流を検出する電流検出部と、第１端が前記第１スイッチと前記第２スイッチの接続ノードに接続されたインダクタと、第１端が前記インダクタの第２端に接続されて第２端が前記所定電圧の印加される第３印加端に接続された第３スイッチと、第１端が前記インダクタと前記第３スイッチの接続ノードに接続されて第２端が前記出力電圧の印加される第４印加端に接続された第４スイッチと、前記出力電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを相補的にオン／オフさせるための降圧用制御信号を生成する第１制御回路と、昇降圧モード時に前記第３スイッチのオンデューティＤ（０≦Ｄ≦１）を固定値Ｄ’（０＜Ｄ’＜１）に固定して前記第３スイッチ及び前記第４スイッチを相補的にオン／オフさせるための昇圧用制御信号を生成する第２制御回路と、を有し、前記第１制御回路は、スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部を有し、前記スロープ電圧に応じて前記降圧用制御信号を生成し、前記スロープ電圧生成部は、前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積して、蓄積された電流の情報に第１ランプ電圧を合成して前記スロープ電圧を生成する第１の動作と、前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積して、蓄積された電流の情報に前記第１ランプ電圧に加えて又は前記第１ランプ電圧に代えて前記第１ランプ電圧よりも傾きの小さい第２ランプ電圧を合成して前記スロープ電圧を生成する第２の動作と、を切り替える構成（第１の構成）である。

また上記第１の構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記第１制御回路は、前記スイッチングレギュレータの出力電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、前記スロープ電圧と前記誤差信号を比較して比較信号であるリセット信号を生成するコンパレータと、所定周波数のクロック信号であるセット信号を生成するオシレータと、前記セット信号と前記リセット信号に応じて前記降圧用制御信号を生成するタイミング制御回路と、を有する構成（第２の構成）にしてもよい。

また上記第２の構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記セット信号がハイレベルからローレベルに切り替わる時に、前記降圧用制御信号によって前記第１スイッチがオフ状態からオン状態に切り替わり、前記セット信号がローレベルからハイレベルに切り替わる時の前記降圧用制御信号の状態に応じて、前記スロープ電圧生成部が前記第１の動作及び前記第２の動作のいずれかを選択する構成（第３の構成）にしてもよい。

また上記第１〜第３いずれかの構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記電流検出部は、前記第２スイッチを流れる電流に応じた電圧を電流に変換する電圧電流変換回路であって、前記スロープ電圧生成部は、前記電圧電流変換回路の出力電流を充電する第１コンデンサを有する構成（第４の構成）にしてもよい。

また上記第４の構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記スロープ電圧生成部は、前記電圧電流変換回路の出力端から前記第１コンデンサに至る電流経路を導通／遮断する第１スイッチをさらに有する構成（第５の構成）にしてもよい。

また上記第４又は第５の構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記スロープ電圧生成部は、前記第１コンデンサを放電させて前記第１コンデンサの充電電圧をリセットする第１リセット部を有する構成（第６の構成）にしてもよい。

また上記第４〜第６いずれかの構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記スロープ電圧生成部は、第１定電流源と、前記第１定電流源の出力電流を充電する第２コンデンサと、を有する構成（第７の構成）にしてもよい。

また上記第７の構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記スロープ電圧生成部は、前記第２コンデンサを放電させて前記第２コンデンサの充電電圧をリセットする第２リセット部を有する構成（第８の構成）にしてもよい。

また上記第７又は第８の構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記スロープ電圧生成部は、前記第１コンデンサの充電電圧によってオン抵抗が制御される可変抵抗部を有し、前記第２コンデンサに前記可変抵抗部が直列接続される構成（第９の構成）にしてもよい。

また上記第７〜第９いずれかの構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記スロープ電圧生成部は、第２定電流源と、前記第２定電流源の出力端から前記第１コンデンサに至る電流経路を導通／遮断する第２スイッチと、を有し、前記第２定電流源の出力電流は前記第１定電流源の出力電流より小さい構成（第１０の構成）にしてもよい。

本明細書中に開示されているスイッチングレギュレータは、入力電圧から出力電圧を生成するスイッチングレギュレータであって、第１端が前記入力電圧の印加される第１印加端に接続された第１スイッチと、第１端が前記第１スイッチの第２端に接続されて第２端が前記入力電圧よりも低い所定電圧の印加される第２印加端に接続された第２スイッチと、前記第２スイッチを流れる電流を検出する電流検出部と、第１端が前記第１スイッチと前記第２スイッチの接続ノードに接続されたインダクタと、第１端が前記インダクタの第２端に接続されて第２端が前記所定電圧の印加される第３印加端に接続された第３スイッチと、第１端が前記インダクタと前記第３スイッチの接続ノードに接続されて第２端が前記出力電圧の印加される第４印加端に接続された第４スイッチと、前記出力電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを相補的にオン／オフさせるための降圧用制御信号を生成する第１制御回路と、昇降圧モード時に前記第３スイッチのオンデューティを前記出力電圧及び前記入力電圧それぞれと独立して設定して前記第３スイッチ及び前記第４スイッチを相補的にオン／オフさせるための昇圧用制御信号を生成する第２制御回路と、を有し、前記第１制御回路は、スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部を有し、前記スロープ電圧に応じて前記降圧用制御信号を生成し、前記スロープ電圧生成部は、前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積して、蓄積された電流の情報に第１ランプ電圧を合成して前記スロープ電圧を生成する第１の動作と、前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積して、蓄積された電流の情報に前記第１ランプ電圧に加えて又は前記第１ランプ電圧に代えて前記第１ランプ電圧よりも傾きの小さい第２ランプ電圧を合成して前記スロープ電圧を生成する第２の動作と、を切り替える構成（第１１の構成）である

本明細書中に開示されている車両は、上記第１〜第１１いずれかの構成のスイッチングレギュレータと、前記スイッチングレギュレータに電力を供給するバッテリと、を備える構成（第１２の構成）である。

本明細書中に開示されているスイッチングレギュレータによれば、入力電圧が低下したときに降圧モードから昇降圧モードに移行することを極力抑えることができる。

スイッチングレギュレータの全体構成例を示す図 降圧用制御回路の一構成例を示す図 降圧用制御回路の他の構成例を示す図 電流検出回路及びスロープ回路の一構成例を示す図 電圧電流変換回路の一構成例を示す図 バッテリ電圧が高い場合の降圧モードにおける図１のスイッチングレギュレータの一動作例を示すタイムチャート バッテリ電圧が低い場合の降圧モードにおける図１のスイッチングレギュレータの一動作例を示すタイムチャート 昇降圧モードにおける図１のスイッチングレギュレータの一動作例を示すタイムチャート 降圧モードにおける比較例に係るスイッチングレギュレータの一動作例を示すタイムチャート 昇降圧モードにおいてバッテリ電圧が出力電圧より小さい場合の比較例に係るスイッチングレギュレータの一動作例を示すタイムチャート 昇降圧モードにおいてバッテリ電圧が出力電圧より大きい場合の比較例に係るスイッチングレギュレータの一動作例を示すタイムチャートである。 出力電圧に対するバッテリ電圧の比の概略波形を示す図 ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ３のオンデューティを示す図 降圧モードのボード線図 昇降圧モードのボード線図 ゲイン補正後の昇降圧モードのボード線図 車載機器を搭載した車両の一構成例を示す外観図 一般的な昇降圧型スイッチングレギュレータの構成を示す図 バッテリ電圧の概略波形を示す図 降圧モードにおける各スイッチ電圧の概略波形を示す図 昇降圧モードにおける各スイッチ電圧の概略波形を示す図 昇圧モードにおける各スイッチ電圧の概略波形を示す図

＜全体構成＞
図１は、スイッチングレギュレータの全体構成例を示す図である。本構成例のスイッチングレギュレータ１０１は、昇降圧型スイッチングレギュレータであって、降圧用制御回路１と、ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４と、インダクタＬ１と、出力コンデンサＣ１と、出力抵抗Ｒ０と、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２と、電流検出回路２と、ＡＮＤゲート３と、固定デューティ回路４と、ＮＯＴゲート５と、を備える。

ＭＯＳトランジスタＱ１は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、入力電圧であるバッテリ電圧Ｖ_BATが印加されている入力電圧印加端からインダクタＬ１の一端に至る電流経路を導通／遮断するスイッチの一例である。ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインは、バッテリ電圧Ｖ_BATが印加されている入力電圧印加端に接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ１のソースは、インダクタＬ１の一端及びＭＯＳトランジスタＱ２のドレインに接続されている。

ＭＯＳトランジスタＱ２は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、接地端からインダクタＬ１の一端に至る電流経路を導通／遮断するスイッチの一例である。ＭＯＳトランジスタＱ２のドレインは、上述の通りインダクタＬ１の一端及びＭＯＳトランジスタＱ１のソースに接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ２のソースは、接地端に接続されている。なお、ＭＯＳトランジスタＱ２の代わりにダイオードを用いることもできる。

ＭＯＳトランジスタＱ３は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、インダクタＬ１の他端から接地端に至る電流経路を導通／遮断するスイッチの一例である。ＭＯＳトランジスタＱ３のドレインはインダクタＬ１の他端に接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ３のソースは、接地端に接続されている。

ＭＯＳトランジスタＱ４は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、インダクタＬ１の他端から出力電圧Ｖ_OUTが印加されている出力電圧印加端に至る電流経路を導通／遮断するスイッチの一例である。ＭＯＳトランジスタＱ４のドレインはインダクタＬ１の他端及びＭＯＳトランジスタＱ３のドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ４のソースは、出力コンデンサＣ１の一端及び出力電圧Ｖ_OUTが印加されている出力電圧印加端に接続されている。出力コンデンサＣ１の他端は接地されている。なお、ＭＯＳトランジスタＱ４の代わりにダイオードを用いることもできる。

出力コンデンサＣ１は出力電圧Ｖ_OUTのリップルを低減するための平滑コンデンサである。また出力電圧Ｖ_OUTは、出力コンデンサＣ１と出力抵抗Ｒ０によって構成される位相補償回路によって位相補償される。

分圧抵抗Ｒ１及びＲ２は、出力電圧Ｖ_OUTを分圧して帰還電圧Ｖ_FBを生成し、帰還電圧Ｖ_FBを降圧用制御回路１に供給する。

降圧用制御回路１は、帰還電圧Ｖ_FBに応じてＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２を相補的にオン／オフさせるためのＭＯＳトランジスタＱ１のゲート信号Ｇ１及びＭＯＳトランジスタＱ２のゲート信号Ｇ２を生成し、ゲート信号Ｇ１及びＧ２をＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２の各ゲートに供給する。なお、ＭＯＳトランジスタＱ１とＭＯＳトランジスタＱ２のオン／オフ切り替わり時には、ＭＯＳトランジスタＱ１とＭＯＳトランジスタＱ２の双方がオフになるデッドタイムを設けることが好ましい。

電流検出回路２は、ＭＯＳトランジスタＱ２のオン状態におけるドレイン−ソース間電圧すなわちＭＯＳトランジスタＱ２のオン抵抗の両端電圧に基づいて、ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流を検出し、その検出結果を降圧用制御回路１に出力する。

ＡＮＤゲート３は、モード指定信号Ｓ１と、固定デューティ回路４から出力されるオンデューティが固定されたパルス信号Ｓ２との論理積である信号Ｓ３を出力する。モード指定信号Ｓ１はローレベルのときに降圧モードを指定する信号となりハイレベルのときに昇降圧モードを指定する信号となる。スイッチングレギュレータ１０１がモード指定信号Ｓ１を生成する回路（不図示）を内蔵する構成であってもよく、スイッチングレギュレータ１０１が外部からモード指定信号Ｓ１を受け取る構成であってもよい。

ＡＮＤゲート３の出力信号Ｓ３は、ＭＯＳトランジスタＱ３のゲートに供給されるとともに、ＮＯＴゲート５によって論理反転された後にＭＯＳトランジスタＱ４のゲートに供給される。なお、ＮＯＴゲート５の代わりにデッドタイム生成回路を用い、ＭＯＳトランジスタＱ３とＭＯＳトランジスタＱ４のオン／オフ切り替わり時には、ＭＯＳトランジスタＱ３とＭＯＳトランジスタＱ４の双方がオフになるデッドタイムを設けることが好ましい。

＜降圧用制御回路の構成例＞
図２Ａは、降圧用制御回路１の一構成例を示す図である。図２Ａに示す例において降圧用制御回路１は、エラーアンプ１１と、基準電圧源１２と、抵抗Ｒ３と、コンデンサＣ２と、スロープ回路１３と、コンパレータ１４と、発振器１５と、タイミング制御回路１６とによって構成される。

エラーアンプ１１は、帰還電圧Ｖ_FBと、基準電圧源３から出力される基準電圧Ｖ_REFとの差分に応じた誤差信号を生成する。誤差信号は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２によって構成される位相補償回路によって位相補償される。

スロープ回路１３は、発振器１５から出力される所定周波数のクロック信号に基づき制御され、電流検出回路２（図１参照）の出力を受け取ることでインダクタＬ１の電流情報を有しており、インダクタＬ１の電流情報が反映されたスロープ電圧を生成して出力する。これにより、スイッチングレギュレータ１０１はいわゆる電流モード制御型スイッチングレギュレータとなっている。

コンパレータ１４は、位相補償された誤差信号とスロープ回路１３の出力電圧とを比較して比較信号であるリセット信号を生成する。スロープ回路１３によって生成されるスロープ電圧が固定周期であるため、リセット信号はＰＷＭ信号となる。

発振器１５は、上述の通り所定周波数のクロック信号をスロープ回路１３に出力するとともに、所定周波数のクロック信号としてタイミング制御回路１６に出力する。

タイミング制御回路１６は、セット信号（発振器１５から出力されるクロック信号）のハイレベルからローレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をローレベルからハイレベルに切り替え、リセット信号のローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をハイレベルからローレベルに切り替える。

図２Ｂは、降圧用制御回路１の他の構成例を示す図である。図２Ｂに示す例において発振器１５は、所定周波数のクロック信号をスロープ回路１３及びタイミング制御回路１６の他に固定デューティ回路４にも出力する。この場合、固定デューティ回路４は、発振器１５から出力される所定周波数のクロック信号に基づいてパルス信号Ｓ２を生成する。これに対して、上述した図２Ａに示す例では、固定デューティ回路４は降圧用制御回路１とは別の発振器を有する構成となる。

＜スロープ電圧の生成例＞
図３は、電流検出回路２及びスロープ回路１３の一構成例を示す図である。図３に示す例において電流検出回路２は、電圧電流変換回路２Ａによって構成される。また図３に示す例においてスロープ回路１３は、スイッチ１３Ａ〜１３Ｄと、コンデンサ１３Ｅ及び１３Ｆと、定電流源１３Ｇ及び１３Ｈと、ＮＭＯＳトランジスタ１３Ｉによって構成される。ＮＭＯＳトランジスタ１３Ｉのゲート・ソース間電圧はコンデンサ１３Ｅの両端電圧であり、ＮＭＯＳトランジスタ１３Ｉのドレインはスイッチ１３Ｂ及びコンデンサ１３Ｆによって構成される並列回路に接続される。なお、定電流源１３Ｄ及び１３Ｈから出力される各定電流の値はそれぞれ調整可能であることが望ましい。

電圧電流変換回路２Ａ並びに定電流源１３Ｇ及び１３Ｈは、ＩＣ［integrated circuit］である降圧用制御回路１内部で生成される内部電源電圧Ｖ_CCによって駆動する回路である。

電圧電流変換回路２ＡはＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン−ソース間電圧を電流に変換して出力する。コンデンサ１３Ｅは、スイッチ１３Ｃがオンのとき電圧電流変換回路２Ａの出力電流によって充電され、スイッチ１３Ｄがオンのとき定電流源１３Ｈの出力電流によって充電され、スイッチ１３Ａがオンのときリフレッシュされる。コンデンサ１３Ｆは、スイッチ１３ＢがオフであってＮＮＯＳトランジスタ１３Ｉがオンであるとき定電流源１３Ｇの出力電流によって充電され、スイッチ１３Ｂがオンのときリフレッシュされる。コンデンサ１３Ｆと定電流源１３Ｇの接続ノード電圧がスロープ電圧Ｖ_SLPとなる。

図４は、電圧電流変換回路２Ａの一構成例を示す図である。図４に示す電圧電流変換回路では、電流源２Ｂが、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ２Ｃ及び２Ｄからなるカレントミラー回路に電流を供給する。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ２Ｃ及び２Ｄからなるカレントミラー回路のミラー比が１：１であれば、抵抗２Ｆを流れる電流は第１のスイッチ電圧Ｖ_SW1を抵抗２Ｅの抵抗値Ｒ_2Eと抵抗２Ｆの抵抗値Ｒ_2Fの差（Ｒ_2E−Ｒ_2F）で除した値となる。そして、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ２Ｇ及び２Ｈからなるカレントミラー回路によって、抵抗２Ｆを流れる電流に応じた電流（電圧電流変換回路２Ａの入力電圧である第１のスイッチ電圧Ｖ_SW1に応じた電流）が電圧電流変換回路２Ａの出力電流として掃き出される。

図５は、入力電圧であるバッテリ電圧Ｖ_BATが高い場合の降圧モードにおける図１のスイッチングレギュレータの一動作例を示すタイムチャートである。図６は、入力電圧であるバッテリ電圧Ｖ_BATが低い場合の降圧モードにおける図１のスイッチングレギュレータの一動作例を示すタイムチャートである。図７は、昇降圧モードにおける図１のスイッチングレギュレータの一動作例を示すタイムチャートである。

図５〜図７に示す例では、タイミング制御回路１６は、セット信号ＳＥＴのハイレベルからローレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をローレベルからハイレベルに切り替え、リセット信号ＲＥＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をハイレベルからローレベルに切り替える。

また、タイミング制御回路１６は、セット信号ＳＥＴに基づいて、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にローレベルからハイレベルへ切り替わり、セット信号ＳＥＴのハイレベル期間より短いハイレベル期間を有する内部クロック信号ＣＬＫを内部で生成する。

スロープ回路１３は、タイミング制御回路１６からの指示に従って、スイッチ１３Ａ〜１３Ｄのオン／オフを切り替える。タイミング制御回路１６は、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時のゲート信号Ｇ１のレベルに応じてスロープ回路１３への指示内容を変えている。

まず、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１がローレベルである場合について図５を参照して説明する。

内部クロック信号ＣＬＫのハイレベルからローハイレベルへの切り替わり時に（ｔ１のタイミングで）、スロープ回路１３は、スイッチ１３Ａ及び１３Ｂをオフ状態からオン状態に切り替え、スイッチ１３Ｃ及び１３Ｄのオフ状態を維持する。これにより、コンデンサ１３Ｅ及び１３Ｆがリフレッシュされてスロープ電圧Ｖ_SLPが０になる。

そしてｔ１のタイミングから一定時間が経過した時に（ｔ２のタイミングで）、スロープ回路１３は、スイッチ１３Ａ及び１３Ｂをオン状態からオフ状態に切り替え、スイッチ１３Ｃをオフ状態からオン状態に切り替える。

次に、ｔ２のタイミングから一定時間が経過した時に（ｔ３のタイミングで）、スロープ回路１３はスイッチ１３Ｃをオン状態からオフ状態に切り替える。

ｔ２のタイミングからｔ３のタイミングまでの期間、ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報がコンデンサ１３Ｅの充電電圧の形で蓄積され、コンデンサ１３Ｅの充電電圧の増加に応じてスロープ電圧Ｖ_SLPも増加する。

また、ｔ２のタイミング以降、定電流源１３Ｇの出力電流によってコンデンサ１３Ｇが充電される。これにより、ｔ２のタイミング以降、定電流源１３Ｇの出力電流に応じた一定の増加率（定電流源１３Ｇの出力電流に応じた一定の傾き）で増加する第１ランプ（RAMP）電圧成分がスロープ電圧Ｖ_SLPに含まれる。

そして、スロープ電圧Ｖ_SLPが誤差信号Ｖ_ERRに達した時に（ｔ４のタイミングで）、リセット信号ＲＥＳＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わるので、第１スイッチ電圧ＶＳＷ１がハイレベルからローレベルに切り替わる。

上記の動作において、入力電圧であるバッテリ電圧Ｖ_BATが低くなると、スロープ電圧Ｖ_SLPが誤差信号Ｖ_ERRに達することなく（すなわちリセット信号ＲＥＳＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わることなく）、次回のセット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わりが起こる（図６に示すｔ５のタイミング）。

ｔ５のタイミングでは、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１がハイレベルになっている。したがって、ｔ５のタイミング以降、上記の動作とは別の動作となる。図６を参照して、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１がハイレベルである場合について説明する。

ｔ５のタイミングで、スロープ回路１３は、スイッチ１３Ｄをオフ状態からオン状態に切り替え、スイッチ１３Ａ〜１３Ｃのオフ状態を維持する。る。これにより、ｔ５のタイミング以降、定電流源１３Ｈの出力電流に応じた一定の増加率（定電流源１３Ｈの出力電流に応じた一定の傾き）で増加する第２ランプ（RAMP）電圧成分がスロープ電圧Ｖ_SLPに含まれる。なお、定電流源１３Ｈの出力電流は定電流源１３Ｇの出力電流よりも小さく設定される。したがって、第２ランプ（RAMP）電圧の傾きは第１ランプ（RAMP）電圧の傾きより小さくなる。

その後、内部クロック信号ＣＬＫのハイレベルからローハイレベルへの切り替わり時に（ｔ６のタイミングで）、スロープ回路１３は、スイッチ１３Ｂをオフ状態からオン状態に切り替え、スイッチ１３Ａ及び１３Ｃのオフ状態を維持し、スイッチ１３Ｄのオン状態を維持する。これにより、コンデンサ１３Ｆのみがリフレッシュされ、コンデンサ１３Ｅの充電電圧の形で蓄積されているＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報は保持される。

そしてｔ６のタイミングから一定時間が経過した時に（ｔ７のタイミングで）、スロープ回路１３は、スイッチ１３Ｂをオン状態からオフ状態に切り替え、スイッチ１３Ａ及び１３Ｃのオフ状態を維持し、スイッチ１３Ｄのオン状態を維持する。

ｔ７のタイミング以降、スロープ電圧Ｖ_SLPは、コンデンサ１３Ｅで保持されているＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報に対応するオフセット電圧成分、第１ランプ（RAMP）電圧成分、及び第２ランプ（RAMP）電圧成分を合成した電圧となる。

スロープ電圧Ｖ_SLPに第２ランプ（RAMP）電圧成分を含めることにより、ｔ７のタイミング以降におけるスロープ電圧Ｖ_SLPのピーク値を順次大きくすることができる（図６において、ｔ７のタイミング以降に最初に現れるピークＰ１の値よりも二番目に現れるピークＰ２の値の方が大きい）。これにより、スロープ電圧Ｖ_SLPをセット信号ＳＥＴの周期毎に段階的に誤差信号Ｖ_ERRに近づけることができる。

そして、スロープ電圧Ｖ_SLPが誤差信号Ｖ_ERRに達した時に（ｔ８のタイミングで）、リセット信号ＲＥＳＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わるので、第１スイッチ電圧ＶＳＷ１がハイレベルからローレベルに切り替わる。

リセット信号ＲＥＳＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わった後、一回だけスイッチ１３Ａをスイッチ１３Ｂに合わせてオン状態にする。すなわち、コンデンサ１３Ｅ及び１３Ｆをリフレッシュする。そして、リセット信号ＲＥＳＥＴがローレベルからハイレベルに切り替わった後、一回だけスイッチ１３Ｃをスイッチ１３Ｂがオン状態からオフ状態になると同時にオン状態にする。すなわち、ＭＯＳトランジスタＱ２を流れる電流の情報をコンデンサ１３Ｅの充電電圧の形で蓄積する。

入力電圧であるバッテリ電圧Ｖ_BATがさらに低くなると、降圧モードから昇降圧モードに切り替わる。昇降圧モードは、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１がハイレベルになるので、第２スイッチ電圧Ｖ_SW2が固定デューティでスイッチングする点を除いて図６に示すタイミングチャートの場合と同様の動作を行う（図７参照）。

上述したスロープ電圧Ｖ_SLPの生成手法によると、降圧モードにおいて入力電圧であるバッテリ電圧Ｖ_BATが低くなった場合に第１スイッチ電圧Ｖ_SW1の周期をセット信号ＳＥＴの周期よりも長くすることができる。これにより、第１スイッチ電圧Ｖ_SW1の周期がセット信号ＳＥＴの周期と一致している場合に比べて第１スイッチ電圧Ｖ_SW1の最大オンデューティを大きく設定することができる。したがって、入力電圧であるバッテリ電圧Ｖ_BATが低下したときに降圧モードから昇降圧モードに移行することを抑えることができる。

上述したスロープ電圧Ｖ_SLPの生成手法によると、インダクタＬ１の電流情報がスロープ電圧Ｖ_SLPのオフセット電圧に反映されるので、スロープ電圧Ｖ_SLPの傾きがインダクタＬ１の電流の傾きに依存しない。電流モード制御では、インダクタＬ１の平均電流に関する情報をフィードバックできればよいので、必ずしもインダクタＬ１の電流の傾きをフィードバックさせる必要は無い。したがって、上述したスロープ電圧Ｖ_SLPの生成手法によって、インダクタＬ１の電流の傾きにかかわらず、スロープ電圧Ｖ_SLPの傾きが線形性を保つことができ、電流モード制御が容易になる。

上述したスロープ電圧Ｖ_SLPの生成手法によると、ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態からオン状態に切り替わるタイミング（第１のスイッチ電圧Ｖ_SW1がローレベルからハイレベルに切り替わるタイミング）と、ＭＯＳトランジスタＱ３がオン状態からオフ状態に切り替わるタイミング（第２のスイッチ電圧Ｖ_SW2がローレベルからハイレベルに切り替わるタイミング）とを一致させている。これにより、インダクタＬ１の電流情報を取り込んでいる期間（ｔ２のタイミングからｔ３のタイミングまでの期間）におけるインダクタＬ１の電流の傾きを平坦にすることできる。これにより、フィードバックしているインダクタＬ１の平均電流に関する情報がインダクタＬ１の電流の傾きに依存しなくなるので、より確実にインダクタＬ１の平均電流に関する情報をフィードバックすることができる。

ここで、比較例として、ＭＯＳトランジスタＱ１を流れる電流を検出して電流モード制御を行う場合について説明する。

図８は、降圧モードにおける比較例に係るスイッチングレギュレータの一動作例を示すタイムチャートである。図９は、昇降圧モードにおいてバッテリ電圧Ｖ_BATが出力電圧Ｖ_OUTより小さい場合の比較例に係るスイッチングレギュレータの一動作例を示すタイムチャートである。図１０は、昇降圧モードにおいてバッテリ電圧Ｖ_BATが出力電圧Ｖ_OUTより大きい場合の比較例に係るスイッチングレギュレータの一動作例を示すタイムチャートである。

比較例では、インダクタＬ１の電流の傾きがそのままスロープ電圧Ｖ_SLPの傾きに現れる。降圧モードにおいては、スロープ電圧Ｖ_SLPの傾きに線形性があるため、電流モード制御が困難になることはない。しかしながら、昇降圧モードにおいては、スロープ電圧Ｖ_SLPの傾きに線形性がないため、スロープ電圧Ｖ_SLPに基づいて所望のタイミングでリセット信号を立ち上げることが難しくなり、電流モード制御が困難になる。

以上の説明から明らかな通り、スイッチングレギュレータ１０１は、上述した比較例に係るスイッチングレギュレータに比べて電流モード制御が容易である。

＜動作モード＞
動作モードの切り替え例として、ここではＭＯＳトランジスタＱ１のオンデューティが閾値ＴＨ以上であるときにモード指定信号Ｓ１をハイレベルとし、ＭＯＳトランジスタＱ１のオンデューティが閾値ＴＨ未満であるときにモード指定信号Ｓ１をローレベルとする場合について説明する。

出力電圧Ｖ_OUTに対するバッテリ電圧Ｖ_BATの比が閾値ＴＨの逆数よりも大きい場合、スイッチングレギュレータ１０１は降圧モードで動作する（図１１参照）。降圧モードでは、降圧用制御回路１が帰還電圧Ｖ_FBに応じてＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２をオン／オフ制御し、モード指定信号Ｓ１がローレベルであるためＭＯＳトランジスタＱ３がオフに保持され、ＭＯＳトランジスタＱ４がオン状態に保持される。

また降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１０１全体の伝達特性は下記（１）式で表される。

一方、出力電圧Ｖ_OUTに対するバッテリ電圧Ｖ_BATの比が閾値ＴＨの逆数以下である場合、スイッチングレギュレータ１０１は昇降圧モードで動作する（図１１参照）。昇降圧モードでは、降圧用制御回路１が帰還電圧Ｖ_FBに応じてＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２をオン／オフ制御し、モード指定信号Ｓ１がハイレベルであるためＭＯＳトランジスタＱ３のオンデューティＤ（０≦Ｄ≦１）が固定値Ｄ’（０＜Ｄ’＜１）に固定された状態でＭＯＳトランジスタＱ３及びＱ４が相補的にオン／オフする。なお、昇降圧モードでは、ＭＯＳトランジスタＱ３のオンデューティは出力電圧Ｖ_OUT及びバッテリ電圧Ｖ_BATそれぞれと独立して設定されている。

固定値Ｄ’は０．７以下に設定することが好ましい。これにより、昇降圧モードにおいて出力電圧Ｖ_OUTの変動を十分に抑えることができる。また、各種のばらつきを考慮して１０％の余裕をみてバッテリ電圧Ｖ_BATが２[Ｖ]まで低下した場合でも出力電圧Ｖ_OUTが５[Ｖ]になることを保証することができる。すなわち、０．７は０．１＋（５[Ｖ]−２[Ｖ]）／５[Ｖ]から求まる数値である。

また昇降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１０１全体の伝達特性は下記（２）式で表される。

降圧モードにおける上記の降圧動作及び昇降圧モードにおける上記の昇降圧動作により、ＭＯＳトランジスタＱ１のオンデューティＤ_Q1及びＭＯＳトランジスタＱ３のオンデューティＤ_Q3は図１２に示すようになる。

上記（１）式及び上記（２）式より、昇降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１０１全体の伝達特性は、（１−Ｄ’）と降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１０１全体の伝達特性との乗算と等しい。これにより、昇降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１０１の応答特性は降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１０１の応答特性と同様になる。したがって、昇降圧モードにおけるスイッチングレギュレータ１０１の伝達関数はright-half-plane-zero特性を有さない。このため、出力コンデンサＣ１を大容量にする必要がなくなり、出力コンデンサのコストを抑えることができる。

またスイッチングレギュレータ１０１は、昇圧型スイッチングレギュレータ部と降圧型スイッチングレギュレータ部でそれぞれ別個のリアクタが必要となる構成ではないのでリアクタのコストが抑えることができる。また、上述した動作モードの切り替え例では、出力電圧Ｖ_OUTに対するバッテリ電圧Ｖ_BATの比が閾値ＴＨの逆数以下である否かで昇降圧モードと降圧モードとを切り換えている。これに対して、図１５に示す一般的な昇降圧型スイッチングレギュレータは、バッテリ電圧Ｖ_BATが第１の所定値Ａ１以下である否かで昇降圧モードあるいは昇圧モードと降圧モードとを切り換えている。図１５に示す一般的な昇降圧型スイッチングレギュレータでは、第１の所定値Ａ１の最適値が出力電圧Ｖ_OUTの設定によって変化してしまうという問題が生じるのに対して、スイッチングレギュレータ１０１では、出力電圧Ｖ_OUTの設定が変わっても閾値ＴＨの最適値は変わらないので、閾値ＴＨの設定を変える必要がない。

またスイッチングレギュレータ１０１のボード線図に関するシミュレーション結果を図１３Ａ及び図１３Ｂに示す。図１３Ａはバッテリ電圧Ｖ_BATを１２[Ｖ]とし、出力電圧Ｖ_OUTを５[Ｖ]とした場合すなわち降圧モードのボード線図であり、図１３Ｂはバッテリ電圧Ｖ_BATを４[Ｖ]とし、出力電圧Ｖ_OUTを５[Ｖ]とした場合すなわち昇降圧モードのボード線図である。降圧モード、昇降圧モードのいずれにおいても制御系が安定である。なお、１から固定値Ｄ’を引いた値と昇降圧モード時におけるエラーアンプ１１のゲインとの乗算値を、降圧モード時におけるエラーアンプ１１のゲインと同一にすることで、昇降圧モードのゲインを図１３Ｃのように改善することができる。

＜用途＞
次に、先に説明したスイッチングレギュレータ１０１〜１０２の用途例について説明する。図１７は、車載機器を搭載した車両の一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、バッテリ（不図示）と、バッテリから供給される直流電圧を入力するプライマリスイッチングレギュレータ（不図示）と、プライマリスイッチングレギュレータから出力される直流電圧を入力するセカンダリスイッチングレギュレータ（不図示）と、車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７と、を搭載している。先に説明したスイッチングレギュレータ１０１〜１０２はプライマリスイッチングレギュレータに適用することができる。

車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７はそれぞれプライマリスイッチングレギュレータの出力電圧及びセカンダリスイッチングレギュレータの出力電圧のいずれかを電源電圧として用いる。

車載機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power Steering］制御、電子サスペンション制御など）を行うボディコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、電動サンルーフ、電動シート、及び、エアコンなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。

車載機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［Electronic Toll Collection System］など、ユーザの任意で車両Ｘに装着される電子機器である。

＜その他の変形例＞
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

上述した実施形態では、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１がハイレベルである場合も、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１がローレベルである場合と同様に、第１ランプ（RAMP）電圧成分及び第２ランプ（RAMP）電圧成分が合成されている。これに対して、セット信号ＳＥＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１がハイレベルである場合には、一度スイッチ１３Ｂをオフ状態からオン状態に切り替えたら（図６に示すｔ６のタイミング）、スイッチ１３Ｂのオン状態をずっと維持するようにしてもよい。この場合、定電流源１３Ｈの出力電流を上述した実施形態よりも大きく設定し、第２ランプ（RAMP）電圧の傾きを上述した実施形態よりも大きくすればよい。

また上述した実施形態ではスイッチングレギュレータの入力電圧としてバッテリ電圧を用いたが、本発明はこれに限定されない。スイッチングレギュレータの入力電圧はバッテリ電圧以外の直流電圧であってもよい。

また固定デューティ回路４によって設定されるオンデューティの固定値は単一であっても複数であってもよい。固定デューティ回路４によって設定されるオンデューティの固定値が複数ある場合は複数設定の中から任意に選択することができるようにする。この選択は、スイッチングレギュレータの内部において自動的に実施されてもよく、ユーザによる入力操作に基づいて実施されてもよい。ここで、上記選択がスイッチングレギュレータの内部において自動的に実施される例について説明する。この例では、昇降圧モードにおいて、ＭＯＳトランジスタＱ１のオンデューティが第１閾値以上であると判定される毎に、前記固定値Ｄ’を一段階大きくする。また、昇降圧モードにおいて、ＭＯＳトランジスタＱ１のオンデューティが第２閾値以下であると判定される毎に、固定値Ｄ’を一段階小さくする。

このように、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本発明は、あらゆる分野（家電分野、自動車分野、産業機械分野など）で用いられる昇降圧型スイッチングレギュレータに利用することが可能である。

１ 降圧用制御回路
２、６ 電流検出回路
２Ａ 電圧電流変換回路
２Ｂ 電流源
３ ＡＮＤゲート
４ 固定デューティ回路
５ ＮＯＴゲート
１１ エラーアンプ
１２ 基準電圧源
１３ スロープ回路
１３Ａ〜１３Ｃ スイッチ
１３Ｄ 定電流源
１４ コンパレータ
１５ 発振器
１６ タイミング制御回路
１０１、１０２ スイッチングレギュレータ
Ｃ１ 出力コンデンサ
Ｃ２、１３Ｅ コンデンサ
Ｌ１ インダクタ
Ｑ１〜Ｑ４、２Ｃ、２Ｄ、２Ｇ、２Ｈ ＭＯＳトランジスタ
Ｒ０ 出力抵抗
Ｒ１、Ｒ２ 分圧抵抗
Ｒ３、２Ｅ、２Ｆ 抵抗
Ｘ 車両
Ｘ１１〜Ｘ１７ 車載機器

Claims (12)

1. 入力電圧から出力電圧を生成するスイッチングレギュレータであって、
   第１端が前記入力電圧の印加される第１印加端に接続された第１スイッチと、
   第１端が前記第１スイッチの第２端に接続されて第２端が前記入力電圧よりも低い所定電圧の印加される第２印加端に接続された第２スイッチと、
   前記第２スイッチを流れる電流を検出する電流検出部と、
   第１端が前記第１スイッチと前記第２スイッチの接続ノードに接続されたインダクタと、
   第１端が前記インダクタの第２端に接続されて第２端が前記所定電圧の印加される第３印加端に接続された第３スイッチと、
   第１端が前記インダクタと前記第３スイッチの接続ノードに接続されて第２端が前記出力電圧の印加される第４印加端に接続された第４スイッチと、
   前記出力電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを相補的にオン／オフさせるための降圧用制御信号を生成する第１制御回路と、
   昇降圧モード時に前記第３スイッチのオンデューティＤ（０≦Ｄ≦１）を固定値Ｄ’（０＜Ｄ’＜１）に固定して前記第３スイッチ及び前記第４スイッチを相補的にオン／オフさせるための昇圧用制御信号を生成する第２制御回路と、
   を有し、
   前記第１制御回路は、スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部を有し、前記スロープ電圧に応じて前記降圧用制御信号を生成し、
   前記スロープ電圧生成部は、
   前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積して、蓄積された電流の情報に第１ランプ電圧を合成して前記スロープ電圧を生成する第１の動作と、
   前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積して、蓄積された電流の情報に前記第１ランプ電圧に加えて又は前記第１ランプ電圧に代えて前記第１ランプ電圧よりも傾きの小さい第２ランプ電圧を合成して前記スロープ電圧を生成する第２の動作と、を切り替えることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. 前記第１制御回路は、
   前記スイッチングレギュレータの出力電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じた誤差信号を生成するエラーアンプと、
   前記スロープ電圧と前記誤差信号を比較して比較信号であるリセット信号を生成するコンパレータと、
   所定周波数のクロック信号であるセット信号を生成するオシレータと、
   前記セット信号と前記リセット信号に応じて前記降圧用制御信号を生成するタイミング制御回路と、
   を有する請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。
3. 前記セット信号がハイレベルからローレベルに切り替わる時に、前記降圧用制御信号によって前記第１スイッチがオフ状態からオン状態に切り替わり、
   前記セット信号がローレベルからハイレベルに切り替わる時の前記降圧用制御信号の状態に応じて、前記スロープ電圧生成部が前記第１の動作及び前記第２の動作のいずれかを選択する請求項２に記載のスイッチングレギュレータ。
4. 前記電流検出部は、前記第２スイッチを流れる電流に応じた電圧を電流に変換する電圧電流変換回路であって、
   前記スロープ電圧生成部は、前記電圧電流変換回路の出力電流を充電する第１コンデンサを有する請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
5. 前記スロープ電圧生成部は、前記電圧電流変換回路の出力端から前記第１コンデンサに至る電流経路を導通／遮断する第１スイッチをさらに有する請求項４に記載のスイッチングレギュレータ。
6. 前記スロープ電圧生成部は、前記第１コンデンサを放電させて前記第１コンデンサの充電電圧をリセットする第１リセット部を有する請求項４または請求項５に記載のスイッチングレギュレータ。
7. 前記スロープ電圧生成部は、
   第１定電流源と、
   前記第１定電流源の出力電流を充電する第２コンデンサと、を有する請求項４〜請求項６のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
8. 前記スロープ電圧生成部は、前記第２コンデンサを放電させて前記第２コンデンサの充電電圧をリセットする第２リセット部を有する請求項７に記載のスイッチングレギュレータ。
9. 前記スロープ電圧生成部は、
   前記第１コンデンサの充電電圧によってオン抵抗が制御される可変抵抗部を有し、
   前記第２コンデンサに前記可変抵抗部が直列接続される請求項７又は請求項８に記載のスイッチングレギュレータ。
10. 前記スロープ電圧生成部は、
    第２定電流源と、
    前記第２定電流源の出力端から前記第１コンデンサに至る電流経路を導通／遮断する第２スイッチと、を有し、
    前記第２定電流源の出力電流は前記第１定電流源の出力電流より小さい請求項７〜請求項９のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
11. 入力電圧から出力電圧を生成するスイッチングレギュレータであって、
    第１端が前記入力電圧の印加される第１印加端に接続された第１スイッチと、
    第１端が前記第１スイッチの第２端に接続されて第２端が前記入力電圧よりも低い所定電圧の印加される第２印加端に接続された第２スイッチと、
    前記第２スイッチを流れる電流を検出する電流検出部と、
    第１端が前記第１スイッチと前記第２スイッチの接続ノードに接続されたインダクタと、
    第１端が前記インダクタの第２端に接続されて第２端が前記所定電圧の印加される第３印加端に接続された第３スイッチと、
    第１端が前記インダクタと前記第３スイッチの接続ノードに接続されて第２端が前記出力電圧の印加される第４印加端に接続された第４スイッチと、
    前記出力電圧に応じて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを相補的にオン／オフさせるための降圧用制御信号を生成する第１制御回路と、
    昇降圧モード時に前記第３スイッチのオンデューティを前記出力電圧及び前記入力電圧それぞれと独立して設定して前記第３スイッチ及び前記第４スイッチを相補的にオン／オフさせるための昇圧用制御信号を生成する第２制御回路と、
    を有し、
    前記第１制御回路は、スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部を有し、前記スロープ電圧に応じて前記降圧用制御信号を生成し、
    前記スロープ電圧生成部は、
    前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積して、蓄積された電流の情報に第１ランプ電圧を合成して前記スロープ電圧を生成する第１の動作と、
    前記電流検出部によって検出された電流の情報を蓄積して、蓄積された電流の情報に前記第１ランプ電圧に加えて又は前記第１ランプ電圧に代えて前記第１ランプ電圧よりも傾きの小さい第２ランプ電圧を合成して前記スロープ電圧を生成する第２の動作と、を切り替えることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
12. 請求項１〜１１のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータと、
    前記スイッチングレギュレータに電力を供給するバッテリと、
    を備えることを特徴とする車両。

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