JP2012023001A

JP2012023001A - 点灯回路及び照明装置

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Publication number: JP2012023001A
Application number: JP2010172407A
Authority: JP
Inventors: Mitsuhiro Matsuda; 光弘松田; Naoko Iwai; 直子岩井; Hajime Osaki; 肇大崎; Hiroshi Kubota; 洋久保田; Takuro Hiramatsu; 拓朗平松; Katsutomo Uchino; 勝友内野; Masatoshi Kumagai; 昌俊熊谷
Original assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Current assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Priority date: 2009-08-21
Filing date: 2010-07-30
Publication date: 2012-02-02
Also published as: US20130162155A1; CN101998734B; EP2288237A3; US8427070B2; CN103384433B; CN101998734A; US20110043121A1; EP2288237A2; CN103384433A; US8970127B2

Abstract

【課題】照明負荷の種類に拘わらず、照明にちらつきが生じることを防止する。
【解決手段】実施形態の点灯回路は、照明負荷を点灯させるための電力を発生する交流電源に前記照明負荷と共に直列接続されて、オンオフすることによって前記交流電源から得られる電力の前記照明負荷への供給を制御する自己保持性素子と；前記自己保持性素子に並列接続される雑音防止回路と；前記自己保持性素子のオンから所定期間だけ前記雑音防止回路にダンピング抵抗を並列接続するダンピング回路と；を具備したことを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、点灯回路及び照明装置に関する。

従来、電源、照明負荷器具及びコントローラが直列接続され、コントローラにより照明負荷器具に対して照明制御が行われる照明システムが採用されることがある。このような照明システムにおいては、２線式の配線を用いて照明負荷器具に電力が供給される。そして、コントローラが位相制御方式により照明負荷器具への供給電力を調整することで、調光制御が行われる（例えば、特許文献１及び２）。

このような２線式の照明システムにおいては、電源位相制御を行うスイッチング素子としては双方向性３端子サイリスタ（以下、トライアックという）等が用いられる。トライアックのオン，オフによって、電源からの照明負荷への電力供給が制御されて調光が行われる。即ち、電源電圧のゼロクロスポイントから調光制御に基づく遅延時間後にトライアックをオンにすることで、照明負荷への電力供給時間が制御されて、調光が行われる。

このような電源位相制御方式では、電源を急峻にオンすることから、発生する電源ノイズが大きい。この電源ノイズによる影響を軽減するために、コンデンサ及びインダクタにより構成される雑音防止回路が採用される。このような雑音防止回路を備えた調光器は、特許文献３等において開示されている。

ところが、雑音防止回路を構成するコンデンサ及びインダクタによって共振回路が構成され、スイッチング素子であるトライアックがオンとなると、トライアックに共振電流を流してしまう。つまり、位相制御による電力供給時には過渡振動が発生し、その際に流れるピーク値の大きな共振電流（過渡振動電流）がトライアックにも流れる。トライアックには、導通を維持するために比較的大きな保持電流を流す必要がある。共振電流が電源からの電流と同じ向きにトライアックに流れる期間は問題はないが、逆向きに流れる期間には、トライアックに流れる電流が比較的低下し保持電流以下となる虞がある。

この場合でも、照明負荷として電球が採用されている場合には、電球が比較的低い抵抗値を有していることから、照明負荷である電球がダンピング抵抗として作用して、共振電流が抑制されトライアックに保持電流以上の電流を流すことが可能である。

しかしながら、照明負荷としてＬＥＤ（Light Emitting Diode）等の高抵抗素子を採用する場合には、トライアックがオンとなった直後において共振電流によりトライアックに流れる電流が保持電流以下となってトライアックがオフしてしまうことがある。以後、トライアックが再度オンされ、オン時の前記共振電流のレベル及び極性に従って、トライアックは電源電圧の半サイクルにおいてオン，オフを繰返すことがある。

即ち、照明負荷の種類によっては、本来トライアックのオン期間であっても、トライアックがオン，オフを繰返して、照明にちらつきが生じることがあるという問題があった。

特表２００７−５３８３７８号公報特開２００５−０１１７３９号公報特開平１１−８７０７２号公報

本発明の一実施形態は、照明負荷の種類に拘わらず、照明にちらつきが生じることを防止することができる点灯回路及び照明装置を提供することを目的とする。

実施形態に係る点灯回路は、照明負荷を点灯させるための電力を発生する交流電源に前記照明負荷と共に直列接続されて、オンオフすることによって前記交流電源から得られる電力の前記照明負荷への供給を制御する自己保持性素子と；前記自己保持性素子に並列接続される雑音防止回路と；前記自己保持性素子のオンから所定期間だけ前記雑音防止回路にダンピング抵抗を並列接続するダンピング回路と；を具備する。

本発明の一実施形態によれば、照明負荷の種類に拘わらず、照明にちらつきが生じることを防止することができるという効果を有する。

本発明の第１の実施形態に係る点灯回路を備えた照明装置を示す回路図。図１中のインピーダンス可変回路１３の具体的な回路構成を示す回路図。横軸に時間をとり縦軸に電圧をとって、電源１１の交流電源電圧とトライアックＴの制御を説明するための波形図。横軸に時間をとり縦軸に電圧及び電流をとって、共振電圧（破線）と共振電流（実線）を示す波形図。共振電流の影響を説明するための回路図。図６は第１の実施形態の動作を説明するためのタイミングチャート。本発明の照明装置の第２の実施形態に係る回路図。同じくダンピング抵抗器およびコンバータを制御する部分の回路図。図９は同じく交流電圧半サイクルの位相角に対応したコンバータの出力制御を説明する波形図。同じく交流電圧半サイクルの位相角とフィルタの出力の関係を示すグラフ。本発明の照明装置の第３の実施形態に係る回路図。同じくダンピング抵抗器およびコンバータを制御する部分の回路図。本発明の照明装置の第４の実施形態に係る図。本発明の照明装置の第５の実施形態に係る図。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。

実施形態に係る点灯回路は、更に、前記自己保持性素子を介して前記交流電源からの電圧が印加される整流回路と；前記整流回路の出力端に前記前記ダンピング回路と共に並列接続されて前記照明負荷を駆動する定電流回路と；を具備する。

実施形態に係る点灯回路は、更に、前記ダンピング回路が；前記整流回路の出力をスライスするスライス部と；前記スライス部の出力を波形整形する第１のシュミットトリガ回路と；前記第１のシュミットトリガ回路の出力を微分する微分回路と；前記微分回路の出力を波形整形する第２のシュミットトリガ回路と；を具備する。

実施形態に係る照明装置は、点灯回路と；前記照明負荷と；を具備する。

また、実施形態に係る照明装置は、入力端子と；交流入力端が入力端子に接続した整流回路と；入力端が整流回路の直流出力端に接続したＬＥＤ点灯回路と；前記入力端子に印加される電源電圧各半波の印加開始時に所定時間だけ前記整流回路の直流出力端に接続されるダンピング抵抗器と；を具備する。

ＬＥＤ点灯回路は、特段限定されない。好ましくは高周波動作をするコンバータを含んでいる。コンバータは、ＬＥＤの動作電圧が低いことから降圧形のコンバータであるのが好ましい。しかし、所望により昇圧形のコンバータなど他の既知の各種回路形式のコンバータであってもよい。

電源電圧各半サイクルにおける電圧印加開始時に短時間だけ整流回路の直流出力端に接続するダンピング抵抗器は、電源電圧印加開始時において、過渡振動電流を制動する手段として機能する。すなわち、位相制御式調光器により位相制御された急激に立ち上がる交流電圧の半サイクルの電圧が照明装置に印加されたときに、位相制御された急激な立ち上がり部分で過渡振動が発生してもこれに対する制動手段として機能するので、過渡振動が制動され、過渡振動電流のピーク値が低減する。その結果、位相制御された電源電圧各半サイクルの立ち上がり時に位相制御式調光器が誤動作するのを防止するのに効果的である。

ダンピング抵抗器が整流回路の直流出力端に接続する時間は、電源電圧各半サイクルの印加開始時から１ｍｓ以内であるのが好ましい。この程度の時間であれば、ダンピング抵抗器による発熱は少ないので、無視することができる。なお、ダンピング抵抗器の接続する時間が１ｍｓを超えても位相制御式調光器の誤動作防止効果はあるが、接続時間が上記より長くなるのに伴ってダンピング抵抗器による電力損失が増大し、それに伴う発熱が相応に多くなるので好ましくない。従って、少なくとも電源電圧の各半サイクルにおける位相制御式調光器の所定の導通期間より短い期間にする必要がある。

また、ダンピング抵抗器の接続時間は、位相制御式調光器によって位相制御された交流電圧の急激な立ち上がり時に発生する過渡振動の相対的にピーク値が高くて誤動作に影響する振動電圧が発生する期間を少なくとも含むようにするのがよい。したがって、ダンピング抵抗器の接続時間は、約１０μｓ以上であるのが好ましい。そうすれば、一般的に用いられる雑音防止回路の共振周波数（３０ｋ〜１００ｋＨｚ）の１／２周期の大部分の期間にわたりダンピング抵抗器が接続するので、過渡振動電流に対する実質的な制動動作が得られる。なお、より好ましくは１５μｓ以上である。また、より確実に位相制御式調光器の誤動作を防止するためには、共振周波数の１周期にわたりダンピング抵抗器を接続するのがよい。すなわち、１０μｓ〜３４μＳ以上とするのがよい。

ダンピング抵抗器を短時間接続するための手段は特段限定されない。しかし、所望によりスイッチ素子を用いてダンピング抵抗器の整流回路の直流出力端に対する接続時間を制御するように構成することができる。この態様において、スイッチ素子は、コンバータの制御用ＩＣに内蔵させてもよいし、外付けにしてもよい。

さらに、ダンピング抵抗器を電圧依存性の非直線性抵抗器によって構成することができる。この非直線性抵抗器として、例えばサージ吸収素子を用いることができる。なお、サージ吸収素子は、一般に雷サージなどの外来サージを吸収する目的で使用される。したがって、このような場合にはブレークダウン電圧が定格交流電源電圧の約４倍程度の高いものを使用する。これに対して、実施形態において電圧依存性の非直線性抵抗器を採用してダンピング抵抗器自体をして接続時間を制御させるためには、ブレークダウン電圧が交流電源電圧のピーク値近傍の値すなわち定格交流電源電圧のピーク値の１．５〜１．６倍、好ましくは１．５〜１．５５倍であるのが好ましい。

上記態様においては、位相制御式調光器などによって形成される交流電圧各半サイクルの電圧の急激な立ち上がり時に発生する過渡振動により電圧依存性の非直線性抵抗器がブレークダウンしたときに、過渡振動電圧のブレークダウン電圧を超える部分を吸収するので、その結果過渡振動電流のピーク値が低下する。したがって、ダンピング抵抗器として電圧依存性の非直線性抵抗器を用いた場合には、電圧依存性の非直線性抵抗器がブレークダウンしているときにダンピング抵抗器が整流回路の直流出力端に実質的に接続していることになる。

照明装置は、ＬＥＤを光源とする照明装置であるから、どのような形態を有していてもよいことは当業者が本発明の性質上容易に理解できるであろう。なお、家庭用の位相制御式調光器と組み合わせて用いる場合は、電球形ＬＥＤランプの場合が多い。

実施形態の照明装置は、位相制御式調光器を経由して交流電源に接続するＬＥＤ照明システムに効果的である。しかしながら、実施形態の照明装置を直接交流電源に接続して使用しても問題なくＬＥＤを点灯することができるから、上記システムでなくても別段差し支えない。

実施形態に係る照明装置は、更に、前記整流回路の直流出力端を構成する正極性出力端と負極性出力端との間に前記ダンピング抵抗器と共に直列接続されるスイッチと；前記整流回路の直流出力端の電圧を検出して前記スイッチのオンオフを制御して前記ダンピング抵抗器を前記整流回路の直流出力端に接続させる制御部と；を具備する。

実施形態に係る照明装置は、更に、前記制御部は、前記電源電圧各半サイクルの印加開始時に所定の短時間だけ出力を生じる単安定回路の出力によって前記スイッチをオンさせる。

実施形態に係る照明装置は、更に、前記ダンピング抵抗器は、電圧依存性の非直線抵抗器により構成される。

実施形態に係る照明装置は、更に、前記制御部は、前記電源電圧各半サイクルの印加後１ｍｓ以内に前記スイッチをオフさせる。

実施形態に係る照明装置は、更に、入力端が交流電源に接続され、出力端が前記入力端子に接続される位相制御式調光器；を具備する。

実施形態に係る電球形ＬＥＤランプは、上記照明装置を具備する。

＜第１の実施形態＞
図１は本発明の第１の実施形態に係る点灯回路を備えた照明装置を示す回路図である。また、図２は図１中のインピーダンス可変回路１３の具体的な回路構成を示す回路図である。

図１に示す照明装置は、２線式の配線によって電源１１からの電力を端子Ｉ１，Ｉ２間に接続される照明負荷器具に供給するものである。本実施形態における照明負荷器具は、照明負荷１５としてＬＥＤを採用したものである。

電源１１と端子Ｉ１，Ｉ２に接続する照明負荷器具との間には位相制御を行うトライアックＴが設けられ、電源１１、トライアックＴ及び照明負荷器具は直列に接続される。電源１１は、例えば交流１００Ｖ等の交流電源電圧を発生する。なお、本実施形態においては位相制御を行うための素子としてトライアックを用いる例を説明するが、トライアックと同様に自己保持性素子であるサイリスタ或いはその他のスイッチング装置を用いてもよい。

図３は横軸に時間をとり縦軸に電圧をとって、電源１１の交流電源電圧とトライアックＴの制御を説明するための波形図である。

交流電源１１と端子Ｉ１との間には、トライアックＴが接続され、トライアックＴには並列に可変抵抗ＶＲ及びコンデンサＣ２の直列回路が接続される。可変抵抗ＶＲとコンデンサＣ２との接続点は、双方向ダイオード（以下、ダイアックという）Ｄを介してトライアックＴの制御端に接続される。

可変抵抗ＶＲは調光制御に応じた抵抗値に設定されるようになっている。トライアックＴがオフの場合には、交流電源１１によって可変抵抗ＶＲを介してコンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ２の充電開始から、可変抵抗ＶＲ及びコンデンサＣ２の時定数に基づく所定の遅延時間後に、コンデンサＣ２の端子電圧は、ダイアックＤをオンにする電圧に到達する。これにより、ダイアックＤにパルスが発生してトライアックＴの制御端にパルスが供給される。こうして、トライアックＴが導通する。

トライアックＴは電源１１から電流が供給されて導通を維持する。トライアックＴのオン期間には、コンデンサＣ２は放電されており、トライアックＴは保持電流が維持されなくなるとオフする。トライアックＴに印加される電源電圧の極性が反転すると、コンデンサＣ２が再び充電され、遅延時間の後ダイアックＤがオンする。これにより、交流電源電圧のゼロクロス点から所定の遅延時間後に、トライアックＴがオンする。以後同様の動作が繰返されて、電源周期から遅延時間を除く期間（以下、電力供給期間という）において、電源１１からの電力がトライアックＴを介して照明負荷器具に供給される。

図３の交流波形は電源１１が発生する電圧を示しており、斜線部がトライアックＴが導通する電力供給期間を示している。遅延時間は、可変抵抗ＶＲの抵抗値を変化させることで調整可能である。

トライアックＴの両端にはコンデンサＣ１及びコイルＬによる雑音防止回路が接続されている。この雑音防止回路によって、ノイズが電源１１側に漏れることが防止されるようになっている。

端子Ｉ１，Ｉ２相互間には、整流回路１２が設けられている。整流回路１２は例えば、ダイオードブリッジによって構成される。整流回路１２は、端子Ｉ１，Ｉ２に供給される電圧を整流して出力する。

整流回路１２の一方出力端及び他方出力端に現れる出力が定電流回路１４に供給される。定電流回路１４は整流回路１２の出力から定電流を発生して、端子Ｏ１，Ｏ２を介して照明負荷１５に供給するようになっている。照明負荷１５としては例えばＬＥＤが採用される。トライアックＴによって整流回路１２に対する電圧供給の時間が制御されて、定電流回路１４からの定電流値は、トライアックＴのオン時間に応じて変化する。これにより、照明負荷１５の明るさが調光制御されるようになっている。

ところで、電源ノイズの漏れを防止するために挿入された雑音防止回路は共振回路を構成し、トライアックＴのオン時には、トライアックＴに共振電流を流してしまう。

図４は横軸に時間をとり縦軸に電圧及び電流をとって、共振電圧（破線）と共振電流（実線）を示す波形図である。また、図５は共振電流の影響を説明するための回路図である。図５は図１を簡略化して示したものであり、端子Ｉ１，Ｉ２間に照明負荷器具１６が接続されるものとして示している。

雑音防止回路による共振周波数は３０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度であり、共振周期は電源１１の交流周期に比べて十分に短い。図５に示すように、トライアックＴのオン時には、電源１１からトライアックＴに電流ａが流れる期間において、電流ａと同一方向の共振電流ｂ及び逆方向の共振電流ｃが流れる。図３の斜線部に示す電力供給期間であっても、電流ａと共振電流ｃとの和の電流がトライアックＴの保持電流以下になると、トライアックＴはオフしてしまう。

図４に示すように、遅延時間が経過してトライアックＴがオンになった直後における共振電流のレベルは比較的大きく、また、照明負荷器具としてＬＥＤを用いた場合には照明負荷器具の抵抗値が比較的大きいことから、トライアックＴがオンした直後においては、共振電流によってトライアックＴがオフする。コンデンサＣ２の充電によって再びトライアックＴがオンとなるので、電力供給期間であっても共振電流のレベルに応じた期間だけトライアックＴはオン，オフを繰返すことになる。なお、図４の共振電流、共振電圧波形は、雑音防止回路の共振状態のみを表しており、電源１１からトライアックＴを介して照明負荷１５に流れる電流成分（図５のａ）は除いてある。従って、トライアックＴに実際に流れる電流波形は、図４の共振電流波形に電源１１からの成分ａを足したものとなっている。

また、トライアックの保持電流は、数十ｍＡ（３０〜５０ｍＡ）である。交流電圧のゼロクロス点近傍の期間においては、トライアックＴに流れる電流は比較的小さくなる。しかし、照明負荷として電球を用いた場合には、調光時における電球の抵抗も小さくなるので、調光時においてもトライアックＴには十分な電流が流れて保持電流が維持される。

これに対し、照明負荷として高抵抗素子であるＬＥＤを採用した場合には、調光時においてはトライアックＴに流れる電流が比較的小さくなるので、トライアックＴに流れる共振電流の影響が大きくなる。

そこで、本実施形態においては、共振電流の影響を抑制するダンピング回路としてのインピーダンス可変回路１３を設けている。本実施形態においては、インピーダンス可変回路１３は、整流回路１２の一方出力端及び他方出力端相互間に、即ち、雑音防止回路により構成される共振回路に並列に設けられている。

インピーダンス可変回路１３は、例えば、スイッチ素子と抵抗素子とを備えており、スイッチ素子がオンの期間にのみ抵抗素子を整流回路１２の一方出力端及び他方出力端相互間に接続するようになっている。例えば、スイッチ素子を電力供給期間の開始から共振周期の１周期分だけオンさせて、共振電流を抵抗素子に流すことで、共振を制動し共振電流のピーク値を小さくできるので、共振電流が電流ａと逆向き（電流ｃ）であってもトライアックＴに保持電流を超える十分な電流を流すことを可能にしている。

図２はスイッチ素子としてＦＥＴＱ１を採用し、抵抗素子として抵抗Ｒ４を採用した例を示している。１００Ｖ交流電源用の１００Ｗ型の電球は、１００％調光時の抵抗値は１００Ωであり、冷間抵抗はその約１／１０〜１／２０である。つまり調光時には、電球の抵抗値は数十Ωであり、電球はダンピング抵抗として作用する。本実施形態においては、抵抗Ｒ４の抵抗値は、調光時における電球の抵抗値と同様の抵抗値とする。これにより、抵抗Ｒ４はダンピング抵抗として作用し、共振電流の影響を十分に抑制することができる。

図２において、整流回路１２の一方出力端と他方出力端との間には、抵抗Ｒ４及びＦＥＴＱ１のドレイン・ソース路が接続されている。また、整流回路１２の一方出力端と他方出力端との間には、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ１及びツェナーダイオードＺＤの直列回路も接続されている。ツェナーダイオードＺＤには抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ３が並列接続されている。

抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺＤとの接続点（以下、Ａ点という）は、抵抗Ｒ３を介して負論理のシュミットトリガ回路Ｓ１に接続される。整流回路１２の出力はダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１を介してＡ点に現れる。なお、Ａ点の電圧は、ツェナーダイオードＤ１及びコンデンサＣ３によって所定のレベルにスライスされる。

シュミットトリガ回路Ｓ１は、入力電圧を波形整形し、整流回路１２の出力の立ち上がりで立ち下がり、ゼロクロス点で立ち上がる矩形波を出力する。シュミットトリガ回路Ｓ１の出力端は、コンデンサＣ４及び可変抵抗ＶＲ２を介して電源端子に接続される。可変抵抗ＶＲ２にはダイオードＤ２が並列接続される。コンデンサＣ４、可変抵抗ＶＲ２及びダイオードＤ２によって微分回路が構成され、コンデンサＣ４と可変抵抗ＶＲ２との接続点（以下、Ｂ点という）には、シュミットトリガ回路Ｓ１の出力を微分した波形が現れる。

Ｂ点の波形は負論理のシュミットトリガ回路Ｓ２の入力端に供給される。シュミットトリガ回路Ｓ２は、入力電圧を波形整形し、微分回路の出力の立ち下がりで立上るパルスを出力する。なお、シュミットトリガ回路Ｓ２の出力パルスのパルス幅は、可変抵抗ＶＲ２の抵抗値を変化させることで調整することができる。

シュミットトリガ回路Ｓ２の出力はＦＥＴＱ１のゲートに供給される。ＦＥＴＱ１は、ゲートに供給されるハイレベルのパルスによってオンとなり、抵抗Ｒ４を整流回路１２の一方出力端と他方出力端との間に接続するようになっている。即ち、抵抗Ｒ４は、整流回路１２の出力の立ち上がりから微分回路の定数によって定まる期間だけ、整流回路１２の一方出力端と他方出力端との間に接続されることになる。

次に、このように構成された実施形態の動作について図６のタイミングチャートを参照して説明する。図６（ａ）は整流回路１２の入力を示し、図６（ｂ）は整流回路１２の出力を示し、図６（ｃ）はＡ点の波形を示し、図６（ｄ）はシュミットトリガ回路Ｓ１の出力を示し、図６（ｅ）は微分回路の出力（Ｂ点の波形）を示し、図６（ｆ）はシュミットトリガ回路Ｓ２の出力を示している。

電源１１からの交流電圧が２線式の配線によりトライアックＴを介して端子Ｉ１，Ｉ２間の照明負荷器具に供給される。トライアックＴは、電源電圧のゼロクロス点から、可変抵抗ＶＲ及びコンデンサＣ２の時定数に基づく遅延時間の後導通し、電力供給期間に電力を照明負荷器具に与える。

いま、トライアックＴから、図６（ａ）の斜線に示す電力供給期間の間、電力が端子Ｉ１，Ｉ２間に供給されるものとする。整流回路１２は、図６（ｂ）に示すように、正極性の電圧を出力する。この整流回路１２の出力がインピーダンス可変回路１３に与えられる。

インピーダンス可変回路１３のＡ点には、整流回路１２の出力をツェナーダイオードＺＤ及びコンデンサＣ３に基づく所定レベルでスライスした波形（図６（ｃ））が現れる。この波形は、抵抗Ｒ３を介してシュミットトリガ回路Ｓ１に供給される。シュミットトリガ回路Ｓ１は入力波形を波形整形し、入力波形の立ち上がりで立ち下がりゼロクロス点で立ち上がる波形を出力する。

シュミットトリガ回路Ｓ１の出力は、コンデンサＣ４、可変抵抗ＶＲ２及びダイオードＤ２により構成される微分回路に供給される。微分回路は、シュミットトリガ回路Ｓ１の出力の立ち下がりで、コンデンサＣ４及び可変抵抗ＶＲ２の時定数に基づいた傾斜で立ち下がると共に立ち上がる波形（図６（ｅ））を出力する。なお、ダイオードＤ２により、シュミットトリガ回路Ｓ１の出力の立ち上がりにおいては、微分回路の出力は変化しない。

微分回路によって、整流回路１２の出力の立ち上がりタイミング、即ち、トライアックＴがオンとなるタイミングが検出される。微分回路の出力はシュミットトリガ回路Ｓ２に供給され、シュミットトリガ回路Ｓ２は、微分回路の出力の立ち下がり及び立ち上がりで、立ち上がると共に立ち下がるパルス状の波形（図６（ｆ））を出力する。なお、シュミットトリガ回路Ｓ２の出力パルスのパルス幅は、微分回路の出力の傾斜、即ち、可変抵抗ＶＲ２の抵抗値によって調整可能である。

シュミットトリガ回路Ｓ２の出力がＦＥＴＱ１に供給され、ＦＥＴＱ１は、シュミットトリガ回路Ｓ２の正のパルス期間にオンとなって、整流回路１２の一方出力端と他方出力端との間に抵抗Ｒ４を接続する。

従って、抵抗Ｒ４は、トライアックＴのオンから微分回路の時定数により定まる期間までの間ハイレベルとなる図６（ｆ）のパルス期間に、整流回路１２の一方出力端と他方出力端との間に、即ち、共振回路に並列に接続される。抵抗Ｒ４の抵抗値は、例えば、照明負荷として電球を用いた場合における調光時の抵抗値と同等の抵抗値に設定されており、コンデンサＣ１及びコイルＬによる共振回路の共振電流を流すダンピング抵抗として作用する。これにより、トライアックＴに流れる共振電流が抑制され、トライアックＴのオンを維持することができる。

共振電流は、時間と共に減衰するので、トライアックＴのオンから所定期間にのみダンピング抵抗としての抵抗Ｒ４を共振回路に並列に接続すればよい。特に、図４に示す共振電流の発生から１周期の間だけ抵抗Ｒ４を共振回路に並列に接続することで、効果的に共振電流の影響を抑制することができる。

なお、図４に示すように、共振電流の正極性時には、電源１１からトライアックＴに流れる電流と同じ向きに共振電流が流れるので、トライアックＴのオンと同時に抵抗Ｒ４を共振回路に並列に接続する必要はなく、トライアックＴのオンから共振電流の半周期経過するまでに抵抗Ｒ４を共振回路に並列に接続すればよい。

抵抗Ｒ４は図６（ｆ）の正のパルス期間にのみ整流回路１２の一方出力端と他方出力端との間に接続されるので、抵抗Ｒ４によって無駄に電力が消費されることを最小限に抑制することができる。

このように本実施形態においては、トライアックがオンになると、例えば共振電流の１周期程度の所定期間、ダンピング用の抵抗を共振回路に並列に挿入するようになっており、トライアックに流れる共振電流を抑制して、トライアックが共振電流の影響によってオフすることを防止することができる。これにより、トライアックは、調光制御に対応した電力供給期間の間連続的にオンとなり、ちらつきのない照明光を得ることができる。

なお、上記実施形態においては、インピーダンス可変回路を整流回路の出力端に設けた例を示したが、インピーダンス可変回路は、共振回路に並列に挿入すればよく、例えば、整流回路の入力側、即ち、端子Ｉ１，Ｉ２間に設けるようにしてもよいことは明らかである。

また、端子Ｉ１，Ｉ２は、端子金具を備えている形態であってもよいし、単なる導線の形態であってもよい。照明装置が口金を備えた電球形ＬＥＤランプの場合には、当該口金が入力端子として機能する。

＜第２の実施形態＞について説明する。

第２の実施形態は、図７に示すように、照明装置が、入力端子ｔ１、ｔ２、整流回路Ｒｅｃ、ＬＥＤ点灯回路ＬＯＣ、負荷のＬＥＤＬＳおよびダンピング抵抗器Ｒｄを具備している。

入力端子ｔ１、ｔ２は、交流電源ＡＣ、例えば商用１００Ｖ交流電源に照明装置を接続する手段である。照明装置に接続する交流電源ＡＣは、前述のように図示しない既知の位相制御式調光器を経由してもよいし、しなくてもよい。

また、入力端子ｔ１、ｔ２は、端子金具を備えている形態であってもよいし、単なる導線の形態であってもよい。照明装置が口金を備えた電球形ＬＥＤランプの場合には、当該口金が入力端子として機能する。

整流回路Ｒｅｃは、交流を直流に変換する手段であり、交流入力端および直流出力端を備えている。そして、交流入力端が入力端子ｔ１、ｔ２に接続する。なお、図示しない雑音フィルタを介して入力端子ｔ１、ｔ２に接続することは当業者に周知であるから、これを許容するのいうまでもない。

また、整流回路Ｒｅｃは、図示のようにブリッジ形全波整流回路に限定されるものでなく、所望により既知の各種回路形態の整流回路を適宜選択して用いることを許容する。さらに、整流回路Ｒｅｃは、平滑手段を備えることができる。例えば、図示のような電解コンデンサなどからなる平滑コンデンサＣ１１をＬＥＤ点灯回路ＬＯＣに対する直流出力端に直接または図示のようにダイオードＤ１１を直列に介して接続することができる。

ＬＥＤ点灯回路ＬＯＣは、後述するＬＥＤＬＳを点灯する回路手段であればよく、その具体的な構成は特段限定されない。しかし、回路効率を高くできるとともに制御が容易になるなどの理由から、コンバータＣＯＮＶを主体とする構成を採用するのが好ましい。図示のコンバータＣＯＮＶは、降圧チョッパの例を示している。

降圧チョッパからなるコンバータＣＯＮＶは、第１および第２の回路ＡＡ、ＢＢと、制御部ＣＣとを備えている。第１および第２の回路ＡＡ、ＢＢは、スイッチング素子Ｑ１１、インダクタＬ１１、ダイオードＤ１２、出力コンデンサＣ１２および電流検出素子ＣＤを構成要素としている。

第１の回路ＡＡは、スイッチング素子Ｑ１１、インダクタＬ１１、電流検出素子ＣＤおよび出力コンデンサＣ１２の直列回路が整流回路Ｒｅｃの出力電圧が平滑化された直流出力端に接続している。そして、スイッチング素子Ｑ１１がオンしたときに整流回路Ｒｅｃの直流出力端から直線的に増加する増加電流が流れてインダクタＬ１１に電磁エネルギーが蓄積する。電流検出素子ＣＤは、上記増加電流を検出可能なように図７に示す位置に接続している。

第２の回路ＢＢは、インダクタＬ１１、ダイオードＤ１２および出力コンデンサＣ１２の閉回路により構成されている。そして、第１の回路ＡＡのスイッチング素子Ｑ１１がオフしているときにインダクタＬ１１に蓄積された電磁エネルギーを放出して減少電流がその閉回路内を流れる。

ＬＥＤＬＳは、コンバータＣＯＮＶの出力コンデンサＣ１２に並列接続する。

図８は図７中の制御ＩＣ２１内の回路の一部を示す回路図である。

ダンピング抵抗器Ｒｄは、整流回路Ｒｅｃの非平滑の直流出力端間に図８に示すスイッチ素子Ｑ１２を介して接続している。そして、その抵抗値は、照明装置が商用１００Ｖ交流電源用の場合、数１００Ω程度に設定することができる。なお、スイッチ素子Ｑ１２は、図８に示すように制御ＩＣ２１に内蔵されていてもよく、後述するように制御ＩＣ２１の外付け部品であってもよい。

制御部ＣＣは、本実施形態において、ＬＥＤ点灯回路ＬＯＣおよびダンピング抵抗器Ｒｄを制御する手段である。そして、制御部ＣＣは、制御ＩＣ２１および制御電源２２により構成されている。

制御ＩＣ２１は、複数のピン端子を有していて、ピンＶＤＣが整流回路Ｒｅｃの平滑コンデンサＣ１１の正極に、ピンＶｉｎがダンピング抵抗器Ｒｄの正極側に、ピンＶｃｃが制御電源２２の正極に、ピンＧがコンバータＣＯＮＶのスイッチ素子Ｑ１１に、ピンＣＳが電流検出素子ＣＤの検出出力端に、ピンＩｎｒがダンピング抵抗器Ｒｄの負極側に、ピンＧＮＤが制御電源２２の負極に、それぞれ接続している。

また、第２の実施形態において、制御ＩＣ２１は、ダンピング抵抗器Ｒｄの整流回路Ｒｅｃの出力端に対する接続時間を制御するが、スイッチ素子Ｑ１２を内蔵しているとともに、スイッチ素子Ｑ１２の後述する制御回路を内蔵している。

スイッチ素子Ｑ１２の制御回路は、図８に示すように、ピンＶｉｎから入力する整流回路Ｒｅｃの非平滑直流出力電圧をコンパレータＣＯＭ１で検出し、タイマＴＩＭおよびドライバＧＳＤ１を経由して電源電圧各半サイクルの立ち上がり時に所定の短時間だけスイッチ素子Ｑ１２をオンさせるように構成している。例えば、図８の制御回路は、電源電圧各半サイクルの印加後１ｍ秒以内にスイッチ素子Ｑ１２をオフさせる。

また、コンパレータＣＯＭ１は、図８に示すように、フィルタＦ、コンパレータＣＯＭ２およびドライバＧＳＤ２を経由してコンバータＣＯＮＶのスイッチング素子Ｑ１１を制御して電源電圧各半サイクルの導通角に対応してコンバータＣＯＮＶの出力を加減制御する。フィルタＦの出力（電圧）は、図１０に示すように導通位相角に応じて変化するように構成されており、このフィルタＦの出力電圧がコンパレータＣＯＭ２の基準電圧となる。電流検出素子ＣＤからの検出値が前記基準電圧に達すると、コンバータＣＯＮＶのスイッチング素子Ｑ１１をオフするようになっている。

制御電源２２は、コンバータＣＯＮＶのインダクタＬ１１に磁気結合する２次巻線ｗ２を備えていて、インダクタＬ１１に増加電流が流れたときに生じる２次巻線ｗ２の誘起電圧をダイオードＤ１３で整流し、コンデンサＣ１３で平滑化して制御電圧を制御ＩＣ２１のピンＶｃｃおよびピンＧＮＤの間に出力するように構成されている。

次に、回路動作を説明する。

制御部ＣＣの制御ＩＣ２１は、照明装置の交流電源が投入されると、最初にピンＶＤＣから制御電源の供給を受けてコンバータＣＯＮＶが起動するように作用する機能が付与されているので、コンバータＣＯＮＶは速やかに起動する。コンバータＣＯＮＶがいったん起動すると、スイッチング素子Ｑ１１のゲートには制御ＩＣ２１のピンＧからゲート信号が供給されてコンバータＣＯＮＶが降圧チョッパ動作を開始する。そして、増加電流がインダクタＬ１１に流れることによってインダクタＬ１１に磁気結合する２次巻線ｗ２に電圧が誘起されるので、以後は制御電源２２から制御電源が供給されて連続動作を行う。

その結果、コンバータＣＯＮＶの出力コンデンサＣ１２に並列接続するＬＥＤＬＳが駆動されて点灯する。なお、コンバータＣＯＮＶは、電流検出素子ＣＤの検出出力が制御ＩＣ２１のピンＣＳから制御入力すると、制御ＩＣ２１の内部で増加電流に対して負帰還制御動作が行われる。そうして、コンバータＣＯＮＶの出力電流は、増加電流に比例するので、ＬＥＤＬＳは、定電流制御により点灯する。

一方、交流電源電圧が投入されると、制御ＩＣ２１内のタイマＴＩＭは、コンパレータＣＯＭ１が非平滑直流出力電圧を検出すると同時にドライバＧＳＤ１からゲート信号を発生してスイッチ素子Ｑ１２をオンさせるので、電源投入の直後にダンピング抵抗器Ｒｄが整流回路Ｒｅｃの直流出力端間に接続する。

その結果、交流電源ＡＣと本実施形態の照明装置との間に位相制御式調光器が介在することによって、電源電圧各半サイクルが急激な立ち上がりをしたときに、前述の理由により過渡振動が発生したとしても、ダンピング抵抗器Ｒｄが過渡振動を制動する。これにより、過渡振動電流のピーク値が低下するので、位相制御式調光器が誤動作を起こさなくなり、所望の調光照明を行うことができる。

そうして、電源電圧各半サイクルの電圧印加開始時から所定の短時間が経過すると、タイマＴＩＭは、ドライバＧＳＤ１のゲート信号発生を停止させるので、ダンピング抵抗器Ｒｄが整流回路Ｒｅｃの直流出力端間から開放される。このため、ダンピング抵抗器Ｒｄでの消費電力による発熱は頗る少ないものとなる。

次に、位相制御式調光器による導通角制御に対応してＬＥＤ点灯回路ＬＯＣが出力を加減制御してＬＥＤＬＳを調光点灯させる動作について図８ないし図１０を参照して説明する。

すなわち、図８において、電源電圧各半サイクルが入力端子間に印加されて、整流回路Ｒｅｃの非平滑直流出力電圧が制御ＩＣのピンＶｉｎから入力すると、コンパレータＣＯＭ１、フィルタＦ、コンパレータＣＯＭ２およびドライバＧＳＤ２を経由してスイッチング素子Ｑ１１に対してゲート信号が供給され、スイッチング素子Ｑ１１が駆動されてオンする。スイッチング素子Ｑ１１がオンすると、コンバータＣＯＮＶの第１の回路ＡＡに増加電流が流れ、電流検出素子ＣＤがこの増加電流を検出するから、制御ＩＣのピンＣＳからその検出出力が入力される。

一方、フィルタＦは、電源電圧の半サイクルを積算して実効値変換を行い、前述のように図１０の関係の電圧を出力する。そして、ピンＣＳの検出出力がフィルタＦの出力電圧に一致した時点でコンパレータＣＯＭ２がドライバＧＳＤ２からのゲート信号の送出を停止させる。その結果、コンバータＣＯＮＶのスイッチング素子Ｑ１１がオフする。これにより、インダクタＬ１１から減少電流が第２の回路ＢＢ内を流れる。本実施形態において、図９に示すスイッチング素子Ｑ１１のオフ時間Ｔｏｆｆは固定されていて、このオフ時間が経過すると、ドライバＧＳＤ２が動作してスイッチング素子Ｑ１１が再びオンする。以後、以上の動作を繰り返すので、コンバータＣＯＮＶが動作を継続して電源電圧の導通角に対応した出力を発生する。

図９（ａ）は、電源電圧の導通角が１８０°すなわち位相角０°の場合における制御ＩＣのピンＣＳの波形の例を示している。

図９（ｂ）は、電源電圧の導通角が９０°すなわち位相角９０°の場合における制御ＩＣのピンＣＳの波形の例を示している。

上記いずれの例においても、電流検出素子ＣＤの検出出力（ピンＣＳへの入力）が図中の点線で示すフィルタＦの出力電圧レベルになったときにコンパレータＣＯＭ２がドライバＧＳＤ２からのゲート信号の送出を停止させるので、コンバータＣＯＮＶの出力が電源電圧の導通角に対応して変化することが理解できる。

図１０は、電源電圧の位相角とフィルタの出力の関係を示すグラフであり、本実施形態において、両者は比例関係となるように設定されている。

＜第３の実施形態＞について説明する。

第３の実施形態は、図１１および図１２に示すように、ダンピング抵抗器Ｒｄの接続時間を制御するスイッチ素子Ｑ１２が制御ＩＣ２１に対して外付けになっている。したがって、ダンピング抵抗器Ｒｄの制御回路のみが制御ＩＣ２１に内蔵されている。なお、各図において、図７および図８と同一部分については同一符号を付して説明は省略する。

＜第４の実施形態＞について説明する。

第４の実施形態は、図１３に示すように、ダンピング抵抗器Ｒｄの制御回路およびコンバータＣＯＮＶが第２および第３の実施形態とは相違している。なお、図において、図７と同一部分については同一符号を付して説明は省略する。

ダンピング抵抗器Ｒｄの制御回路は、電源電圧各半サイクルの印加開始時に所定の短時間だけ出力を生じる単安定回路ＡＳＭの出力でスイッチ素子Ｑ１２をオンさせるように構成されている。

コンバータＣＯＮＶは、フライバックトランス方式である。すなわち、制御ＩＣ２１に内蔵されている図示されていないスイッチング素子、フライバックトランスＦＴ、ダイオードＤ１４、電流検出素子ＣＤおよび制御ＩＣ２１を主構成要素として降圧形フライバック方式のコンバータＣＯＮＶが構成されている。なお、スイッチング素子は、フライバックトランスＦＴの１次巻線の整流回路Ｒｅｃの直流出力端への接続をオン、オフさせる。ダイオードＤ１４は、フライバックトランスＦＴの２次巻線に誘起される電圧を整流して直流出力を得る。電流検出素子ＣＤは、フライバックトランスＦＴの２次側から得る出力電流を、フォトカプラＰＣを介して制御ＩＣ２１に帰還する。制御ＩＣ２１は、コンバータＣＯＮＶを定電流制御してＬＥＤＬＳを点灯させる。

＜第５の実施形態＞について説明する。

第５の実施形態は、図１４に示すように、ダンピング抵抗器Ｒｄが電圧依存性の非直線抵抗器からなる点で第２ないし第４の実施形態とは相違している。なお、図において、図１３と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。

本実施形態において、電圧依存性の非直線抵抗器は、ブレークダウン電圧が電圧各半サイクルの急激な立ち上がり時に発生する過渡振動電圧のうち電源電圧のピーク値より高い電圧を吸収するようにブレークダウン電圧が設定されたサージ吸収素子である。

１１…電源、１２…整流回路、１３…インピーダンス可変回路、１４…定電流回路、１５…照明負荷、Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ、Ｔ…トライアック、Ｄ…ダイアック、ＶＲ…可変抵抗。

Claims

照明負荷を点灯させるための電力を発生する交流電源に前記照明負荷と共に直列接続されて、オンオフすることによって前記交流電源から得られる電力の前記照明負荷への供給を制御する自己保持性素子と；
前記自己保持性素子に並列接続される雑音防止回路と；
前記自己保持性素子のオンから所定期間だけ前記雑音防止回路にダンピング抵抗を並列接続するダンピング回路と；
を具備したことを特徴とする点灯回路。
請求項１に記載の点灯回路と；
前記照明負荷と；
を具備したことを特徴とする照明装置。
入力端子と；
交流入力端が入力端子に接続した整流回路と；
入力端が整流回路の直流出力端に接続したＬＥＤ点灯回路と；
前記入力端子に印加される電源電圧各半波の印加開始時に所定時間だけ前記整流回路の直流出力端に接続されるダンピング抵抗器と；
を具備したことを特徴とする照明装置。
前記整流回路の直流出力端を構成する正極性出力端と負極性出力端との間に前記ダンピング抵抗器と共に直列接続されるスイッチと；
前記整流回路の直流出力端の電圧を検出して前記スイッチのオンオフを制御して前記ダンピング抵抗器を前記整流回路の直流出力端に接続させる制御部と；
を具備し、
前記制御部は、前記電源電圧各半サイクルの印加後１ｍｓ以内に前記スイッチをオフさせる
ことを特徴とする請求項３に記載の照明装置
入力端が交流電源に接続され、出力端が前記入力端子に接続される位相制御式調光器；
を具備することを特徴とする請求項３に記載の照明装置。