JP2009123677A - 点灯装置および照明器具 - Google Patents

Abstract

【課題】動作クロックに拘らず、他の処理を停止させることなくきめ細かい調光制御が可能な点灯装置を提供する。
【解決手段】状態検出部73により検出したランプ12の点灯状態および所定の動作クロックなどに基づいて調光信号生成部74がＰＷＭ信号の周期を演算する。動作クロックの非整数倍の周期に対応したＰＷＭ信号を生成可能な調光信号生成部74によって、状態検出部73で演算した周期のＰＷＭ信号を生成する。動作クロックに拘らず、他の処理を停止させることなくＰＷＭ信号の周期を連続的に細かく変化させることができ、きめ細かい調光制御ができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ回路によりランプを点灯させる点灯装置およびこれを備えた照明器具に関する。

一般に、インバータ回路を備える点灯装置は、ランプの点灯状態や電源電圧に応じて、スイッチング手段のスイッチング周期またはスイッチングのデューティ比を制御することにより、ランプを一定の明るさで点灯することができるように構成されている。

近年、各種ディジタル機器の発達に伴い、ディジタル化された外部機器から上記点灯装置を制御可能とするために、点灯装置をディジタル制御することが増加してきている。この場合、インバータ回路の駆動を制御する制御装置をディジタル化することが一般的であり、このように制御装置をディジタル化することにより、所望の制御特性を得やすくなり、また応答の早い制御が期待できる。

ディジタル化した制御装置であるディジタル信号処理装置(ＤＳＰ)では、ディジタル演算処理によってインバータ回路に供給するＰＷＭ信号を生成する。このようなディジタル演算処理に際しては、電源電圧やランプの点灯状態などを検出し、この検出に応じてＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路に入力することで、例えばランプの点灯周波数や出力電圧のオンデューティなどを制御してランプを安定に点灯する。

しかしながら、このようにディジタル演算処理によりＰＷＭ信号を生成する場合には、ＰＷＭ信号の周期がディジタル信号処理装置の動作クロックに依存するという問題がある。すなわち、このディジタル信号処理装置の動作クロックが比較的小さい場合、換言すれば低速の制御手段の場合には、細かい周波数制御を行うことが容易でない。

一方で、ディジタル信号処理装置の動作クロックを向上すると、消費電力が増加したり、コストアップしたりするという問題がある。

そこで、ディジタル信号処理装置を割り込み処理によって所定期間停止させることでこの停止中にＰＷＭ信号の周期を調整するものが知られている(例えば、特許文献１参照。)。
特開２０００−１５０１８０号公報(第８頁、図４)

しかしながら、上述の点灯装置では、ＰＷＭ信号の周期の調整の際にディジタル信号処理装置を停止させるため、この調整中には、ディジタル信号処理装置によって他の処理をすることができなくなってしまうという問題点を有している。

本発明は、このような点に鑑みなされたもので、動作クロックに拘らず、他の処理を停止させることなくきめ細かい調光制御が可能な点灯装置およびこれを備えた照明器具を提供することを目的とする。

請求項１記載の点灯装置は、直流電圧を高周波電圧に変換して出力してランプを点灯させるインバータ回路と；ランプの点灯状態を検出する状態検出手段と；少なくともこの状態検出手段により検出したランプの点灯状態および所定の動作クロックに基づいて、インバータ回路を動作させるＰＷＭ信号の周期を演算する演算手段と；所定の動作クロックの非整数倍の周期に対応したＰＷＭ信号を生成可能に構成され、演算手段により演算された周期のＰＷＭ信号を生成する信号生成手段と；この信号生成手段により生成されたＰＷＭ信号に応じてインバータ回路を駆動制御する制御手段と；を具備しているものである。

ランプは、蛍光ランプなどの低圧水銀放電灯、あるいはＬＥＤなどが好適であるが、これに限定されるものではない。

インバータ回路は、例えば対をなすスイッチング素子を備えたハーフブリッジ型などのものが用いられるが、これに限定されるものではない。

状態検出手段は、例えばランプのランプ電流やランプ電圧などを検出することでランプの点灯状態を検出可能である。

演算手段は、例えばランプのアナログ信号であるランプ電流やランプ電圧を離散したディジタル信号に変換してＰＷＭ信号の周期を得るＡ／Ｄ変換器などである。

信号生成手段は、例えばマイコンなどのＭＰＵ(演算素子)であり、動作クロック生成部により生成された動作クロックに対応するタイミングで動作して、ランプの状態などに対応しかつ動作クロックの非整数倍の周期のＰＷＭ信号を生成するディジタル部である。

制御手段は、例えばインバータ回路のスイッチング素子に接続されたハイサイドドライバなどである。

そして、状態検出手段により検出したランプの点灯状態および所定の動作クロックなどに基づいてＰＷＭ信号の周期を演算し、この演算された周期のＰＷＭ信号を、所定の動作クロックの非整数倍の周期に対応したＰＷＭ信号を生成可能な信号生成手段によって生成することにより、動作クロックに拘らず、他の処理を停止させることなくＰＷＭ信号の周期数を連続的に細かく変化させることが可能になり、きめ細かい調光制御が可能になる。

請求項２記載の点灯装置は、請求項１記載の点灯装置において、信号生成手段は、所定の動作クロックの立ち上がりと立ち下りとのいずれかに対応して動作する第１エッジと、所定の動作クロックの立ち上がりと立ち下がりとの間と、立ち下がりと立ち上がりとの間とのいずれかに対応して出力される第２エッジとを交互に発生させるものである。

第１エッジと第２エッジとは、いずれか一方が立ち上がりエッジであり、他方が立ち下がりエッジとなる。

そして、所定の動作クロックの立ち上がりと立ち下りとのいずれかに対応して動作する第１エッジと、所定の動作クロックの立ち上がりと立ち下がりとの間と、立ち下がりと立ち上がりとの間とのいずれかに対応して出力される第２エッジとを信号生成手段が交互に発生させることにより、第２エッジ間でＰＷＭ信号の周期の制御が可能となり、第１エッジ間でＰＷＭ信号のデューティ比を任意の一定値に設定可能となる。

請求項３記載の点灯装置は、請求項１または２記載の点灯装置において、インバータ回路は、スイッチング素子を備え、信号生成手段により生成されたＰＷＭ信号の周期に対応したスイッチング素子のスイッチング動作によって直流電圧を高周波電圧に変換して、ＰＷＭ信号の周期最小分解幅に対応する出力電圧の変化幅が２Ｖよりも小さくなるようにランプを点灯させるものである。

周期最小分解幅とは、ＰＷＭ信号の最小のパルスの立ち上がりから立ち下がりまでの幅をいう。

そして、インバータ回路が、ＰＷＭ信号の周期最小分解幅に対応する出力電圧の変化幅が２Ｖよりも小さくなるように放電ランプを点灯させることにより、相対的に出力電圧が高い放電ランプであっても安定した調光が可能になる。

請求項４記載の点灯装置は、請求項１ないし３いずれか一記載の点灯装置において、信号生成手段は、状態検出手段により検出したランプの点灯状態に基づいて所定の目標値を設定することでインバータ回路をフィードバック制御するものである。

そして、状態検出手段で検出した放電ランプの点灯状態に基づいて信号生成手段の所定の目標値を設定してインバータ回路をフィードバック制御することで、放電ランプの点灯状態に対応してインバータ回路が効率よく駆動される。

請求項５記載の点灯装置は、請求項４記載の点灯装置において、信号生成手段は、ＰＷＭ信号の周期が２０μｓｅｃ以下、インバータ回路のフィードバック制御の周期が１００μｓｅｃ以下に設定されているものである。

そして、ＰＷＭ信号の周期を２０μｓｅｃ以下、インバータ回路のフィードバック制御の周期を１００μｓｅｃ以下とすることで、インバータ回路の応答性がより向上する。

請求項６記載の点灯装置は、請求項５記載の点灯装置において、信号生成手段によるインバータ回路のフィードバック制御は、毎周期行われているものである。

そして、信号生成手段によるインバータ回路のフィードバック制御を毎周期行うことで、インバータ回路の応答性がより向上する。

請求項７記載の照明器具は、ランプが取り付けられる器具本体と；ランプを点灯制御する請求項１ないし６いずれか一記載の点灯装置と；を具備しているものである。

照明器具は、屋外照明用、室内照明用、一般照明用、表示用などのいずれでもよいし、その形状もどのようなものでもよい。また、点灯装置は、器具本体と一体または別体のいずれでもよい。

そして、請求項１ないし６いずれか一記載の点灯装置を備えることで、それぞれの効果を奏することができる。

請求項１記載の点灯装置によれば、状態検出手段により検出したランプの点灯状態および所定の動作クロックなどに基づいてＰＷＭ信号の周期を演算し、この演算された周期のＰＷＭ信号を、所定の動作クロックの非整数倍の周期に対応したＰＷＭ信号を生成可能な信号生成手段によって生成することにより、動作クロックに拘らず、他の処理を停止させることなくＰＷＭ信号の周期数を連続的に細かく変化させることができ、きめ細かい調光制御ができる。

請求項２記載の点灯装置によれば、請求項１記載の点灯装置の効果に加えて、所定の動作クロックの立ち上がりと立ち下りとのいずれかに対応して動作する第１エッジと、所定の動作クロックの立ち上がりと立ち下がりとの間と、立ち下がりと立ち上がりとの間とのいずれかに対応して出力される第２エッジとを信号生成手段が交互に発生させることにより、第２エッジ間でＰＷＭ信号の周期を制御でき、第１エッジ間でＰＷＭ信号のデューティ比を任意の一定値に設定できる。

請求項３記載の点灯装置によれば、請求項１または２記載の点灯装置の効果に加えて、インバータ回路が、ＰＷＭ信号の周期最小分解幅に対応する出力電圧の変化幅が２Ｖよりも小さくなるように放電ランプを点灯させることにより、相対的に出力電圧が高い放電ランプであっても安定して調光できる。

請求項４記載の点灯装置によれば、請求項１ないし３いずれか一記載の点灯装置の効果に加えて、状態検出手段で検出した放電ランプの点灯状態に基づいて信号生成手段の所定の目標値を設定してインバータ回路をフィードバック制御することで、放電ランプの点灯状態に対応してインバータ回路を効率よく駆動できる。

請求項５記載の点灯装置によれば、請求項４記載の点灯装置の効果に加え、ＰＷＭ信号の周期を２０μｓｅｃ以下、インバータ回路のフィードバック制御の周期を１００μｓｅｃ以下とすることで、インバータ回路の応答性がより向上できる。

請求項６記載の点灯装置によれば、請求項５記載の点灯装置の効果に加えて、信号生成手段によるインバータ回路のフィードバック制御を毎周期行うことで、インバータ回路の応答性をより向上できる。

請求項７記載の照明器具によれば、請求項１ないし６いずれか一記載の点灯装置を備えることで、それぞれの効果を奏することができる。

以下、本発明の一実施の形態を図面を参照して説明する。

図１は点灯装置の回路図、図２は点灯装置を備えた照明器具の一部を断面とした底面図、図３(a)は点灯装置の動作クロックとＰＷＭ信号との関係を示すタイミングチャート、図３(b)は(a)のタイミングチャートの一部を拡大して示す説明図、図４は点灯装置の電源部の動作を示すタイミングチャート、図５は一般的な点灯装置のインバータ回路の動作周期とランプ電圧との関係を示すグラフ、図６は点灯装置の出力分解能別のランプ電圧の差分を示す表、図７は図６に示す表の各最小分解能に対応するグラフである。

図２に示すように、照明器具としての天井埋込形照明器具11は、例えばＴバーをグリッド状に組んだシステム天井に設置される天井埋込形照明器具であって、負荷としての光源であるランプ(放電灯)、すなわち多角形環状のランプとして四角形環状(正方形環状)のランプ12を使用する。このランプ12は、例えば管径が１５ｍｍ〜１８ｍｍのランプであり、直線状の４つの辺13およびこれら４つの辺13の端部間を略直角に接続する４つの角部14を有する四角形環状に形成された発光管15、およびこの発光管15の一辺中央で発光管15の両端を接続するとともに近傍に最冷部が形成されている口金16を備え、この口金16の内周面側には発光管15の両端に設けられる図示しない電極に接続された図示しない接続ピンが突設されている。

そして、天井埋込形照明器具11は、器具本体21を有し、この器具本体21は、下面を開口した四角形箱状に形成されており、四角形状の天板部23、この天板部23の周縁部から下方へ折曲形成された側板部24、およびこの側板部24の下端周囲に略Ｌ字状に折曲形成された枠部25を備えている。この器具本体21の枠部25の外形寸法は、システム天井のＴバーによって四方が囲まれた埋込開口の内寸よりも小さく形成されている。

天板部23の中央領域には四角形状の開口部26が開口形成され、この開口部26の下面側は、天井付帯設備取付体31が天板部23の下面にねじ止めなどによって着脱可能に取り付けられている。

器具本体21の天板部23と側板部24と天井付帯設備取付体31の側面部33との間には、下面を開口した四角形環状のランプ収容部37が形成され、このランプ収容部37にランプ12が収容配置される。

また、器具本体21の天板部23の下面で、開口部26の一辺の縁部である点灯装置取付部23aにはこの開口部26の縁部に沿った一端に電源入力側40を配置するとともに他端にランプ出力側41を配置した負荷制御装置としての点灯装置である放電灯点灯装置42(以下、点灯装置42という)が取り付けられ、点灯装置42の電源入力側40で点灯装置42が取り付けられた開口部26の一辺に交差する辺の縁部に電源端子台43が取り付けられ、点灯装置42のランプ出力側41で電源端子台43が取り付けられた開口部26の辺に相対する辺の縁部にランプ12の口金16を接続するとともにランプ12の口金16を着脱可能に保持するランプホルダとして兼用するランプソケット44が取り付けられている。点灯装置42および電源端子台43は、天井付帯設備取付体31の内側に配置されて開口部26とともに覆われている。

そして、点灯装置42は、図１に示すように、商用交流電源ｅを整流平滑する電源部51にインバータ回路52が接続され、このインバータ回路52の出力端には、共振回路53を介してランプ12のフィラメントFLa，FLbが接続されている。また、インバータ回路52と共振回路53との接続部には、ランプ12のフィラメントFLa，FLbの予熱回路55が接続されている。さらに、電源部51、インバータ回路52および予熱回路55には、制御装置としての回路制御手段であるディジタル信号処理装置56(以下、ＤＳＰ56という)が接続されている。そして、商用交流電源ｅ、電源部51、インバータ回路52、共振回路53、予熱回路55およびＤＳＰ56などにより作動回路としての点灯回路57が構成されているとともに、この点灯回路57とランプ12とが接続されることにより、主回路58が構成されている。

電源部51は、入力電流I0と入力電圧V0との位相を合わせる、いわゆる臨界モード(不連続モード)の力率改善(ＰＦＣ)機能を備えた昇圧チョッパ電源であり、商用交流電源ｅに全波整流部としてのブリッジダイオードBDが接続され、このブリッジダイオードBDの出力側には、昇圧チョッパ回路59が接続されている。この昇圧チョッパ回路59は、ブリッジダイオードBDの出力側に、インバータ回路52との間に昇圧用のトランスであるチョッパチョークL1と逆阻止用のダイオードD1との直列回路が接続されているとともに、チョッパチョークL1とダイオードD1のアノードとの接続点にスイッチング素子としての第１スイッチング素子、すなわちチョッピング用スイッチング素子である電界効果トランジスタ(ＦＥＴ)Q1が並列に接続されて、かつ、ダイオードD1のカソードとインバータ回路52との接続点に、平滑用のコンデンサである電解コンデンサC1が並列に接続されている。

チョッパチョークL1は、一次巻線L1aと二次巻線L1bとを有し、一次巻線L1aがブリッジダイオードBDの出力側とダイオードD1のアノードとの間に接続されているとともに、二次巻線L1bの一端側がアースに接続され、他端側が検出用の抵抗R1を介して制御信号生成部としての順序回路であるフリップフロップ61のセット端子に接続されている。したがって、フリップフロップ61のセット端子には、チョッパチョークL1の二次巻線L1bからチョーク電流Ｉにより抵抗R1に生じるチョーク電圧Ｖが入力されている。

電界効果トランジスタQ1は、ドレイン端子がチョッパチョークL1とダイオードD1のアノードとの接続点に接続されているとともに、ソース端子が抵抗R2を介してアースに接続され、かつ、制御端子であるゲート端子がフリップフロップ61の出力端子に接続されている。

ここで、フリップフロップ61は、いわゆるＲＳ型のものであり、オペアンプとしての比較器すなわちコンパレータであるアナログコンパレータ63の出力端子がリセット端子に接続されている。このアナログコンパレータ63は、一方の入力端子が電界効果トランジスタQ1のドレイン端子と抵抗R2との接続点に接続されて電界効果トランジスタQ1のスイッチング電流IQにより抵抗R2にて生じる電圧VQが入力されるとともに、他方の入力端子が抵抗R3を介してＤＳＰ56に接続され、この抵抗R3との接続点がコンデンサC2を介してアースに接続されている。

そして、これらフリップフロップ61およびアナログコンパレータ63などにより、チョーク電流Ｉのゼロ電流位相と、スイッチング電流IQとに基づいて昇圧チョッパ回路59の動作を制御するスイッチングパルス生成回路としての昇圧チョッパ回路制御手段であるチョッピング制御部64が構成されている。

また、インバータ回路52は、電源部51に対して、第２スイッチング素子としてのインバータ用のスイッチング素子である電界効果トランジスタQ2，Q3が直列に接続された、いわゆるハーフブリッジ型のものである。

電界効果トランジスタQ2，Q3は、制御端子であるゲート端子が制御手段としてのハイサイドドライバ65を介してＤＳＰ56に接続されており、このハイサイドドライバ65から供給される信号によってオンオフが制御される。

ハイサイドドライバ65は、ＤＳＰ56から供給される調光用のＰＷＭ信号Ｐに応じて、数十ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ程度の周波数、本実施の形態では例えば５０ｋＨｚ以上(２０μｓｅｃ以下の周期)で電界効果トランジスタQ2，Q3を交互にオンオフする(スイッチング駆動する)ことで、電界効果トランジスタQ3のドレイン−ソース間に所定の高周波交流を発生させるものである。

共振回路53は、電界効果トランジスタQ3の両端間に、直流成分を遮断するコンデンサC3と共振用巻線(共振用インダクタ)L2とを直列に介して共振用コンデンサC4が並列に接続されている。

予熱回路55は、予熱用トランスL3、コンデンサC5、予熱用スイッチング素子としての電界効果トランジスタQ4および電流検出用の抵抗R4の直列回路を備え、コンデンサC5と電界効果トランジスタQ4との接続点と電界効果トランジスタQ2のソース端子との間に、ダイオードD2が接続されている。

予熱用トランスL3は、一次巻線L3aと、第１二次巻線L3bおよび第２二次巻線L3cとが対向配置されており、一次巻線L3aは、電界効果トランジスタQ2，Q3の接続点と共振用コンデンサC4との間に接続され、各二次巻線L3b，L3cは、コンデンサC6，C7を介してそれぞれランプ12のフィラメントFLa，FLbに接続されている。

電界効果トランジスタQ4は、制御端子であるゲート端子がＤＳＰ56に接続され、このＤＳＰ56から供給される予熱用ＰＷＭ信号によりスイッチング制御される。

そして、ＤＳＰ56は、ディジタル信号処理を行う、いわゆるマイコンなどのＭＰＵ(演算素子)であり、アナログコンパレータ63の入力端子と接続される基準波形設定部としての参照電圧設定部である電圧設定部71、予熱回路55の電界効果トランジスタQ4のスイッチングを制御するための予熱回路制御部72、放電電流すなわちランプ電流ILおよび放電電圧すなわちランプ電圧VLの少なくともいずれか一方を検出することで点灯回路57およびランプ12の動作状態(主回路58の動作状態)を検出する状態検出手段の機能を有する状態検出部73、この状態検出部73により検出した動作状態に基づいてインバータ回路52の電界効果トランジスタQ2，Q3の動作制御用のＰＷＭ信号Ｐを生成する信号生成手段としてのインバータ回路制御部である調光信号生成部74などを内部に一体に備えているとともに、図示しない記憶手段としてのＲＯＭ、ＲＡＭ、インターフェースであるＩ／Ｏポートなどをそれぞれ備えている。また、このＤＳＰ56の各部は、動作クロック生成手段としてのクロック生成部76により生成された動作クロックCLKに依存したタイミングで動作する。

なお、ＤＳＰ56が電圧設定部71、予熱回路制御部72、および、調光信号生成部74などを一体に備えるとは、これらがＤＳＰ56においてソフトウェア処理部分を共有していることをいう。

電圧設定部71は、電源部51の入力電圧V0および出力電圧V1の少なくともいずれか一方を検出する電源電圧検出手段の機能を有するソフトウェア部であり、この検出した電圧V0，V1の少なくともいずれか一方に基づいて、アナログコンパレータ63の比較のための基準電圧であってＰＷＭ信号である参照電圧VTHを設定する。

具体的に、本実施の形態において、参照電圧VTHは、図１および図３(a)に示すように、アナログコンパレータ63に入力される電圧VQと参照電圧VTHとの大小によってオフされるように、基準波形SWとなる整流された電源電圧波形によって、出力電圧V1が所望の目標値に近付くようにフィードバック制御するための制御信号すなわちＰＷＭ制御信号である電界効果トランジスタQ1のスイッチングパルスSPを生成するように設定される。なお、基準波形SWは、例えばインバータ回路52からの出力電圧V1(出力電流I1)および電源電圧の少なくともいずれか一方に対応して可変させることが可能である。

換言すれば、点灯装置42は、電源部51のＰＦＣ制御用のスイッチングのための参照電圧VTHをＤＳＰ56により生成し、電界効果トランジスタQ1をスイッチングするためのスイッチングパルスSPを、フリップフロップ61やアナログコンパレータ63などのハードウェアにより構成したチョッピング制御部64により生成している。

予熱回路制御部72は、予熱回路55の予熱電流IPを検出する予熱電流検出手段の機能を有するソフトウェア部であり、予熱回路55の予熱電流IPを監視しつつ、状態検出部73で検出したランプ電流ILおよびランプ電圧VLの少なくともいずれか一方の変化に追従するように最適予熱条件すなわち目標値を設定し、予熱電流IPが目標値に近付くように、予熱回路55の電界効果トランジスタQ4のゲート端子に供給する予熱用ＰＷＭ信号PPを生成する。なお、この予熱回路制御部72は、例えばランプ電流ILとランプ電圧VLとの積であるランプ電力の変化あるいは周囲温度の変化などに追従して目標値を設定するようにしてもよい。また、この目標値は、例えばフィラメントFLa，FLbの寿命末期時にでも問題が発生しない程度のエネルギ量から設定される上限値を設けることが好ましい。

状態検出部73は、アナログ信号であるランプ電流ILおよびランプ電圧VLの少なくともいずれか一方を、これらランプ電流ILやランプ電圧VLに対応したディジタルの周波数データに変換するＡ／Ｄ変換器の機能を有しており、Ａ／Ｄ変換したランプ電流ILおよびランプ電圧VLの少なくともいずれか一方を予熱回路制御部72あるいは調光信号生成部74などに出力するものである。この状態検出部73でのランプ電流IL、あるいはランプ電圧VLの検出のタイミングは、例えば電源電圧波形、あるいは共振用コンデンサC4の両端電圧など、主回路58中の少なくともいずれかのアナログ信号、あるいは、この状態検出部73で検出したランプ電流ILやランプ電圧VLなどに基づいて演算されたディジタル信号である所定の周波数データによって、ランプ電流ILやランプ電圧VLのピーク位相に同期したタイミングに決定される。本実施の形態では、例えば状態検出部73がＡ／Ｄ変換器の機能を有しているので、ランプ電流ILやランプ電圧VLなどに基づいて演算されたディジタル信号である所定の周波数データに基づいてランプ電流ILあるいはランプ電圧VLの検出のタイミングが決定される。

そして、調光信号生成部74は、状態検出部73により検出したランプ12の点灯状態、すなわちランプ電流ILおよびランプ電圧VLの少なくともいずれか一方に基づいて、この点灯状態および動作クロックCLKに基づいてＰＷＭ信号Ｐの周期を演算する演算手段の機能を有するとともに、この演算した周期のＰＷＭ信号Ｐを生成するソフトウェア部である。

ここで、この調光信号生成部74により生成されるＰＷＭ信号Ｐは、そのデューティ比が動作クロックCLKに依存する、すなわち動作クロックCLKの立ち上がりあるいは立ち下りのいずれかに対応して動作する、換言すれば動作クロックCLKの整数倍の第１エッジと、動作クロックCLKに依存しない、すなわち動作クロックCLKの立ち上がりと立ち下がりとの間、あるいは、立ち下がりと立ち上がりとの間のいずれかに対応する、換言すれば非整数倍の第２エッジとを交互に出力することで、第１エッジ間でＰＷＭ信号Ｐのデューティを設定し、第２エッジ間でＰＷＭ信号Ｐの周期を設定している。

具体的に、調光信号生成部74は、図３(a)および図３(b)に示すように、演算したＰＷＭ信号Ｐの周期Ｔ_iを動作クロックCLK(幅ａ)で除算し(Ｔ_i＝ａ・ｎ_i＋ｂ_i、ｎ_i、ｉは自然数、ａ＞ｂ_i)、動作クロックCLKの立ち上がりエッジに対応したタイミングで割り込み処理をして、前周期Ｔ_i-1での除算(Ｔ_i-1＝ａ・ｎ_i-1＋ｂ_i-1、ｎ_i-1は自然数)によって発生した端数ｂ_i-1の動作クロックCLKの立ち上がりからの遅れ分ｃ_i-1だけ動作クロックCLKの立ち上がりエッジに対して遅らせてＰＷＭ信号Ｐの第２エッジを発生させるとともに、今周期Ｔ_iでの除算によって発生した端数ｂ_iと、遅れ分ｃ_i-1により第２エッジと動作クロックCLKの立ち下がりエッジとの間で発生した端数ｄ_iとの差分が、次周期Ｔ_i+1での動作クロックCLKの立ち上がりからの遅れ分ｃ_iとなる。すなわち、ｂ_i−ｄ_i＝ｃ_i、ｃ_i-1＋ｄ_i＝ａである。第１エッジは、ＰＷＭ信号Ｐのデューティによって求められる。

なお、電界効果トランジスタQ2用のＰＷＭ信号P1のエッジと電界効果トランジスタQ3用のＰＷＭ信号P2のエッジとの間には、図示しないが、若干のデッド区間が形成されている。また、ＰＷＭ信号P1(ＰＷＭ信号P2)の第１エッジは立ち下がりエッジ(立ち下がりエッジ)、第２エッジは立ち上がりエッジ(立ち上がりエッジ)となっているが、これらは反対としても同様である。

すなわち、調光信号生成部74は、ＰＷＭ信号Ｐのパルスのエッジを反転させるタイミング(ＰＷＭ信号Ｐのパルス幅)を、前周期のＰＷＭ信号Ｐのデューティ(オンデューティあるいはオフデューティ)により動作クロックCLKのエッジに対して発生する端数ｄ_iに基づいて、今周期のＰＷＭ信号Ｐのデューティ比が略一定となるように遅れ分ｃ_iを設定する、デューティ設定部の機能を有している。このＰＷＭ信号Ｐの周期制御は、毎周期、あるいは所定周期以内、例えば１００μｓｅｃ周期以内の数周期毎に行われる。

したがって、調光信号生成部74は、本実施の形態ではＰＷＭ信号Ｐの第１エッジのタイミングは動作クロックCLKに依存するものの、第２エッジのタイミングが動作クロックCLKに依存しないで可変できることにより、オンデューティ(オフデューティ)を、動作クロックCLKと独立したタイミングで可変させて、ＰＷＭ信号Ｐの周期を、動作クロックCLKの整数倍および非整数倍まで対応可能に制御(ＰＦＭ制御)することが可能である。換言すれば、調光信号生成部74は、ＰＷＭ信号Ｐのデューティ変化を周期変化(周波数変化)に変換することが可能な変換手段である。

ここで、共振回路53による共振作用を用いる点灯装置42では、図５に示すように、ＰＷＭ信号Ｐの周期(電界効果トランジスタQ2，Q3のスイッチング周期)に対するランプ電圧VLの変化が大きくなる。このため、インバータ回路52をディジタル制御すると出力がステップ状となり、安定点灯が容易でなく、さらに、制御周期が遅かったり、フィードバック制御を行ったりすると、同様に安定点灯が容易でない。具体的に、例えば共振用巻線L2のインダクタンスを１．４ｍＨ、共振用コンデンサC4の容量を３３００ｐＦとした場合を示す図６の表および図７に示すように、ＰＷＭ信号Ｐの周期最小分解幅(最小分解能)に対応するランプ電圧VLの変化幅ΔVLが２Ｖ以上の場合には、ランプ12がちらつくなど、点灯状態が不安定(図６の表中の網掛け部分)となる。したがって、本実施の形態では、インバータ回路52が、ＰＷＭ信号Ｐの周期最小分解幅に対応するランプ電圧VLの変化幅ΔVLが２Ｖよりも小さくなる(ΔVL＜２〔Ｖ〕)ように設定されている。

なお、周期最小分解幅とは、ＰＷＭ信号Ｐの最小のパルスの立ち上がりエッジから立ち下がりエッジまでの幅をいうものとする。

ＲＯＭには、ＤＳＰ56の各部、例えば電圧設定部71、予熱回路制御部72および調光信号生成部74などにより実行される各種プログラムが予め格納されている。

ＲＡＭには、状態検出部73などにより検出した各種ディジタル値がそれぞれに割り当てられた領域に記憶される。

そして、点灯装置42は、電源部51において、フリップフロップ61の動作によってスイッチングパルスSPを生成して電界効果トランジスタQ1をスイッチング動作させ、入力電圧V0と入力電流I0との位相を合わせて力率を改善する。

具体的に、図１および図４に示すように、図示しない起動用回路などにより電界効果トランジスタQ1がオンされると、チョッパチョークL1(ダイオードD1)に直線的に増加する電流が流れることで、このチョッパチョークL1の二次巻線L1bにチョーク電流Ｉが流れ、チョッパチョークL1に電磁的エネルギが蓄積される。同時に、電界効果トランジスタQ1のオンによるスイッチング電流IQによって抵抗R2により生じる電圧VQ(≧参照電圧VTH)がアナログコンパレータ63に入力されると、アナログコンパレータ63からフリップフロップ61のリセット端子にリセット電圧VR(＝電圧VQ)が入力され、このフリップフロップ61の出力端子からオフのスイッチングパルスSPが電界効果トランジスタQ1のゲート端子に供給されてこの電界効果トランジスタQ1がオフされることで、チョッパチョークL1に蓄積された電磁的エネルギが放出され、チョッパチョークL1(ダイオードD1)に直線的に減少する電流が流れる。

この動作の繰り返しにより、入力電圧V0の波形すなわち全波整流されたサイン波形である基準波形SWを包絡線として出力電流I1が形成される。

電源部51により生成された出力電圧V1は、インバータ回路52の電界効果トランジスタQ2，Q3を、例えば５０ｋＨｚなどの所定の周波数および所定のオンデューティでオンオフ動作させることで、高周波交流電圧に変換される。

この高周波交流電圧により、共振回路53が共振して共振電流が流れ、予熱回路制御部72で生成された所定の周期の予熱用ＰＷＭ信号PPにより電界効果トランジスタQ4がスイッチング動作された予熱回路55の予熱用トランスL3の各二次巻線L3b，L3cにそれぞれ予熱電流IPが流れて、ランプ12のフィラメントFLa，FLbを予熱する。

そして、フィラメントFLa，FLbの予熱によりフィラメントFLa，FLb間に所定の始動電圧が印加されてランプ12が点灯(始動)し、このランプ12が定常点灯される。

このとき、点灯装置42では、状態検出部73によって検出されたランプ電流ILあるいはランプ電圧VLの少なくともいずれか一方に基づき、これらランプ電流IL、ランプ電圧VLあるいはこれらの積であるランプ電力が所定の目標値となるようにフィードバック制御がなされる。

上記のように点灯したランプ12を調光する場合には、点灯装置42のハイサイドドライバ65にＤＳＰ56の調光信号生成部74からＰＷＭ信号Ｐを入力してインバータ回路52の駆動周波数を可変する。インバータ回路52の駆動周波数を増加、あるいは減少させることで、インバータ回路52からの高周波電力が抑制、あるいは増加されて、ランプ電流ILが抑制、あるいは増加され、ランプ12が調光される。

このインバータ回路52の駆動周波数、すなわちＰＷＭ信号Ｐの周期は、調光信号生成部74において、状態検出部73により検出したランプ電流ILおよびランプ電圧VLの少なくともいずれか一方に基づいて、クロック生成部76により生成された動作クロックCLKに依存する周期を有するＰＷＭ信号Ｐを生成した後、この調光信号生成部74において、ＰＷＭ信号Ｐの立ち下がりのエッジを、以前の周期のＰＷＭ信号Ｐのオンデューティおよびオフデューティのいずれか一方に基づいて、次周期のＰＷＭ信号Ｐのデューティ比が一定となるように設定され動作クロックCLKと独立したタイミングにおいて反転させることで、動作クロックCLKに依存せずに可変される。

このＰＷＭ信号Ｐの周期制御は、毎周期、あるいは所定周期以内、例えば１００μｓｅｃ周期以内の数周期毎に行われ、ランプ12の点灯状態がＰＷＭ信号Ｐの周期に即座に反映される。

ここで、インバータ回路52は、ＰＷＭ信号Ｐの周期最小分解幅に対応するランプ電圧VLの変化幅ΔVLが２Ｖよりも小さくなるように制御されている。

また、予熱回路55では、状態検出部73で検出したランプ電流IL、ランプ電圧VL、ランプ電力、あるいは周囲の温度変化などに追従するように予熱回路制御部72により設定された目標値に予熱電流IPが近付くように生成した予熱用ＰＷＭ信号PPによって電界効果トランジスタQ4がスイッチング動作されることで、ランプ12の種類や製造過程でのばらつきなどによって変化する点灯中の予熱量を最適化する。

以上のように、状態検出部73により検出したランプ12の点灯状態、所定の動作クロックCLKおよび調光信号などに基づいて、調光信号生成部74がＰＷＭ信号Ｐの周期を演算し、かつ、この演算された周期のＰＷＭ信号Ｐを、所定の動作クロックCLKの非整数倍の周期に対応したＰＷＭ信号を生成可能な調光信号生成部74によって生成することにより、動作クロックに拘らず、他の処理を停止させることなくＰＷＭ信号Ｐの周期を連続的に細かく変化させることができ、きめ細かい調光制御ができる。

具体的に、所定の動作クロックCLKの立ち上がりあるいは立ち下りのいずれかに対応して動作する第１エッジと、所定の動作クロックCLKの立ち上がりと立ち下がりとの間、あるいは、立ち下がりと立ち上がりとの間のいずれかに対応して出力される第２エッジとを調光信号生成部74が交互に発生させることにより、第２エッジ間でＰＷＭ信号Ｐの周期を制御でき、第１エッジ間でＰＷＭ信号Ｐのデューティ比を任意の一定値に設定できる。

すなわち、動作クロックCLKが比較的小さい、換言すれば低速で安価なＤＳＰ56を用いることができるので、点灯装置42のコストも低減できる。

特に、本実施の形態の点灯装置42は、共振回路53を用いるものであるから、細かい周波数(周期)制御が重要となるので、上記のように非整数倍の周期にまで対応可能なＰＷＭ信号Ｐを生成できる調光信号生成部74を備えることで、きめ細かい調光制御が可能となる。

なお、調光信号生成部74は、動作クロックCLKと独立したタイミングでＰＷＭ信号Ｐの第２エッジを反転させることでデューティ比を設定することにより、ＰＷＭ信号Ｐのデューティを容易に動作クロックCLKよりも短く設定可能になる。

主回路58中の少なくともいずれかの信号、あるいは、ランプ電流ILやランプ電圧VLなどに基づいて演算された所定の周波数データに基づいて決定したランプ電流ILやランプ電圧VLのピーク位相に同期したタイミングなどの所定のタイミングで、調光信号生成部74がＰＷＭ信号Ｐの周期を設定することによってランプ12の点灯周波数を設定することで、ランプ12の点灯状態を適切なタイミングで設定できる。この結果、ランプ12が消灯と点灯との間の不安定な状態であっても、ランプ12の点灯を維持できるので、深い調光が可能になる。

調光信号生成部74が、ＰＷＭ信号Ｐの周期を２０μｓｅｃ以下とし、ランプ12の点灯状態に基づきインバータ回路52の動作周波数を１００μｓｅｃ周期以内の周期、具体的には毎周期フィードバック制御することで、インバータ回路52の応答性をより向上できる。

また、従来、点灯装置は、共振回路による共振作用などを用いた高周波点灯との組み合わせによって放電ランプやシステムの高効率化がさらに進んできたものの、その結果として、ランプ径が細く、かつ、ランプ電圧が高くなってきている。そして、共振作用を用いることにより、ＰＷＭ信号の周期(スイッチング素子のスイッチング周期)に対する出力電圧すなわちランプ電圧の変化が大きくなる。このため、インバータ回路をディジタル制御すると出力がステップ状となり、安定点灯が容易でなく、さらに、制御周期が遅かったり、フィードバック制御を行ったりすると、同様に安定点灯が容易でない。

このため、インバータ回路52が、ＰＷＭ信号Ｐの周期最小分解幅に対応するランプ電圧VLの変化幅ΔVLが２Ｖよりも小さくなるようにランプ12を点灯させることにより、相対的にランプ電圧VLが高いランプ12であっても安定して調光でき、省エネシステムの提供が可能になる。

状態検出部73で検出したランプ12の点灯状態に基づいて調光信号生成部74の所定の目標値を設定してインバータ回路52をフィードバック制御することで、ランプ12の点灯状態に対応してインバータ回路52を効率よく駆動できる。

電源電圧波形に基づいて基準波形SWを設定する電圧設定部71のみを調光信号生成部74とともにＤＳＰ56に一体に設け、スイッチング電流IQとチョッパチョークL1の二次巻線L1b側のチョーク電流Ｉとに基づいて電界効果トランジスタQ1をスイッチング制御するスイッチングパルスSPを、基準波形SWにスイッチング電流IQが対応するように生成するチョッピング制御部64をＤＳＰ56と別個にハードウェアにより構成することで、昇圧チョッパ回路59の制御信号をＤＳＰにより生成する場合などと比較してＤＳＰ56でのソフトウェアの処理負担を低減でき、インバータ回路52の制御に負担を与えず、昇圧チョッパ回路59の制御とインバータ回路52の制御との両立が可能になる。

具体的に、検出した昇圧チョッパ回路の入力電圧V0および出力電圧V1に基づいて電圧設定部71により設定された参照電圧VTHと電界効果トランジスタQ1のスイッチング電流IQにより生じる電圧VQとをアナログコンパレータ63で比較し、このアナログコンパレータ63の出力電圧とチョッパチョークL1の二次巻線L1b側のチョーク電圧Ｖとに基づいて電界効果トランジスタQ1のスイッチングパルスSPをフリップフロップ61で生成することにより、ＤＳＰ56でのソフトウェアの処理負担を低減しつつ電界効果トランジスタQ1のスイッチングパルスSPを容易に生成できる。

そして、ＤＳＰ56でのソフトウェアの処理負担を軽減できることにより、ＤＳＰ56に他の制御を追加してもソフトウェアの処理負担を抑制できる。

電界効果トランジスタQ1のスイッチング電流IQの基準波形SWをインバータ回路52の出力、あるいは電源電圧に対応させて電圧設定部71で可変させることにより、インバータ回路52の出力が低い場合、あるいは電源電圧が低い場合などでも昇圧チョッパ回路59の負荷を軽減させつつ動作させることができる。

ランプ12の点灯中のフィラメントFLa，FLbの予熱量の最適値を判定することで、ランプの種類違いやランプの製造過程におけるばらつきが大きいフィラメントの最適予熱量を設定でき、予熱過不足を解消して、ランプ12の短寿命化や、早期黒化をなくすことができる。

そして昇圧チョッパ回路59、インバータ回路52および予熱回路55などを単一のＤＳＰ56によるディジタル制御とすることで、それぞれの制御専用のＤＳＰなどを設ける場合と比較して、構成が簡略化するとともに、互いの動作状態を反映させながら制御することが容易になるだけでなく、例えばセンサなどと組み合わせて無駄な光を調光すると、さらに省エネ化できる。

なお、上記一実施の形態において、電源部51および予熱回路55のそれぞれの構成、および、これらの制御などは、上記構成および制御に限定されるものではない。

また、インバータ回路52は、ＰＷＭ信号Ｐの周期最小分解幅に対応するランプ電圧VLの変化幅ΔVLが２Ｖよりも小さくなるようにランプ12を始動させるように攻勢してもよい。この場合には、相対的にランプ電圧VLが高いランプ12であっても安定して始動させることができる。

本発明の一実施の形態を示す点灯装置の回路図である。 同上点灯装置を備えた照明器具の一部を断面とした底面図である。 (a)は同上点灯装置の動作クロックとＰＷＭ信号との関係を示すタイミングチャート、(b)は(a)のタイミングチャートの一部を拡大して示す説明図である。 同上点灯装置の電源部の動作を示すタイミングチャートである。 一般的な点灯装置のインバータ回路の動作周期とランプ電圧との関係を示すグラフである。 同上点灯装置の出力分解能別のランプ電圧の差分を示す表である。 図６に示す表の各最小分解能に対応するグラフである。

符号の説明

11 照明器具としての天井埋込形照明器具
12 ランプ
21 器具本体
42 点灯装置である放電灯点灯装置
52 インバータ回路
65 制御手段としてのハイサイドドライバ
73 状態検出手段の機能を有する状態検出部
74 演算手段の機能を有する信号生成手段としての調光信号生成部
Q2，Q3 スイッチング素子としての電界効果トランジスタ

Claims (7)

1. 直流電圧を高周波電圧に変換して出力してランプを点灯させるインバータ回路と；
   ランプの点灯状態を検出する状態検出手段と；
   少なくともこの状態検出手段により検出したランプの点灯状態および所定の動作クロックに基づいて、インバータ回路を動作させるＰＷＭ信号の周期を演算する演算手段と；
   所定の動作クロックの非整数倍の周期に対応したＰＷＭ信号を生成可能に構成され、演算手段により演算された周期のＰＷＭ信号を生成する信号生成手段と；
   この信号生成手段により生成されたＰＷＭ信号に応じてインバータ回路を駆動制御する制御手段と；
   を具備していることを特徴とする点灯装置。
2. 信号生成手段は、所定の動作クロックの立ち上がりと立ち下りとのいずれかに対応して動作する第１エッジと、所定の動作クロックの立ち上がりと立ち下がりとの間と、立ち下がりと立ち上がりとの間とのいずれかに対応して出力される第２エッジとを交互に発生させる
   ことを特徴とする請求項１記載の点灯装置。
3. インバータ回路は、スイッチング素子を備え、信号生成手段により生成されたＰＷＭ信号の周期に対応したスイッチング素子のスイッチング動作によって直流電圧を高周波電圧に変換して、ＰＷＭ信号の周期最小分解幅に対応する出力電圧の変化幅が２Ｖよりも小さくなるようにランプを点灯させる
   ことを特徴とする請求項１または２記載の点灯装置。
4. 信号生成手段は、状態検出手段により検出したランプの点灯状態に基づいて所定の目標値を設定することでインバータ回路をフィードバック制御する
   ことを特徴とする請求項１ないし３いずれか一記載の点灯装置。
5. 信号生成手段は、ＰＷＭ信号の周期が２０μｓｅｃ以下、インバータ回路のフィードバック制御の周期が１００μｓｅｃ以下に設定されている
   ことを特徴とする請求項４記載の点灯装置。
6. 信号生成手段によるインバータ回路のフィードバック制御は、毎周期行われている
   ことを特徴とする請求項５記載の点灯装置。
7. ランプが取り付けられる器具本体と；
   ランプを点灯制御する請求項１ないし６いずれか一記載の点灯装置と；
   を具備していることを特徴とする照明器具。

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