JP5676593B2 - ウォールディマーと協働するドライバ - Google Patents

Description

本発明は、特に、光源、特にＬＥＤ、を駆動するためのドライバに係るが、本発明のドライバは、あらゆるタイプの負荷を駆動するのに適用されてよい。

従来の照明用途において、発光素子の抵抗性加熱に基づく白熱ランプが使用されている。ランプは主電源から給電され、主電源は、ヨーロッパにおいては、５０ヘルツの２３０ボルト交流を有する。従来、そのようなランプは、オン／オフスイッチと直列に接続され、それにより、ランプは、オフであるか、又は通常の電力で光を生成する。ランプを調光することができる要求を満足するよう、すなわち、光レベルを低減するよう、主電源ディマーが、別個の装置として又は壁付けスイッチと一体化されて、ランプと直列に接続されている装置として、開発されている。このようなディマーは、通常は、トライアック（ＴＲＩＡＣ）を用いて、主電源電圧のフェーズカットに基づき動作する。そのようなディマーは一般的に知られているので、以下の記載は簡潔なままとされる。

図１Ａは、整流された主電源の電圧（縦軸）対時間（水平軸）を概略的に示すグラフである。電圧は連続した正弦波形に従い、その負の部分は反転されていることが分かる。抵抗性負荷に供給される電力は、Ｐ＝Ｕ^２／Ｒと表され、曲線の下の面積に比例すると考えられ得る。

図１Ｂ及び図１Ｃは、フェーズカット・ディマー、すなわち、前縁（leading edge）ディマー（図１Ｂ）又は後縁（trailing edge）ディマー（図１Ｃ）の出力電圧を示す比較可能なグラフである。前縁ディマー（図１Ｂ）の場合において、出力電圧は、電圧が主電源曲線に追随するようジャンプする０から１８０度の間の特定の位相ｐ_ｘまで、主電源の零交差の直後に零のままであるよう抑圧される。先と同じく、抵抗性負荷に供給される電力は、曲線の下の面積に比例すると考えられ得る。すなわち、この電力は、位相ｐ_ｘが大きくなると小さくなることが分かる（曲線の右側）。後縁ディマー（図１Ｃ）の場合において、電圧は、電圧が零にジャンプするよう抑圧される０から１８０度の間の特定位相ｐ_ｙまで、零交差の後に主電源に追随する。先と同じく、抵抗性負荷に供給される電力は、曲線の下の面積に比例すると考えられ得る。すなわち、この電力は、位相ｐ_ｙが小さくなると小さくなることが分かる（曲線の左側）。図１Ｂの状況は「前縁調光（leading edge dimming）」と呼ばれ、図１Ｃの状況は「後縁調光（trailing edge dimming）」と呼ばれる。

白熱ランプに伴う１つの問題は、その効率が低いことである。その電力消費の大部分は、熱の形で消費される。代替の光源、例えば、ガス放電ランプ、ＬＥＤ、ＯＬＥＤ等が、より一層高い効率を有して開発されている。同量の光を生成するために、そのような光源は、より一層少ない電気エネルギしか要さず、そのため、それらは「省エネランプ（energy-saving lamp）」と呼ばれることがある。そのような光源は、主電源への直接の接続によっては動作することができず、それらは、主電源から給電されるドライバデバイスによって駆動される必要がある。ドライバはＴＬランプのためのＣｕＦｅバラスト含むが、本発明は電子ドライバに係る。当業者には広く知られているように、そのような電子ドライバは、一方では適切負荷を主電源に与えるために（力率補正）、他方では光源のための適切な出力電流を生成するために、開発されてきた。ドライバは、電流の大きさを制御するよう設計されてよいが、出力電力を制御するよう設計されてもよい。

また、省エネランプを調光することができることが望ましいので、調光可能な電子ドライバも開発されている。そのようなドライバは、通常は無線によりリモートコントロールに結合されているユーザ制御入力を有してよく、それによりユーザは光の強さを制御、すなわち、光源を調光してよい。そのような場合において、調光は、出力電流の強さ（振幅）を減じるか、又はランプ電流のＰＷＭデューティサイクルを減じることによって、ドライバにより行われる。

通常の調光可能な電子ドライバは、正常な主電源、すなわち、例えばヨーロッパにおいては２３０ボルト、５０ヘルツの正弦波電圧から給電されるよう意図される。しかし、主電源ディマーを用いることによってランプを調光することができることが望ましい状況も存在する。そのような状況は、通常は、既存の光源が、例えば、壁付けディマーを介して給電される白熱ランプである場合に、電子ドライバを組み込まれた光源によりその既存の光源を交換するときに起こることがある。主電源ディマーから調整された主電源を受けることができる電子ドライバも開発されている。そのようなドライバは、入力主電源の位相角を分析し、この情報に基づきランプのディム（dim）レベルを決定する更なる設備を有するが、ランプのための電流を生成することが関わる限り通常のドライバとして動作するよう記載され得る。

図２は、電子ランプドライバ２０が、上記のフェーズカット原理に従って動作する主電源ディマー１０によって供給される調整電源（dimmed mains）に接続される実際的な状況のブロック図である。ディマー１０は、元の主電源を受ける入力部１１と、調整された電源Ｖ_Ｄを供給する出力部１２とを有する。主電源ディマー１０は、ディムレベルを制御するユーザ入力部１３、通常は回転式ノブ、を有する。一般的な状況において、主電源ディマー１０は壁付けであり、一方、ディマー１０によって給電されるランプＬは、長い供給ライン１４によって表されるように、比較的離れて取り付けられている。ランプＬは、別個の装置として、又は内蔵式の装置として、調整された電源Ｖ_Ｄを受けるよう供給ライン１４に接続されている入力部２１を有し且つランプＬの実際の光源に接続されている出力部２２を有する電子ドライバ２０を設けられている。

このような回路における問題は、主電源ディマー１０がトライアック１５を備える出力段を有するという事実に関する。当業者には当然のことながら、トライアックは、電流が保持電流に相当する特定のレベルを下回る場合にオフする。なお、このレベルは個々のトライアックに依る。結果として、ディマー１０の出力電流は、電圧が零を横断する前にオフされる。更に、トライアックは、ラッチング電流とも称される、オンするための特定の起動電流を必要とする。全体から見ると、基本的に、主電源ディマーは、特定のレベルの出力電流を上回ってのみ適切に動作し、一般的に、主電源ディマーは、約３０ワットの最小出力電力について開発されてきた。省エネランプの消費電力は、特に消費者の家において使用されるランプの場合には、通常は３０ワットに満たない。ランプが減光される場合に、問題は悪化するのみである。ランプは起動しないことあり、ランプは消えることがあり、ランプは不安定な挙動並びに可視的なフリッカ及び可聴なハミング等を示すことがある。これは明らかにユーザに受け入れられず、省エネランプの採用を妨げる。

本発明の目的は、上記の問題を解消し、又は少なくとも軽減することである。

一実施形態において、本発明は、主電源ディマーと協働する電子ドライバを提供する。ドライバは、ランプのための、デューティサイクルが制御された電流を生成する。これは、ランプ電流がオン及びオフを切り替えられ、一方、オン時間と電流周期との間の比が平均出力電流、ひいては平均出力光を決定することを意味する。ランプ電流がオフである期間の間、補助インピーダンスは、トライアックを保持するための要件を満たすよう主電源ディマーから電流を引き込むために、主電源に結合される。

他の実施形態において、本発明は、主電源ディマーと協働する電子ドライバを提供する。ドライバは、主電源電圧が零よりも高い期間の間、高周波ランプ電流を生成する。主電源電圧が零である期間の間、補助インピーダンスは、トライアックを保持するための要件を満たすよう主電源ディマーから電流を引き込むために、主電源に結合される。更なる有利な詳細は、従属請求項において記述される。

本発明のこれらの及び他の側面、特徴及び利点は、図面を参照して１又はそれ以上の好ましい実施形態の以下の記載によって、更に説明される。図面において、同じ参照符号は、同じ又は類似する部分を示す。

Ａ〜Ｃは、電圧対時間を概略的に示すグラフである。 主電源ディマーに接続される電子ランプドライバのブロック図である。 本発明に従う電子ドライバの一実施形態を概略的に表すブロック図である。 本発明に従う電子ドライバの第２の実施形態を概略的に表すブロック図である。

図３は、本発明に従う電子ドライバ１００の一実施形態を概略的に表すブロック図である。ドライバ１００は、主電源ディマー（図示せず。）からフェーズカット主電源Ｕ１を受ける入力部１０１を有し、且つ、ランプＬに接続する出力部１０９を有する。

整流器１１０は、ドライバ入力部１０１に接続される入力部１１１を有し、且つ、整流された主電源Ｕ２を供給する出力部１１９を有する。整流器１１０は、例えば、ダイオードブリッジとして実施されてよい。整流された主電源Ｕ２は、全ての電流半周期の極性がこの場合に同じであることを除いて、基本的に主電源Ｕ１と同じ波形を有する。整流器については当業者に広く知られているので、整流器１１０の設計及び動作の更に詳細な議論はここでは不要である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０は、整流器出力部１１９に接続される入力部１２１を有し、且つ、略一定の出力電圧Ｕ３を供給する出力部１２９を有する。ＤＣ／ＤＣコンバータについては当業者に広く知られているので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１２０の設計及び動作の更に詳細な議論はここでは不要である。

制御可能な断続器１３０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ出力部１２９に接続される入力部１３１を有し、且つ、ドライバ出力１０９に接続される出力部１３９を有する。断続器１３０は、２つの動作状態、すなわち、導通状態及び非導通状態を有する。断続器１３０は、制御入力部１３２を有し、この制御入力部で受信した制御信号に応答して、導通状態又は非導通状態のいずれかにおいて動作する。簡単な実施形態では、断続器１３０はスイッチとして実施されてよい。当然のことながら、ランプＬは、断続器１３０の動作状態に依存してランプ電流を受け、又は受けない。

制御デバイス１４０は、整流器出力部１１９に接続される入力部１４１を有し、且つ、第１の制御信号Ｓｃｉを断続器１３０の制御入力部１３２に供給する第１の出力部１４４を有する。入力部１４１での電圧レベルを下げるために、制御デバイス１４０は、当業者には当然のことながら、抵抗分割器（図示せず。）を設けられてよい。制御デバイス１４０は、例えば、適切にプログラムされたコントローラ又はマイクロプロセッサとして実施されてよく、２つのとり得る値のうち一方を有する２進信号として第１の制御信号Ｓｃｉを生成する。２進信号の値は、簡単のために、夫々、ハイ（high）又はロー（low）と示される。信号が第１の値、例えばハイを有する場合、断続器１３０は導通状態にある。一方、信号が第２の値、例えばローを有する場合、断続器１３０は非導通状態にある。２つの信号値の間の切り替えは、必須ではないが一定のスイッチング周波数ｆで実行されると仮定される。この周波数の厳密値は本発明の実施のために重要ではないが、通常は１キロヘルツ又はそれより高い範囲にあってよい。当然のことながら、このスイッチング周波数ｆはランプ出力電流周波数の周波数を決定する。ランプ電流の期間ＴはＴ＝１／ｆと定義される。夫々の電流期間において、電流は特定の存続期間ｔ１にオンであり、特定の存続期間ｔ２にオフである。ここで、Ｔ＝ｔ１＋ｔ２である。デューティサイクルΔはΔ＝ｔ１／Ｔと定義される。デューティサイクルは、基本的に０％から１００％の間で変化し、平均電流レベル及び平均出力光レベルを決定する。

先に説明されたように、主電源のカット位相角度は、必要とされる出力光レベルを決定する。このように、制御デバイス１４０は、その入力部１４１で受信した信号を分析し、その入力部１４１で受信した主電源信号の位相カット角度に対して第１の制御信号ＳｃｉのデューティサイクルΔを設定するよう設計される。

期間ｔ２の間、断続器１３０は、如何なる電流もランプＬに供給しておらず、従って、主電源Ｕ１から如何なる電流も引き込まない。先に説明されたように、これは、主電源ディマーに伴う問題を引き起こしうる。本発明に従って、それらの問題は、ＤＣ／ＤＣコンバータ出力部１２９と接地との間に接続される切替可能な補助負荷１７０によって回避される。切替可能な負荷１７０は、補助インピーダンス１７１及び制御可能なスイッチ１７１の直列配置として適切に実施されてよい。

制御デバイス１４０は、制御可能なスイッチ１７１の制御入力部に第２の制御信号Ｓｃｚを供給する第２の出力部１４５を有する。スイッチ１７１は、例えば、ＦＥＴとして実施されてよい。スイッチ１７１は、２つの動作状態、すなわち、導通状態及び非導通状態を有する。第２の制御信号Ｓｃｚは、反転された第１の制御信号Ｓｃｉとして生成され、それにより、スイッチ１７１は、断続器１３０が非導通状態にある場合には導通状態にあり、断続器１３０が導通状態にある場合には非導通状態にある。従って、代替案として、第２の制御信号Ｓｃｚは、入力信号として第１の制御信号Ｓｃｉを受信するインバータによって提供されてもよい。

結果として、補助インピーダンス１７２は、ランプＬが如何なる電流も引き込んでいないｔ２の間に主電源から電流を引き込んで、主電源ディマーにおけるトライアックの最小電流を確保する。補助インピーダンス１７２は、例えば、抵抗であってよく、その値は、とりわけ、公称のランプ電力と、期待される主電源ディマーの特性とに依存する。一例として、適切な実施形態においては、Ｕ３が約４００ボルトであり且つランプＬが２０ワットの公称電力を有する場合に、５０キロオームの抵抗値であれば十分である。

補助インピーダンス１７２は、減光の間のみ、主電源から電流を引き込んでいることが分かる。すなわち、ランプが１００％のデューティサイクル（全公称電力）で動作している場合には、余分な損失は導入されない。

図４は、本発明に従う電子ドライバ２００の第２の実施形態を概略的に表すブロック図である。ドライバ２００は、主電源ディマー（図示せず。）からフェーズカット主電源Ｕ１を受ける入力部２０１を有し、且つ、ランプＬに接続する出力部２０９を有する。

整流器２１０は、ドライバ入力２０１に接続される入力部２１１を有し、且つ、整流された主電源Ｕ２を供給する出力部２１９を有する。整流器２１０は、例えば、ダイオードブリッジとして実施されてよい。整流された主電源Ｕ２は、全ての電流半周期の極性がこの場合に同じであることを除いて、基本的に主電源Ｕ１と同じ波形を有する。整流器については当業者に広く知られているので、整流器２１０の設計及び動作の更に詳細な議論はここでは不要である。

インバータ２３０は、整流器出力部２１９に接続される入力部２３１を有し、且つ、ドライバ出力部２０９に接続される出力部２３９を有する。インバータ２３０は、一般的に入力電圧を整流することによって、交流出力電流を生成することができる。実施形態において、インバータ２３０は、それ自体知られているフルブリッジ設計を有してよい。当然のことながら、インバータ２３０は、主電源電圧が存在する場合にのみランプ電流を供給しているので、主電源電圧がカットされる場合には電流は存在しない。従って、平均ランプ電流、ひいては平均光出力は、位相カット角度に依存する。

主電源電圧がカットされる場合にランプ電流波存在しないので、これは、先に説明されたような主電源ディマーに伴う問題を引き起こしうる。本発明に従って、それらの問題は、整流器出力部２１９と接地との間に接続される切替可能な補助負荷２７０によって回避される。切替可能な負荷２７０は、補助インピーダンス２７１及び制御可能なスイッチ２７１の直列配置として適切に実施されてよい。スイッチ２７１は、２つの動作状態、すなわち、導通状態及び非導通状態を有する。例えば、スイッチ２７１を制御するために、ドライバ２００は、制御可能なスイッチ２１７の制御入力部に制御信号Ｓｃｚを供給する出力部２４５を有する制御デバイス２４０を更に有する。スイッチ２７１は、例えば、ＦＥＴとして実施されてよい。

制御デバイス２４０は、ドライバ入力２０１に結合される入力部２４１を有する。入力部２４１での電圧レベルを下げるために、制御デバイス２４０は、当業者には当然のことながら、抵抗分割器（図示せず。）を設けられてよい。制御デバイス２４０は、例えば、適切にプログラムされたコントローラ又はマイクロプロセッサとして実施されてよく、２つのとり得る値のうち一方を有する２進信号として第１の制御信号Ｓｃｚを生成するよう設計される。２進信号の値は、簡単のために、夫々、ハイ（high）又はロー（low）と示される。信号が第１の値、例えばハイを有する場合、スイッチ２７１は導通状態にある。一方、信号が第２の値、例えばローを有する場合、スイッチ２７１は非導通状態にある。

制御デバイス２４０は、その入力部２４１で受信した信号を分析し、調整された主電源Ｕ１において零交差を検出するよう設計される。制御デバイス２４０は、調整された主電源Ｕ１が零又はその幾らか手前になる場合にハイとなり、調整された主電源Ｕ１が零又はその幾らか後から立ち上がる場合にローとなるように出力制御信号Ｓｃｚを生成するよう設計される。結果として、補助インピーダンス２７２は、ランプＬが如何なる電流も引き込んでいない期間の間に主電源から電流を引き込んで、主電源ディマーにおけるトライアックの最小電流を確保する。

補助インピーダンス２７２は、例えば、抵抗であってよく、その値は、とりわけ、公称のランプ電力と、期待される主電源ディマーの特性とに依存する。一例として、適切な実施形態においては、２３０ボルト主電源を有し且つランプＬが２０ワットの公称電力を有する場合に、１５キロオームの抵抗値であれば十分である。

補助インピーダンス２７２は、減光の間のみ、主電源から電流を引き込んでいることが分かる。すなわち、ランプが１００％のデューティサイクル（全公称電力）で動作している場合には、余分な損失は導入されない。

要約すると、本発明は、調光可能な負荷を駆動するドライバ１００；２００であって、フェーズカット主電源Ｕ１から給電され、該主電源のカット位相に基づき前記負荷の調光状態を決定するドライバを提供する。

当該ドライバは：
負荷電流を生成する負荷電流生成デバイス１３０；２３０；
負荷電流生成デバイスの入力部１３１；２３１に接続される制御可能な補助負荷１７０；２７０；
前記補助負荷を制御する制御デバイス１４０；２４０
を有する。

前記制御デバイスは、前記ドライバの入力部での瞬時電圧を示す信号を受信する入力部１４１；２４１を有する。

前記負荷電流生成デバイスは、平均出力電流が前記主電源の位相カット角度によって反映されるディムコマンドに対応するように、断続電流パルスを生成する。

前記制御デバイスは、前記負荷電流生成デバイスによって生成される出力電流が零である期間の間に前記補助負荷をオンする。

本発明の利点は、幾らかの電流がディマーから引き込まれることを確かにする点である。これは、ディマーにおけるタイミング部品、一般的に、電流が充放電されることを求めるキャパシタが適切に機能することができることを確かにする。

本発明は、図面及び上記の記載において詳細に図示及び記載されてきたが、当業者には当然のことながら、そのような図示及び記載は例示であって限定ではない。本発明は、開示される実施形態に限定されず、むしろ、幾つかの変形及び変更が、添付の特許請求の範囲において定義される本発明の技術的範囲内で可能である。

例えば、ランプＬの代わりに、ドライバは他の調光可能な負荷を駆動してよい。

図３に表されている実施形態において、コントローラ入力部１４１は、位相角タイミング情報を受け取るために、整流器１１０の出力部１１９に結合されるよう示されている。代替的に、コントローラ入力部１４１は、入力電圧Ｕ１もこの情報を含むので、整流器入力部１１１に結合されてよい。この代替案は、図４の実施形態において示されている。反対に、同様の理由により、図４の実施形態におけるコントローラ入力部２４１は、整流器出力部２１９に結合されてよい。

図４の実施形態において、デバイス２３０は、入力電圧を受ける限り高周波電流を生成するインバータとして実施され、一方、図３の実施形態においては、デバイス１３０は、デューティサイクルを制御される断続器として実施され、中断がコントローラ１４０によって制御される断続電流を生成する。それらの教示を組み合わせることも可能であり、図３の実施形態において、デバイス１３０は、デューティサイクルを制御されるインバータとして実施されてよく、中断がコントローラ１４０によって制御される高周波電流（例えば、４５キロヘルツ）である断続電流を生成する。このようなデューティサイクルを制御されるインバータは、２つの動作状態において動作することができ、第１の状態では、インバータはオフであり電流を生成せず、一方、第２の状態では、インバータはオンであり高周波電流を生成する。インバータは、コントローラ１４０からの制御信号Ｓｃｉに応答して、オン又はオフのいずれである。

開示される実施形態に対する他の変形は、図面、本開示、及び添付の特許請求の範囲の検討から、請求される発明を実施する際に当業者によって理解され実施され得る。特許請求の範囲において、語「有する（comprising）」は他の要素又はステップを除外せず、冠詞「１つの（a又はan）」は複数個を除外しない。単一のプロセッサ又は他のユニットは、特許請求の範囲において挙げられている複数の項目の機能を満たしてよい。特定の手段が相互に異なる従属請求項において挙げられている単なる事実は、それらの手段の組み合わせが有利に使用され得ないことを示すわけではない。特許請求の範囲における如何なる参照符号も、本発明の技術的範囲を限定するものと解されるべきではない。

以上、本発明について、本発明に従う装置の機能ブロックを表すブロック図を参照して説明してきた。当然のことながら、これらの機能ブロックのうち１又はそれ以上は、そのような機能ブロックの機能が個々のハードウェアによって実施されるハードウェアにおいて実施されてよいが、それらの機能ブロックのうち１又はそれ以上がソフトウェアにおいて実施されることも可能であり、それにより、そのような機能ブロックの機能は、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、デジタル信号プロセッサ等のようなコンピュータプログラム又はプログラム可能な装置の１又はそれ以上のプログラムラインによって実施される。

Claims (6)

1. 調光可能な負荷を駆動するドライバであって、フェーズカット主電源から給電され、該主電源のカット位相に基づき前記負荷の調光状態を決定するよう設計されるドライバにおいて、
   当該ドライバは、供給ラインへの接続のためのドライバ入力部と、前記調光可能な負荷への接続のためのドライバ出力部とを有し、当該ドライバは：
   入力される前記主電源を一定の直流電圧に変換する変換手段；
   負荷電流を生成する制御可能なインバータであって、前記変換手段の出力部に結合される入力部を有し、前記ドライバ出力部に結合される出力部を有し、且つ制御入力部を有し、高周波電流を出力するアクティブ状態で動作することができ、且つ電流を生成しないオフ状態で動作することができる制御可能なインバータ；
   前記制御可能なインバータの入力部に接続される制御可能な補助負荷；
   前記補助負荷及び前記制御可能なインバータを制御する制御デバイスであって、前記ドライバ入力部での瞬時電圧を示す信号を受信するよう結合される入力部と、前記インバータの制御入力部に第１の制御信号を供給する第１の制御出力部と、前記補助負荷の制御入力部に第２の制御信号を供給する第２の制御出力部とを有する制御デバイス
   を有し；
   前記制御デバイスは、前記インバータに第１の期間のアクティブ状態と第２の期間のオフ状態とを繰り返させるように、前記第１の制御信号を生成するよう設計され；
   前記制御デバイスは、平均出力電流が前記主電源の位相カット角度によって反映されるディムコマンドに対応するように、整流された主電源において位相カット角度情報に基づき前記第１の期間と前記第２の期間との間の比を設定するよう設計され；及び
   前記制御デバイスは、前記補助負荷が、前記オフ状態の間は前記インバータの入力部に接続され、且つ、前記アクティブ状態の間は前記インバータの入力部に接続されないように、前記第１の制御信号の反転信号として前記第２の制御信号を生成するよう設計される、ドライバ。
2. 前記補助負荷は、インピーダンス及び制御可能なスイッチの直列配置である、
   請求項１に記載のドライバ。
3. 前記インピーダンスは抵抗を有する、
   請求項２に記載のドライバ。
4. 前記変換手段は：
   前記ドライバ入力部に接続される入力部と、整流された主電源を供給する出力部とを有する整流器；
   前記整流器の出力部に接続される入力部と、実質的に一定の出力電圧を供給する出力部とを有するＤＣ／ＤＣコンバータ
   を有し；
   前記制御可能なインバータは、前記変換手段の出力部に結合される入力部を有する
   請求項１に記載のドライバ。
5. 前記制御デバイスは、抵抗分割器を介して、前記整流器の出力部に結合される入力部を有し、あるいは、前記制御デバイスは、抵抗分割器を介して、前記整流器の入力部に結合される入力部を有する、
   請求項４に記載のドライバ。
6. 前記制御デバイスは、抵抗分割器を介して、前記整流器の出力部に結合される入力部を有し、あるいは、前記制御デバイスは、フェーズカット主電源に相当する信号を受信するために、抵抗分割器を介して、前記整流器の入力部に結合される入力部を有し；
   前記制御デバイスは、前記フェーズカット主電源の零交差をモニタし、前記フェーズカット主電源が零に近づいている場合に前記補助負荷をオンし、前記フェーズカット主電源が零から立ち上がっている場合に前記補助負荷をオフするよう設計される、
   請求項１に記載のドライバ。

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