JP5671016B2

JP5671016B2 - トライアック調光器のためのｌｅｄとの電力インターフェース

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Publication number: JP5671016B2
Application number: JP2012515609A
Authority: JP
Inventors: ヨーゼフギュンターラデルマッハー，ハラルト
Original assignee: Koninklijke Philips NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2009-06-18
Filing date: 2010-06-15
Publication date: 2015-02-18
Anticipated expiration: 2030-06-15
Also published as: KR20120027056A; CN102804917B; CN102804917A; KR101659715B1; JP2012530348A; WO2010146529A1; EP2443910B1; EP2443910A1; US8680779B2; US20120098457A1

Description

本発明は、電力インターフェースに係る。特に、本発明は、負荷回路に対して時間依存の保持電流レベル又は他の制限を有する可変電源回路に負荷を接続するための電力インターフェースに係る。

発光ダイオード（ＬＥＤ）のような、ソリッドステート光源の高普及率のために、当世、ランプを改造することは、極めて重要であると考えられている。ほとんどの市販の照明器具に関し、ユーザ／消費者は、照明器具内部の単独光源（例えば、白熱電球）のみを、安い初期費用で、最新のＬＥＤ光源と置換することができうる、ソケットとの互換性のみならず、既存の設備／装置との互換性も極めて重要である。従って、光源は、既存のソケットに収まるべきであり、且つ、調光器を含む既存の電気設備と互換性があるべきである。これは、既存の壁面調光器との相互接続性を含む。

特に、トライアック（ＴＲＩＡＣ；Triode for Alternating Current）に基づく最先端の調光器は、多くの家庭において使用されている。それらの調光器によれば、ＬＥＤ光源の負荷が小さすぎて適切に調光器と協働することができないという問題が、極めて頻繁にある。結果として、ＬＥＤ光源は、調光レベルが低くなり過ぎる場合にちらつき始めるか、又は恒久的にスイッチオフすることがある。すなわち、壁面調光器が存在する場合において、ソリッドステート光源の低電力消費は、トライアックのラッチ及び保持電流に関連する問題を引き起こしうる。特に、４０ワットを下回る電力消費量を有する低ワット量ランプ（例えば、Ｅ１４スクリューソケットのための２ワットキャンドル電流）によれば、トライアック調光器回路の最小負荷は達成されない。従って、照明器具は、全く動作しないか、又はカオス的なフラッシュモードにおいて動作しうる。

トライアックの必要とされる保持電流に従ってランプの電流消費量を決定するために特別なスイッチモード電源を用いるという提案がされている。標準のトライアックの典型的な５０ミリアンペアを要するならば、最小負荷は２３０ボルトシステムにおいて１０ワットよりも大きい。しかし、改造ランプの意図される電力範囲のためには、これは依然として過度な電力でありうる。

米国特許第７０７５２５１号明細書（特許文献１）は、キープアライブ機能を用いることによって位相制御型調光器の要件を満足するよう幅広い範囲の電源電圧から連続的な入力電流を引き込む共振フィードバック回路を有するバラストを開示している。入力電圧がバスキャパシタ電圧よりも低い時間の間、入力電流は存在せず、トライアックをオフ状態に至らせる。これを防ぐよう、高周波電流が連続的に消費される。結果として、トライアックはオン状態に保たれるが、負荷は依然としてトライアック保持電流を引き込まなければならない。
米国特許出願公開第２００７／１８２３４７（Ａ１）号明細書（特許文献２）は、ソリッドステート光源と結合可能なスイッチング電源へトライアックを有する調光器スイッチから可変な電力を供給するインピーダンス整合回路を提供する。例となるインピーダンス整合回路は、スイッチング電源から第１の電流を受けるよう結合される第１の抵抗と、第２の抵抗と、第２の抵抗に直列に結合されるトランジスタとを有し、トランジスタは、ゲート電圧に応答して、第１の抵抗を通る第１の電流の検出レベルに応じて第２の抵抗を通る第２の電流を変調する。

米国特許第７０７５２５１号明細書米国特許出願公開第２００７／１８２３４７（Ａ１）号明細書

本発明は、上記の問題を解消し、結合される負荷の平均電流消費量が可変電源回路の保持電流要件を下回る場合でさえ可変電源回路を導通状態に保つ電力インターフェースを提供することを目的とする。

概して、上記の目的は、本願の独立請求項に従う電力インターフェースによって達成される。

第１の態様に従って、上記の目的は、時間依存の保持電流レベルを有する可変電源回路に負荷を接続する電力インターフェースであって、前記負荷と前記可変電源回路との間に動作上接続されるよう配置される電流整形部を有する電力インターフェースにおいて、
前記電流整形部は、前記可変電源回路からの電流フローを中断及び回復し、前記可変電源回路を通る電流が周期的に前記保持電流レベルを上回ることを確かにし、それにより、前記負荷の平均電流消費量が前記保持電流レベルよりも低い場合でさえ前記可変電源回路を導通状態に保つよう構成される、
ことを特徴とする電力インターフェースによって達成される。

前記保持電流は、定義によれば、前記可変電源回路が導通状態のままであるために該可変電源回路を通るべき最低電流である。言い換えると、トリガされると、前記可変電源回路は、自身を通る電流が前記保持電流を下回るまで導通し続ける。なお、前記可変電源回路の回復時間により、該可変電源回路は、実際には、短い間、電流が流れていない場合でさえ、導通状態のままである。更に以下で開示されるように、この時間期間は、とりわけ、供給電流及び前記可変電源回路の構成要素に依存する。前記保持電流レベルは、前記可変電源回路の回路トポロジ及び該可変電源回路に含まれるスイッチによって決定されてよい。

このように、当該電力インターフェースの利点は、それが可変電源回路（例えば、標準の壁面調光器）から該可変電源回路の原の最小負荷要件を下回って負荷（例えば、光源）を動作させるよう配置されることである。更なる利点は、当該電力インターフェースが、可変電源回路から該可変電源回路の最低保持電流を下回ってさえ負荷を動作させることである。

前記電流整形部は、周期パルス電流を形成するよう構成され、それにより、該電流が周期的に前記保持電流レベルよりも大きいことを確かにする。

前記パルス電流は、無電流のパルスと、前記可変電源回路の必要とされる保持電流レベルよりも高い電流のパルスとを有する。高電流のパルスは、前記可変電源回路をオンに保つために使用され、一方、ポーズ（すなわち、無電流の期間）は、平均電流を下げるために使用される。

前記電流整形部の周期は、望ましくは、電流における如何なる変動も該電流によって駆動される光源によって発せられる光において認知されないようにされる。例えば、それは、５から５０マイクロ秒、望ましくは１５から３０マイクロ秒であってよい。

前記電流整形部は、前記可変電源回路が導通状態にあることを確かにするほど十分に長い期間の時間存続期間の間作動してよい。低電流の期間が長いほど前記可変電源回路を導通状態に保つためにはより高い電流のより長い期間が必要とされるので、前記作動の時間存続期間は前記電流整形部の周期に依存する。前記周期及び前記作動時間の適切な制御によれば、改善された動作が達成可能である。代替的に、２倍よりも大きいインターバル及び２倍よりも大きい電流が、特定の可変電源回路による動作を改善するよう特別な波形を有するために、定義され適用されてよい。

前記電流整形部は、ブーストコンバータであってよく、これは、本発明の実施形態を実現するための実用的な方法である。ブーストコンバータを、本線電圧のピーク値よりも高い最低負荷電圧と組み合わせることで、ほとんどの時点で、前記可変電源回路を通って引き込まれる電流が前記電流整形部によって設定され得ることが、保証される。

前記ブーストコンバータは、回路設計を容易にするために、固定ピーク電流に設定されてよい。言い換えると、これは、前記電流整形部の制御ループの複雑性を低減することができる。

実施形態に従って、前記可変電源回路は調光器に含まれ、前記負荷は調光可能な光源である。この場合において、回路構成要素は、光源によって出力される光のフリッカの所定最大量に従って、決定されてよい。

当該電流インターフェースは、前記負荷を通る電流において大きな変動を回避するよう（すなわち、前記負荷へ供給される電力を安定させるよう）、前記電流整形部と前記負荷との間に並列に配置されるキャパシタを更に有してよい。高電流の期間の間、前記キャパシタは充電される。低い又は無電流の期間の間、前記キャパシタは前記負荷にエネルギを供給する。

前記負荷が光源である場合に、前記キャパシタのキャパシタンスは、光源によって出力される光のフリッカの所定最大量に従って決定されてよい。

１つの利点は、低いワット量でトライアック調光型ＬＥＤ光源を有効にすることができることであってよい。

本発明は、特許請求の範囲において挙げられている特徴の全てのとり得る組み合わせに係ることが知られる。

先行技術の回路の略図である。本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。本発明の実施形態に従うスイッチ制御信号発生器の略図である。本発明の実施形態に従うスイッチ制御信号発生器の略図である。時間の関数として電流を表す。本発明の実施形態に従う試験回路の略図である。

本発明の上記の及び他の態様は、本発明の１又はそれ以上の実施形態を図示する添付の図面を参照して、より詳細に記載される。

以下の実施形態は一例として与えられており、それにより、本開示は徹底的且つ完全であり、本発明の適用範囲を当業者に十分に伝える。同じ参照符号は、全体として同じ要素を参照する。例は、時間依存の保持電流レベルを有する可変電源回路に負荷を接続する一般的な電力インターフェースに係る。以下の例において、前記可変電源回路は、時々、調光器の一部であってよいトライアックとして具現される。しかし、前記可変電源回路は、以下に挙げられている如何なる要件も満たす如何なる可変電源回路であってもよい。以下の例において、前記負荷は、時々、（ＬＥＤに基づく）光源として具現される。しかし、前記負荷は、以下に挙げられている如何なる要件も満たす如何なる適切な負荷であってもよい。

図１は、電圧源１０２と、可変電源回路１０４と、負荷１０６とを有する先行技術の回路１００を表す。可変電源回路１０４は、時間依存の保持電流レベルを有してよい。例えば、負荷１０６が小さすぎて可変電源回路１０４と適切に協働することができない場合に、回路１００を動作させるに関連する問題が存在しうる。これは、例えば、可変電源回路１０４が壁面調光器であり、負荷１０６が光源である場合、特に、光源が１又はそれ以上の発光ダイオード（ＬＥＤ）を揺する場合である。結果として、光源は、調光器によって決定される調光レベルが低くなり過ぎる場合に、ちらつき始めるか、又は恒久的にスイッチオフしうる。

本発明の実施形態に従って、図２ａの電力インターフェース回路１０８において見られるように、電流整形部１１０が、負荷１０６と可変電源回路１０４との間に動作上接続されるよう配置される。このように、電力インターフェースは、可変電源回路に負荷を接続するために設けられる。更に以下で開示されるように、電力インターフェースは、上記の問題が回避されるか、又は少なくても低減されるように配置される。特に、電流整形部１１０は、可変電源回路１０４から負荷１０６への電流フローを中断又は回復するよう構成される。このように、電流整形部１１０は、可変電源回路１０４を通る電流が少なくとも周期的に可変電源回路１０４の保持電流レベルを上回ることを確かにする。それにより、電流整形部１１０は、負荷１０６の平均電流消費量が保持電流レベルよりも低い場合でさえ、可変電源回路１０４を導通状態に保つ。電流整形部１１０は、電圧源１０２によって可変電源回路１０４に供給される本線電圧のピーク値よりも高い最低順方向電圧を負荷１０６に供給するよう構成されてよい。保持電流レベルは、可変電源回路１０４の回路トポロジ（電子部品及びその値を含む。）及び可変電源回路１０４に含まれるスイッチによって決定されてよい。

図２ｂは、本発明の実施形態に従う、可変電源回路２０２と、負荷２０４と、整流回路２０６と、電源２０８と、電流整形部２１０とを有する電力インターフェース回路の第２の例である。例示のために、可変電源回路２０２は、図２ｂにおいては、トライアック２１４回路として具現される。トライアックは、典型的な調光器に含まれてよい。更に、負荷２０４は、典型的なＬＥＤに基づく光源２１６によって表されている。しかし、開示される電力インターフェース回路を、例えば調光可能な低ワット量ＣＦＬランプのような非ＳＳＬ光源とともに用いることも可能であってよい。図２ｂにおいて、ダイオードの組は、整流回路２０６を形成する。そのようなものとしての整流回路２０６及び／又は整流回路２０６に含まれる構成要素の存在は、一般的に、電流整形部２１０の具現化に依存する。

電力インターフェース回路は、動作状態において記載される。それが作動する場合に、トライアック２１４の保持電流要件よりも高い電流が確立される。非作動期間の間、最初に、インダクタ２１８（更なるインダクタが、以下のように、電流整形部２１０に含まれてよい。）に蓄えられているエネルギがキャパシタに流れ込み、キャパシタ２２０は、概して、本線電圧（電圧源２０８によって供給される。）のピーク値よりも高い電圧を有する。次いで、本線供給電流にはポーズが現れる。キャパシタ２２０のキャパシタンスは、光源によって出力される光におけるフリッカの所定最大量に従って決定されてよい。ポーズの短い存続期間により、トライアック２１４はオンのままであり、更なる電流フローが次の作動インターバルの間に可能である。抵抗２２２の目的は、ＬＥＤにかかる電圧を下げることである。ダイオード２２４は、電流整形部２１０におけるスイッチのスイッチオフの後に誘導負荷からの電流フローの継続を可能にするために使用されるフリーホイール・ダイオードであり、それにより、供給電圧が突然に下げられるか又は外されるばあいに誘導負荷で起こる突然の電圧スパイクを解消する。

電流整形部２１０は、特定の最低動作電圧を有してよい。すなわち、零交差の周辺にある非常に低い入力電圧で全ての必要とされるピーク電流を引き込むことは、可能でない。結果として、（正及び負のいずれか一方の）本線ハーフサイクルの終わりに、電流は、トライアック２１４をオンに保つのに必要とされる値を下回る。しかし、これは、意図された動作モードである。次のハーフサイクルの間、回路電力インターフェース２１０は、トライアックが再び作動すると直ぐに、本線電圧源から電力を消費し始める。

固定ピーク電流を有する（しかし、出力電圧調整を伴わない）電流整形部を用いることは、可変電源回路の点弧角度（firing angle）に従って変化する出力電圧を生じさせうる。負荷の最低順方向電圧、例えば、ＬＥＤに基づく光源の最低順方向電圧は、本線電圧のピーク値よりも高いように選択されるべきである。しかし、ある電圧変換比を組み込む異なる電力インターフェース回路トポロジを用いる場合、負荷のより低い順方向電圧、例えば、より低いＬＥＤ点灯電圧が、また、可能であってもよい。

負荷は、キャパシタ２２０に蓄えられているエネルギから常に給電される。このキャパシタ２２０のサイズは、ランプの光出力におけるフリッカの許容レベルに従って選択されるべきである。フリッカの許容レベルは予め決定されてよい。

図２ｃは、本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の第３の例である。図２ｂにおいて見られたように、図２ｃの回路は、可変電源回路２０２と、負荷２０４と、整流回路２０６と、電源２０８と、パルス電流を生成するよう配置される電流整形部２１０とを有する。これらの要素の機能は、図２ｂにおける対応する要素の機能と大体同じであり、可変電源回路２０２はトライアック２１４として具現され、負荷２０４はＬＥＤに基づく光源２１６として具現され、整流回路２０６は複数のダイオードとして具現される。図２ｂの回路と比較して、図２ｃの回路は、整流及びフリーホイール・ダイオードの数が少ない。整流回路の要件及び／又はフリーホイール・ダイオードの数は、一般的に、電流整形部２１０に依存する。図２ｃの実施形態に関し、電流整形部２１０は整流回路２０６を必要とする。

図２ｄ及び図２ｅは、本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の更なる例を示す。図２ｄ及び図２ｅの電力インターフェース回路は夫々、可変電源回路２０２と、負荷２０４と、整流回路２０６と、電源２０８と、パルス電流を生成するよう配置される電流整形部２１０とを有する。これらの要素の機能は、図２ｂにおける対応する要素の機能と大体同じであり、可変電源回路２０２はトライアック２１４として具現され、負荷２０４はＬＥＤに基づく光源２１６として具現され、整流回路２０６は複数のダイオードとして具現される。図２ｄの回路において、電流整形部２１０は、インダクタ２２６と、ダイオード２２８と、スイッチ制御信号発生器（ＳＣＳＧ）２３２によって制御されるスイッチ２３０とによって形成されている。スイッチ制御信号発生器２３２は、電流整形部２１０のスイッチを制御するよう配置される。このように、スイッチ２３０は、パルス電流が生成されている場合に、利用される。図２ｄの電力インターフェース回路と比較して、図２ｅの電力インターフェース回路は、２つの追加の電流検知抵抗２３４、２３６を有する。図２ｅにおいて、スイッチ制御信号発生器２３２は、負荷２０４及び可変電源回路２０２の夫々からフィードバック信号を受信するよう配置され、それにより、適応スイッチ制御信号発生器を提供する。スイッチ制御信号発生器及びそれらの内部構成要素の例は、図４ａ及び図４ｂを参照して以下で更に開示される。

一般的に、電流整形部は、２つの異なるインピーダンスの間のスイッチングが可能な回路を有する。図３ａは、本発明の実施形態に従う第１の電流整形部の略図である。電流整形部は、パルス電流を供給する電気回路によって形成されてよい。図３ａの電流整形部は、インダクタ３０２と、ダイオード３０４と、スイッチ３０６とを有する。充電される場合に、電流整形部は負荷として動作してエネルギを吸収する。一方、放電される場合に、電流整形部はエネルギ源として動作する。放電フェーズの間に電流整形部によって生成される電圧は、電流の変化の割合に関係し、原の充電電圧には関係せず、このようにして異なる入力及び出力電圧を可能にする。電流整形部は、必要とされるパルス繰り返し率に従って作動及び非作動となるブーストコンバータ（セットアップコンバータとしても知られる。）であってよい。ブーストコンバータに関し、整流器回路が必要とされてよいが、他の電流整形部はそのような整流器を必要としなくてよい。電流コンバータは、その構成要素（及びその制御）を然るべく選択することによって、固定ピーク電流のために設定されてよい。図６を参照して、電流整形部の構成要素の値を選択するために使用されてよい試験回路に関する記載が与えられている。

先に述べられたように、電流整形部の他の変形例が存在してよい。図３ｂ乃至３ｅは、本発明の実施形態に従う電流整形部の更なる例を示す。図３ｂ乃至３ｅの電流整形部は、回路設計がスイッチとして動作するトランジスタに基づく点で共通する。より詳細には、図３ｂ乃至３ｅの電流整形部のスイッチは、スイッチ制御信号発生器３１６、３１８、３２０、３２２によって制御される金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）３０８、３１０バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）３１２、３１４のいずれか１つとして具現される。スイッチ制御信号発生器は、図４ａ及び図４ｂを参照して以下で更に開示される。図３ｂの電流整形部のスイッチは、電流整形部のインダクタとダイオードのアノード側との間にドレインが接続されているＭＯＳＦＥＴ３０８として具現される。ＭＯＳＦＥＴ３０８のソースは接地に接続されている。代替的に、図３ｃの電流整形部において図示されるように、スイッチは、電流整形部のインダクタとダイオードとの間にソースが接続されているＭＯＳＦＥＴ３１０として具現されてよい。この実施形態に関し、ＭＯＳＦＥＴ３１０のドレインは接地に接続されている。図３ｄの電流整形部のスイッチは、電流整形部のインダクタとダイオードとの間にコレクタが接続されているＮＰＮＢＪＴ３１２として具現されてよい。ＮＰＮＢＪＴ３１２のエミッタは、接地に接続されている。図３ｅにおいて図示されている更なる代替案に従って、電流整形部のスイッチは、電流整形部のインダクタとダイオードとの間にコレクタが接続されているＰＮＰＢＪＴ３１４として具現されてよい。この実施形態に関し、ＰＮＰＢＪＴ３１４のエミッタは接地に接続されている。

代替的に、回路の有効な機能を変更することなしに、正電位が負荷に直接に接続されてよく、インダクタ及びダイオードは負経路において配置される。

先に記載されたように、電流整形部はスイッチ制御信号発生器を有してよい。図４ａ及び図４ｂは、本発明の実施形態に従うスイッチ制御信号発生器の略図である。スイッチ制御信号発生器の第１の例が図４ａに示されている。図４ａのスイッチ制御信号発生器において、機能は、文献において且つ当業者によく知られている標準のタイマ集積回路４０２に基づく。出力信号のハイ及びロー期間の存続期間は、タイマ回路４０２に接続されている構成要素、すなわち、抵抗４０４、４０６、キャパシタ４０８、４１０及びダイオード４１２によって決定される。

タイミングが使用される構成要素によって固定される図４ａのスイッチ制御信号発生器と対照的に、実際の測定又は捕捉データに依存してタイミング信号を生成することも可能である。図４ｂにおいて、スイッチ信号を生成するための可能な制御ループが示されている。第１の入力を介して、整流入力電圧が測定される。これに基づき、可変電源回路のタイプ及び可変電源回路の電流設定が（所謂、調光器タイプ及び設定検出部４１４によって）検出される。スイッチ電流制御ループ４１６におけるタイミング信号の生成は、この検出によって影響される。加えて、所謂、ディム値（dim value）が導出される。このディム値（設定値コマンドである。）測定のＬＥＤ電流（実際の値である。）及び測定されるキャパシタ電圧（フィードフォーワード外乱補償である。）に基づき、所望のスイッチ電流、ひいてはＬＥＤ電流がＬＥＤ制御ループ４１８において計算される。（設定点コマンドとしての）ブロック４１８の結果は、所謂、調光器タイプ及び設定検出部４１４からの結果によって影響されるタイミング信号を計算するよう、実際のスイッチ電流（実際値である。）と比較される。最後に、スイッチドライバ４２０は、適切なゲート又はベース駆動信号へとタイミング信号を増幅するために使用される。

図５は、時間の関数として、電流整形部によって生成されるパルス電流５０２を表す。一般的に、図は、パルス電流が高電流の時間インターバル及び無電流の時間インターバルから成ることを示す。高電流の一時間インターバル及び無電流の一時間インターバルを有する電流の周期は、Ｔ１と表される。パルス電流の挙動は、とりわけ、電流整形部の回路に依存する。より具体的に、電流整形部の構成要素及びその制御信号は、電流整形部の周期Ｔ１が一般的に５〜５０マイクロ秒、望ましくは１５〜３０マイクロ秒であるように、選択される。電流整形部の作動時間は、Ｔ２と表される。Ｔ１が長ければ長いほど、Ｔ２も長くなる。一般的に、可変電源回路がキャパシタンスを有する場合には、Ｔ１（従って、更に、Ｔ２）はこのキャパシタンスに依存する。このように、周期Ｔ１は、とりわけ、可変電源回路におけるキャパシタンスによって定められてよい。更に、パルス電流のピーク値は、トライアックの必要とされる保持電流レベルよりも高くあるべきである。

図６は、本発明の実施形態に従う試験回路の略図である。このように、試験回路は、電流整形部の設計過程において利用されてよい。従って、試験回路は、トライアック評価回路と見なされてよい。言い換えると、試験回路は、所与のトライアック６０２及び所与の負荷のための電流整形部のパラメータを見つけるために使用されてよい。図６の例において、負荷は、抵抗６０４、６０６、６０８及び抵抗６０４、６０６、６０８に接続されているＬＥＤ６１０、６１２、６１４によって表される。すなわち、抵抗６０４、６０６、６０８は、電源６３０によって供給される供給電圧レベルとともに、電流レベルを設定するために使用される。図６において、電流整形部は、ＭＯＳＦＥＴ６１６及び抵抗Ｒ１によって形成される。Ｒ１の１つの目的は、ＭＯＳＦＥＴ６１６のスイッチング速度を制限することである。外部パルス発生器Ｖｐｕｌｓｅは、ＭＯＳＦＥＴ６１６の周期を制御するために利用される。ＭＯＳＦＥＴ６１６は、Ｖｐｕｌｓｅによって供給されるパルス列に依存して、電流を変調するために使用される（すなわち、ＭＯＳＦＥＴ６１６は、パルス電流が生成されることを可能にする。）。抵抗６１８は、ＭＯＳＦＥＴ６１６にかかる電圧を下げるために利用されてよい。抵抗６１８の隣のＬＥＤ６２０は、パルスの視覚的な参照を提供する。ダイオード６２２はフリーホイール・ダイオードである。更に、インダクタ６２４及び６２６は夫々、典型的な壁面調光器において使用されるインダクタと、設備における寄生インダクタンスとに相当し、設備においては、このようなインダクタンスが通常は存在する。フリーホイール・ダイオードは、インダクタの減磁を可能にするために使用されてよい。図２ａ乃至２ｅに従う意図される電力インターフェース回路において、この減磁は、望ましくは、電流整形部が本線電圧よりも高い順方向電圧を与えることによって、行われる。

試験評価の間、図６の回路は、静的なオン信号（デューティサイクル＝１００％）をＭＯＳＦＥＴ６１６に供給しながら、トリガ電流を供給するよう手動でボタン６２８を押すことによって作動することができる。次いで、ＭＯＳＦＥＴ駆動信号のデューティサイクルは、トライアック６０２がオフするまで、減じられてよい。わずかにより高いデューティサイクルでは、再び回路を起動して、何らかの所望の時間期間に回路を導通状態に保つことが可能である。このようにして、電流整形部の構成要素の値を調整することによって、適切なデューティサイクル（すなわち、トライアックが何らかの所望の時間期間に導通状態に保たれるようなデューティサイクル）が見つけ出される。

一例として、１３．２ミリアンペアの静的な直流（ＤＣ）保持電流を有するトライアックが使用された。本例に関し、負荷を通る電流フローは、〜３マイクロ秒の時間周期のために〜２３マイクロ秒ごとに作動した。インダクタンスにより、この電流はゆっくりと増大及び減少した。次いで、電流消費量の平均値は、ほんの〜８ミリアンペアであると測定された。この電流は、先に述べられたように１３．２ミリアンペアであるトライアックのＤＣ保持電流と比較されるべきである。このように、結果として、パルスモードにおいてトライアックをオンに保つ最低平均電流は、実質的に、ＤＣモードにおけるよりも小さい。２３０ボルトシステムにおいて、８ミリアンペアは、（可変電源回路によって調整されない場合に）１．２ワットの最大電力消費量を有する負荷に対応する。

繰り返し率、作動周期及びピーク電流（本例では、夫々、２３マイクロ秒、３マイクロ秒及び５５ミリアンペア）の組み合わせは、このようにして回路の要件に合わせられてよい。より高い繰り返し率、より長い作動周期及びより高い電流が可能であり、一方、例えば、より遅い繰り返し率は、より高いピーク電流において可能でありうる。

当業者は、本発明が決定して上記の好ましい実施形態に限定されないと気付く。これに反して、多くの変更及び変形は、添付の特許請求の範囲の適用範囲内で可能である。

Claims

時間依存の保持電流レベルを有する可変電源回路に負荷を接続する電力インターフェースであって、前記負荷と前記可変電源回路との間に動作上接続されるよう配置される電流整形部を有する電力インターフェースにおいて、
前記電流整形部は、前記可変電源回路からの電流フローを中断及び回復し、前記可変電源回路を通る電流が周期的に前記保持電流レベルを上回ることを確かにし、それにより、前記負荷の平均電流消費量が前記保持電流レベルよりも低い場合でさえ前記可変電源回路を導通状態に保つよう構成され、
前記電流整形部は、周期パルス電流を形成するよう構成される、
電力インターフェース。
前記パルス電流は、無電流のパルスと、前記可変電源回路の必要とされる保持電流レベルよりも高い電流のパルスとを有する、
請求項１に記載の電力インターフェース。
前記電流整形部の周期Ｔ１は５から５０マイクロ秒、望ましくは１５から３０マイクロ秒である、
請求項１又は２に記載の電力インターフェース。
前記周期Ｔ１は、前記可変電源回路におけるキャパシタンスによって定められる、
請求項３に記載の電力インターフェース。
前記電流整形部は、前記可変電源回路に供給される本線電圧のピーク値よりも高い最低順方向電圧を前記負荷に供給するよう構成される、
請求項１乃至４のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
前記電流整形部は、ブーストコンバータである、
請求項１乃至５のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
前記ブーストコンバータは、固定ピーク電流に設定される、
請求項６に記載の電力インターフェース。
前記可変電源回路は、調光器に含まれる、
請求項１乃至７のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
前記保持電流レベルは、前記可変電源回路及び該可変電源回路に含まれるスイッチの回路トポロジによって決定される、
請求項１乃至８のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
前記電流整形部と前記負荷との間に並列に配置されるキャパシタを更に有する、
請求項１乃至９のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
前記負荷は光源を有する、
請求項１０に記載の電力インターフェース。
前記キャパシタのキャパシタンスは、光源によって出力される光のフリッカの所定最大量に従って決定される、
請求項１０又は１１に記載の電力インターフェース。